Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler
und zwei Akku-Ladeschaltungen mit LM317LZ und LM317

 


Einleitung und Datenblätter

Gleich zu Beginn die Datenblätter, die man für das Studium dieses Elektronik-Minikurses unbedingt braucht: LM78xx, 78L05, LM79xx, LM317, LM317L(Z), LM337 und LM337L(Z). L ist die Lowpower-Version und Z steht für das TO92-Plastikgehäuse. In Text und Bild liest man für die Lowpower-Version LM317L und LM317LZ. Dies ist, elektronisch betrachtet, nebensächlich. Für den Hobby-Elektroniker empfiehlt sich eher die Z-Version (TO92-Gehäuse) als die hier nicht genannte M-Version (SMD-Gehäuse), wegen der leichteren Handhabung.

Fachbegriffe (Abkürzungen) und Erklärungen:

  • NiCd-Akku = Nickel-Cadmium-Akku
  • NiMH-Akku = Nickel-Metallhydrid-Akku

  • Eine Eingangsspannung ist in der Regel mit Ue gekennzeichnet. Bei Ausgangsspannungen liest man Ua hauptsächlich dann, wenn es eine Signalspannung ist, z.B. von einem Opamp-Ausgang. An einigen Stellen in Text und Bild liest man Ua auch bei einem Spannungsregler-Ausgang. Es gibt jedoch auch Stellen wo Ub zu lesen ist. Dies deutet auf eine Betriebsspannung hin. Betriebsspannung für eine nachfolgende mögliche Schaltung. Dies würde bedeuten, dass Ib ein Betriebsstrom ist. Das wäre durchaus möglich, wenn dies nicht gleich mit einer BJT-Basis in Verbindung gebracht wird. So ist Ib als Basisstrom zu verstehen.
Einleitende Grundlagen betreffs der Festspannungsregler bieten die beiden Kurse vom Inhaber des Elektronik-Kompendium Patrick Schnabel:



Wichtiges Grundlagenwissen für die Praxis

Es geht hier um Fragen weshalb es zwischen Aus- und Eingang eine Rückfluss-Diode braucht, wozu die Kondensatoren an den Ein- und Ausgängen dienen und warum man keine Tantalelkos für das Abblocken von Speisespannungen nehmen sollte. Wichtig sind auch der einzuhaltende minimale Ausgangsstrom, der maximale Ausgangsstrom und die interne Selbstschutzschaltung (Breakdown-Limit) und ein einfaches thermisches Experiment zu dieser Selbstschutzfunktion.

Bild 1 zeigt die Version eines dreibeinigen Fixspannungsreglers (Teilbild 1.1) und die eines dreibeinigen einstellbaren Spannungsreglers (Teilbild 1.2). Uxx ist die Ausgangsspannung des Festspannungsreglers 78xx. Beispiele: 5 VDC aus einem 7805 oder 12 VDC aus einem 7812. In Teilbild 1.2 ist Ua die Ausgangsspannung, welche mit R1 und R2 dimensioniert wird, wie dies beim LM317 üblich ist. Dazu später mehr.

Man liest hier bei den Fixspannungsregler anstelle von LM78xx nur 78xx und anstelle von LM79xx nur 79xx. Dies bringt zum Ausdruck, dass andere Hersteller teils andere Buchstaben vor die Zahl setzen. Die hier diskutierte Dimensionierung ist unabhängig vom Hersteller stets die selbe. LM wurde ursprünglich von National-Semiconductor-Corporation (NSC) eingeführt und später von Texas-Instruments (TI) mit der IC-Fabrikation übernommen. Allerdings benutzt auch Fairchild die LM-Bezeichnung. Es gibt auch die µA-Bezeichnung, wie µA78xx und µA79xx.

CL ist der Ladeelko, oder anders bezeichnet, der Glättungselko beim Gleichrichter. Die Schrägstriche in den Leitungen zwischen CL und der Spannungsregelung deuten an, dass die Gleichrichterschaltung von der Spannungsregelung örtlich getrennt sein kann. In diesem Fall sind die Abblock-Kondensatoren C1 nahe beim Spannungsregler besonders wichtig. Sie dienen der Vermeidung von hochfrequenter Oszillation. Darum sollten es auch Karamik-Multlayer-Kondensatoren (Kerko) sein, weil diese so gut wie keine parasitäre Induktivität aufweisen. In den Schaltbildern werden diese Kondensatoren zusätzlich mit Ck bezeichnet (k = Keramik).


Die überlebenswichtige Rückfluss-Diode D1

Dem aufmerksamen Leser fällt sogleich die Diode D1 auf, welche zwischen Ein- und Ausgang in Sperrrichtung geschaltet ist und er fragt sich wozu. Falls der Zustand eintritt, dass auch nur schon für einen kurzen Moment Uxx oder Ua grösser ist als Ue, dann verabschiedet sich der 78xx oder der LM317 in die ewigen Elektronenjagdgründe. Dies gilt ebenso für die meisten intergrierten Spannungsregler und eigentlich auch für Spannungsregler mit quasidiskretem Aufbau mit Opamps und Transistoren. Dummerweise folgt durch eine solche Zerstörung oft ein Kurzschluss zwischen Ein- und Ausgang des Spannungsreglers. D.h. Uxx oder Ua entspricht Ue, was die Zerstörung der an Uxx oder Ua angeschlossenen Schaltung zur Folge haben kann. Pech gehabt. Ja, müsste aber nicht sein, wenn die Diode D1 einsetzt wird. Ein sehr preiswerter Schutz mit so gut wie keinem Aufwand. D1 sollte eine Kleinleistungs-Silizium-Diode sein. Mit einer preiswerten 1N4002-Diode liegt man gerade richtig. Der Maximalstrom beträgt 1 A und die Sperrspannung 100 V. Eine Kleinsignaldiode, wie z.B. 1N4148 oder 1N914, wäre zu schwach und könnte selbst zerstört werden, im Falle eines Stromrückflusses. Dies hätte dann die selben weiteren Zerstörungen zur Folge, wie eben beschrieben.

Wie man jedoch generell den Risiken von dauerhaften Überspannungen, z.B. auf Grund defekter elektronischer Teile in einem Netzteil, vorbeugen kann, liest man in diesen beiden Elektronik-Minikursen:

Bevor man jedoch gleich zu solchen Massnahmen greift, tut man gut daran das Problem erst an der Wurzel zu packen. Damit sind wir wieder bei der Diode D1. Wir befassen uns also mit der Frage, wie es möglich ist, dass die Ausgangsspannung grösser als die Eingangsspannung sein kann. Siehe dazu Bild 2:

Gleich zum Voraus: Die Strombezeichungen 'i' anstatt 'I' zeigen, dass man es mit einem rückwärts fliessenden Strom von Ua nach Ue zu tun hat! Natürlich ist das keine allgemein gültige Regel. Sie dient hier einfach der Übersichtlichkeit.

Widerlegtes Dogma: Oft herrscht die Meinung vor, nur dann wenn am Eingang des Spannungsreglers ein Elko (CL) geschaltet ist, der eine niedrigere Kapazität aufweist als die des Elko am Ausgang des Spannungsregler (C2 und C4 [angeschlossene Schaltung]), fliesst ein Rückstrom vom Ausgang zum Eingang, wenn das Netzteil eingangsseitig abgeschaltet wird. Das stimmt so nicht! Die niederkapazitiven Kerko Ck bleiben hier unberücksichtigt.

Der Ventilator ist gerade nicht angeschlossen. C4 in Bild 2 wäre grösser als CL. In dieser Konstellation "CL < C4" fliesst ein Rückstrom i beim Ausschalten von Schalter S. Rückstrom i ist aber keineswegs ausgeschlossen, wenn "CL > C4". Warum das so ist, erklären die folgenden Abschnitte...

Angenommen, in Bild 2 ist CL, der Lade-Elko, mit einer Kapazität von 1000 µF zehn mal so gross wie die des Elko C4 mit 100 µF. Wir haben in Bild 2 ein Beispiel eines kleinen digitalen Systems das mit einer Spannung von typisch 5 VDC gespeist wird. Als Spannungsregler genügt ein einfacher 7805. Vor dem Spannungsregler kommt eine ungeregelte Spannung von etwa 12 VDC zum Einsatz, die auch noch einen Ventilator speist, der die gesamte Schaltung kühlt. Was passiert, wenn man den Schalter S öffnet? CL entladet sich über den Innenwiderstand des Ventilators, Ue' sinkt und der Ventilator läuft als wie langsamer. Ue' erreicht die kritische Minimalspannung, bei der der 7805 die geregelte Ausgangsspannung von 5 VDC nicht mehr halten kann. Ua sinkt ebenfalls. C4 "wehrt sich dagegen" und versucht 5 VDC aufrecht zu erhalten, bildlich gesprochen, und genau das gelingt C4 einigermassen, wenn die Entladezeitkonstante von C4 mit dem Innenwiderstand der digitalen Schaltung grösser ist als die von CL mit dem Innenwiderstand des Ventilators. Es kommt bei diesem Entladungsvorgang zum Zustand bei der Ua grösser ist als Ue'. Ist Ua um die Diodenflussspannung von D1 grösser als Ue', fliesst ein Entladestrom i von C4 über D1 zum Ventilator. Würde D1 fehlen, dann sinkt Ue' soweit, bis die IC-interne Durchbruchspannung erreicht ist und C4 entladet sich mit dem Strom i über den 7805 in Richtung Ventilator. Dies schadet dem 7805 und ebenso sehr vielen andern Spannungsreglern anstelle des 7805.

Es stellt sich die Frage, was eigentlich passiert, wenn es den Ventilator gar nicht gibt und so an CL überhaupt keine zusätzliche Last vorhanden ist. In diesem Fall ist die Zeitkonstante von C4 mit der digitalen Schaltung viel kleiner, als die vom grösseren CL und dem Belastungswiderstand, bestehend aus dem 7805 und der digitalen Schaltung. Die Folge davon ist, dass beim ganzen Entladungsvorgang Ue' ständig grösser ist als Ua. Es fliesst kein Rückstrom i durch D1. Das stimmt allerdings auch nur dann, wenn man für den minimalen Belastungsstrom am Ausgang des 7805 sorgt, wie dies das Datenblatt vorschreibt. Man denke bei diesem Beispiel daran, dass eine digitale CMOS-Schaltung, wenn sie aus irgendeinem Grunde gerade nicht getaktet wird (statischer Zustand), so gut wie keinen Strom braucht. Für eine vernünftige Minimallast von 10 bis 20 mA kann man eine LED für die Betriebsanzeige einsetzen, wie dies Bild 2 (LED mit R1) zeigt.

Es lohnt sich allerdings nicht genau herauszufinden, ob der 7805 (oder ein anderer Spannungsregler) wegen einem möglichen Stromrückfluss gefährdet ist oder nicht, weil der Aufwand des Einsatzes von D1 ist schlicht weg zu minimal, auch preislich. Ein Kurzschluss von Ue oder Ue' nach GND, z.B. durch den plötzlichen Defekt von CL, gefährdet den 7805 ohne D1 mit sehr hoher Wahrscheinlichkeit. Nach der Beseitigung des Kurzschlusses (Ersatz von CL), zeigt sich beim Wiedereinschalten der Schaltung in Bild 2, bei defektem 7805, an Ua die volle Spannung von Ue und das wird mit hoher Wahrscheinlichkeit die gesamte digitale Schaltung zerstören. D1 ist eine minimale Zugabe mit sehr hoher Sicherheitssteigerung!

Koppel- oder Block-Kondensator, das ist hier die Frage: Was das L bei CL bedeutet, ist bereits klar. Ck bedeutet, wie bereite erklärt, Keramik-Kondensator (Kerko). Ck ist aber auch assoziiert mit Koppel-Kapazität, worunter man das Auskoppeln (Filtern, Unterdrücken) von hauptsächlich hochfrequenten Störspannungen (auch transiente steilflankige Impulse) versteht. Elkos wirken, wegen ihrer parasitären Induktivität, bei Frequenzen bis in den 100 kHz-, keramische Multilayer-Kondensatoren (Kerko) bis weit in den 100 MHz-Bereich oder sogar noch höher. Das betrifft dann transiente Impulsflanken im Bereich von 10 bis 1ns oder noch weniger. Ck-Kondensatoren haben aber noch einen andern Zweck: Sie schaffen im genannten Frequenzbereich eine niedrige Quellimpedanz für die nachfolgende Schaltung. Dies begünstigt die Stabilität (geringe Oszillationsneigung etc.). Damit keine Verwirrung entsteht, es gibt neben dem Begriff Koppel- auch den des Block-Kondensators. Dieser Begriff ist oft eindeutiger assoziiert mit dem was man will, nämlich Störspannungen abblocken. Beide Begriffe haben hier die selbe Bedeutung. In der analogen Verstärkertechnik wird auch Anderes verstanden, wie z.B das Entkoppeln von DC-Spannungen bei der Übertragung und/oder Verstärkung von AC-Spannungen. Siehe dazu im Elektronik-Minikurs Echter Differenzverstärker I Kapitel "Instrumentationsverstäerker nur für Wechselspannungen" oder in Echter Differenzverstärker IV alle Kapitel.


Warum ist der Rückstrom so schädlich?

Teilbild 3.1a zeigt die (fast) einfachste Stabilisatorschaltung der Welt mit einer Zenerdiode (Z-Diode) Z und einem NPN-Transistor T. Daran wollen wir sehen wie es zum Rückfliessen des Stromes i kommt und wo i (und i1) hindurchfliesst, nachdem Schalter S geöffnet wird. Gleich nach dem Öffnen von S liegt an C1 (hier nicht CL) die Spannung Ue' von 18 VDC. C1 entladet sich mit IC1 über R1. Einfachhheitshalber liegt an Ua keine Last. Während der anfänglichen Entladung von C1 über R1 bleibt Ua auf der stabilisierten Spannung von rund 11.3 VDC. Dafür sorgt C2. Unterschreitet Ue' jedoch eine Spannung von etwa 6 VDC, beginnt ein Rückstrom i von C2 (Ua) über die Emitter-Basis-Strecke von T und durch R2 nach R1 zu fliessen. Dieser Teilstrom ist mit i1 markiert. Wenn die Entladezeitkonstante R1*C1 sehr kurz ist, kann der Rückstrom i, der über die Emitter-Basis-Strecke und von dort über die innere Basis-Kollektor-Diode fliesst, kurzzeitig so stark ansteigen, dass es für T gefährlich werden kann. Die Grösse von R2 spielt da auch eine gewisse Rolle. Eine Rückfluss-Diode D1 zwischen Emitter und Kollektor würde i ableiten und der Transistor T bleibt rückstromlos verschont. Diode D1 ist gestrichelt angedeutet.

Die Krux mit der Emitter-Basis-Strecke von T: Warum kommt es zum Stromrückfluss i erst dann wenn Ue' auf etwa 6 VDC gesunken ist? Während die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T bloss der einer Diodenflussspannung (Silizium) von etwa 0.7 V entspricht, hat umgekehrt die Emitter-Basis-Strecke eine ähnliche Eigenschaft wie eine Z-Diode mit einer Schwellenspannung zwischen 5 und 6 V (z.T. auch etwas wmehr). Erst dann, wenn diese Schwellenspannung erreicht ist, kann ein Rückstrom i fliessen. Dieser fliesst einerseits über R2 nach R1 und anderseits über die Basis-Kollektor-Diode nach R1 (Teilstrom i1). Für diesen Weg addiert sich zur EB-Schwellenspannung noch die Schwellenspannung von etwa 0.7 V der Basis-Kollektor-Diode. Dieser Weg des Rückstromes i ist für den Transistor gefährlich, weil, wenn z.B. C1, wegen eines Defekts, kurzschliesst, fliesst unlimitiert ein Stromimpuls aus C2 über die Emitter-Basis-Strecke und von dort über die Basis-Kollektor-Diode nach GND. Es gibt nirgends einen strombegrenzenden Widerstand!

Teilbild 3.2a ist die Ersatzschaltung zu Teilbild 3.1a betreffs des Rückstromes i. Teilbild 3.2a soll dem leichteren Verständnis dienen. D-BE bedeutet Basis-Emitter-Strecke des Transistors T mit Diodeneigenschaft. Sie reduziert die Spannung an der Z-Diode Z von 12 VDC auf Ua = 11.3 VDC. D-BK ist die Basis-Kollektor-Diode von T und Z-EB von T ist die Emitter-Basis-Strecke mit Z-Diodeneigenschaft. Die Spannung an Ue' muss um den den Betrag von UZ-EB plus UD-BK niedriger sein als Ua, damit ein für T gefährlicher Rückstrom i fliessen kann. Diese Ersatzschaltung eignet sich nur gerade für diese Erklärung!

Teilbild 3.3a zeigt den Teil des Innenlebens des Fix-Spannungsregler LM78xx (hier LM7805) mit dem Stromrückfluss i, wenn Ue kleiner als Ua ist. Es genügt wenn diese Differenzspannung etwas grösser ist als zwei Diodenflussspannungen in Serie und es fliesst ein Rückstrom i von Ua über R16, R14, über die Basis-Kollektor-Diode von Q14 und über die von Q15. Hier wirkt stromlimitierend R14 mit 230 Ohm. Ist Ue jedoch gleich um mehr als 6 V niedriger als Ua, dann fliesst auch ein Rückstrom i1 durch Q16 zurück nach Ue, und dies ohne stromlimitierenden Widerstand. R16 hat nur eine strombegrenzende Wirkung im Betriebszustand (geregelte Strombegrenzung). Das ist schliesslich auch die Aufgabe von R16. Aber für diese Situation hier ist, weil zu niederohmig, R16 praktisch wirkungslos. Mit Diode D1 - siehe auch Bild 2 - wird ein solches Risiko elegant vermieden! (Kleine Anmerkung zum 7805: Weil die Ausgangsspannung nur 5 VDC betragen kann, besteht das gefährliche Rückstromrisiko kaum. Beim 7806 und höher jedoch eindeutig!)

Stimmt das alles wirklich oder ist das nackte Theorie ohne jeden Praxisbezug?! Leider ja, so ist es und ich erzähle jetzt warum es ohne Wenn und Aber bei diesen integrierten Spannungsreglern immer eine Rückfluss-Diode braucht:

Angeregt durch die konstruktive Kritik eines Lesers, der aus meiner obigen Erklärung postulierte, dass man beim 7805 definitiv auf die Rückfluss-Diode stets verzichten kann, untersuchte ich den LM7805 und den LM7812 mit einem kleinen Versuchsaufbau. Es geht dabei um zu testen, wie sich der Rückstrom tatsächlich verhält, wenn die Ausgangsspannung höher ist als die Eingangsspannung, wobei diese auf GND-Potential gesetzt ist. Ich erinnere daran, dass dieser realistische Zustand dann eintritt, wenn der Ladeelko der Gleichrichterschaltung kaputt geht und sich mit einem Kurzschluss verabschiedet. Man betrachte dazu Bild 3b:

Teilbild 3.1b zeigt die Beschaltung für den Test. Der Eingang Ue des Spannungsregler LM78xx (hier im Test: LM7805 und LM7812) ist mit GND verbunden. Der Ausgang Ua ist über ein Strommessgerät mit einer variablen Spannungsquelle verbunden. Diese ist vorzugsweise ein Netzgerät mit einstellbarer Spannung und ebenso einstellbarer Strombegrenzung. Ut ist die Testspannung an Ua und It der durch Ut resultierende Teststrom. Schalter S zwischen GND-Anschluss des Spannungsregler und dem GND der Spannungsquelle deutet darauf hin, dass es keine Rolle spielt ob diese Verbindung vorhanden ist oder nicht. Die gemessenen Stromwerte It werden davon nicht beeinflusst. Dies bedeutet, dass über diese GND-Verbindung kein oder nur ein vernachlässigbar kleiner Strom fliesst.

Test mit dem LM7805: Teilbild 3.2b (Teilschaltung und Diagramm) zeigt, dass sich das parasitäre Element wie eine Silizium-Diode Dp (p = parasitär), ein P-N-Übergang, verhält. Da stellt sich logischerweise die Frage, ob eine externe Silizium-Diode noch als Schutzdiode Ds (s = Schutz) taugt. Ja tut sie, wenn eine Leistungsdiode verwendet wird, die für einen Strom von 1 A oder mehr definiert ist. Eine solche Diode hat beim gleich grossen Strom eine eindeutig niedrigere Schwellenspannung, wie das Diagramm mit den beiden Kurven andeutet. Wenn also beide Dioden Ds und Dp parallel geschaltet sind, dann zieht aus Gründen der Nichtlinearität Ds den Löwenanteil des Stroms It und für Dp bleibt nur sehr wenig davon übrig. Wenn man es mit der Sicherheit übertreiben will, kann man für DS eine Schottky-Leistungsdiode einsetzen. Dann wird in Dp ganz sicher kein Rückstrom mehr fliessen. Die Kurve Dp gilt nur dann, wenn keine Schutzdiode Ds im Einsatz ist. Ist Ds eingebaut, zeigt sich die Kurve Ds. Ist Ds im Einsatz, entspricht Ut der Schwellenspannung von Ds und diese ermöglicht in Dp bestenfalls nur einen sehr niedrigen Stromanteil.
Fazit: Dieses Experiment zeigt deutlich, dass auch beim 7805 stets eine Schutzdiode Ds empfohlen ist!

Test mit dem LM7812: Hier wird es interessant! Der LM7812 verhält sich völlig anders als der LM7805. Beim LM7812 spielt die Emitter-Basis-Schwellenspannung mit seiner typischen Zenerspannung von etwa 6 V eine gewisse Rolle. Wir betrachten dazu Teilbild 3.3b. Bei Ut = 1 VDC beträgt It etwa 20 mA. Dann steigt der Strom It bis zu einem Maximum von 75 mA bei Ut = 2 VDC an und sinkt bei weiterer Zunahme von Ut bis 2.8 VDC auf ein Minimum vo etwa 30 mA. Wie diese Art der Nichtlinearität zustande kommt, ist mir unklar. Ich kann nur annehmen, dass die Ursache ein komplexes Ut-abhängiges Wechselspiel ist zwischen den nützlichen und parasitären Komponenten in der Schaltung des IC. Bei weiterer Zunahme von Ut steigt erneut überproportional It und erreicht bei Ut = 6.5 VDC einen Wert von etwa 100 mA. Die jetzt noch kleinste Erhöhung von Ut führt direkt einen Latchup-Effekt herbei. Ein Thyristor-Effekt. Es setzt die Strombegrenzung des zum Test eingesetzten Netzgerätes ein und Ut begrenzt sich auf die typische Schwellenspannung eines Thyristors von etwa 1 VDC. Solche Thyristoren bilden sich aus zwei kreuzgekoppelten parasitären Transistoren mit folgendem Ersatzschaltbild (siehe Funktionsprinzip). Nach dem Reduzieren der Spannung beim Netzgerät unter die kritische Schwelle von 6.5 VDC, kann man Ut aus- und wieder einschalten und der Latchup-Effekt tritt typischer Weise nicht wieder auf. Ob diese ominöse Spannung von 6.5 VDC etwas mit dem IC-internen Leistungstransistor oder ebenfalls mit einem parasitären Effekt zu tun hat, weiss ich nicht. Der Einsatz einer Schutzdiode Ds ist aber alleine schon für den unteren Ut-Spannungsbereich empfehlenswert, weil die It-Ströme, welche in diesem Bereich auftreten, eine "unsaubere" Angelegenheit ist.

Der Test mit diesen beiden Spannungsreglern habe ich mit je zwei Exemplaren durchgeführt. Abweichungen der Messdaten waren nicht feststellbar. Ich gehe aber davon aus, dass es Unterschiede gibt, wenn man diesen Test mit 7805 und 7812 von andern Hersteller durchführt. Ich denke, da wird es sowohl gewisse Abweichungen der so genannten nützlichen und der unvermeidbaren parasitären internen Schaltung geben. Aber eines ist sicher, der Einsatz der Schutzdiode Ds ist immer richtig, weil diese begrenzt die Rückwärts-Dropoutspannung (Ua-Ue) auf stets weniger als 1 V.

Nicht alle Datenblätter zu den LM78xx-Spannungsregler sind gleich umfassend. Das folgende NS-Datenblatt zum LM340 (LM78xx) geht mit einer kurzen Erklärung auf die hier beschriebenen Phänomene ein:

Siehe Figure 1 auf Seite 8 mit dem Abschnitt "Shorting the Regulator Input. Ein wichtiger Satz sei gleich hier fokussiert: "The capacitor will then discharge through a large internal input to output diode and parasitic transistors. If the energy released by the capacitor is large enough, this diode, low current metal and the regulator will be destroyed.".


Kondensator C1

Wir kommen noch einmal zurück zu Bild 1:

Diese eingangsseitigen Block-Kondensatoren sind gemäss Datenblätter aus Gründen der Stabilität vorgeschrieben. In Teilbild 1.1 mit einem 78xx-Spannungsregler ist für C1 330 nF und für Teilbild 1.2 mit dem LM317 100 nF vorgeschrieben. Die Kapazitäten dürfen auch problemlos höher sein. Man sollte jedoch keine Elkos verwenden, weil diese relativ hohe parasitäre Induktiviäten besitzen. Diese könnten den eigentlichen Zweck verhindern, nämlich die Unterdrückung der Oszillationsneigung bei höherer Frequenz. Am besten eignet sich der Kerko. Im Gegensatz zur Aussage der Datenblätter, empfiehlt es sich diese Kondensatoren auch dann einzusetzen, wenn der Ladeelko CL der Gleichrichterschaltung nahe beim Spannungsregler ist, - eben wegen der unter Umständen zu hohen parasitären Induktivität von CL, da CL ein Elko ist. C1 muss stets so nahe wie möglich an die Anschlüsse des Spannungsreglers gelötet werden. Beim LM317 (Teilbild 1.2) bedeutet dies, dass die GND-Anschlüsse von C1 und R2 nahe beieinander sind. Es soll an dieser Stelle wieder einmal erwähnt sein, dass man grundsätzlich gut daran tut, die GND-Leiterbahnen so breit wie möglich zu gestaltet, auch wenn kein grosser Strom hindurchfliesst. Es geht um die möglichst niedrige Impedanz und damit ein geringes Risiko einer so genannten Brummschlaufe. Dies gilt in erster Linie für GND-Leiterbahnen, bzw. GND-Leiterflächen.


Kondensator C2

Die Kapazität dieses Elkos hat je nach Datenblatt und Applikation unterschiedliche Werte von weniger als 100 nF bis 1µF. Er darf durchaus auch grösser als diese 1µF sein, was in der Realität durch die gespeiste Schaltung oft auch gegeben ist.

Dieser Elko beeinflusst das dynamische Verhalten des Reglers in Teilbild 1.1 und Teilbild 1.2 in Bezug auf Eingangsspannungs- und Laststromänderungen. Je höher der Wert von C2, um so niedriger die Amplitude des Einschwingvorganges bei einer steilflankigen Eingangsspannungs- oder Laststromänderung.

In den Datenblättern wird ein Tantalelko empfohlen. Besser ist es ein Elko von 1 µF oder höher zu wählen und ein Kerko von 100 nF parallel zu schalten. Der Kerko C3 reduziert die allenfalls störende Wirkung der parasitären Induktivität des Elko C2 und deshalb dämpft C3 zusätzlich hochfrequente Transienten, falls solche beim schnellen Regelvorgang entstehen oder vom Eingang Ue her in die Regelschaltung hineinstreuen. Die Kombination von C2 und C3 (Ausgang) gehört ebenso in die Nähe des Spannungsreglers wie C1 (Eingang). Die Reihenfolge ist unkritisch. Zwischen Uxx und GND (Teilbild 1.1) oder Ua und GND (Teilbild 1.2) empfiehlt es C2-Elkos mit noch höherer Kapazität einzusetzen, als dies im Datenblatt empfohlen wird. Wozu dies gut sein soll, beantwortet dieser spezielle Elektronik-Minikurs:


Warum kein Tantalelko verwenden?

Gefahr droht! Die Schaltfestigkeit der relativ preiswerten Tropfen-Tantalelkos ist nicht gerade hervorragend. Es gibt zwar Tantalelkos mit guter Schaltfestigkeit, diese sind jedoch nicht gerade preiswert. Heikel ist es dann, wenn Tantalelkos an DC-Betriebsspannungen sehr niederohmig betrieben werden, wenn diese Spannung fast gleich gross ist wie die Nennspannung des Tantalelko. Kommt es zu einem Mikrodurchschlag im Innern des Tantal-Elko, entsteht stets ein Kurzschluss und je nach Stromstärke können diese Tantalelkos sehr heiss werden. Tantalelkos mit Kurzschluss können sogar brennen, wenn der Rippelstrom die spezifizierten Grenzen überschreitet und es zu einem Totalausfall mit Kurzschluss führt, wie im Wikipedia zu lesen ist.

Als der Tantalelko etwa Anfangs der 1970er-Jahren die damalige moderne Schaltungstechnik bereicherte, kam es zunächst zur Euphorie und man verbaute diese kleinen Wunderelkos in Riesenmengen in Timer- und Generatorschaltungen und auch als Block-Elkos nahe an die IC-Speisungen, bis sich die negativen Erfahrungen durch Ausfälle häuften. Woher kam diese Euphorie? Der Tantalelko hat eine hohe Kapazitäts-Volumen-Dichte, einen niedrigen Leckstrom und eine niedrige parasitäre Eigeninduktivität. Diese Euphorie verschwand bald, denn die Reparaturen kaputter Schaltungen lohnten sich schliesslich nicht. Die Ursache von defekten Tantalelkos ist die schlechte Schaltfestigkeit. Das niederohmige Einschalten der Betriebsspannung bei auch noch steilen Schaltflanken vertragen Tantalelkos schlecht. Der Fertigungsprozess verbesserte sich im Laufe der Jahre und trotzdem empfiehlt es sich Tantalelkos nicht unnötigerweise steilen Schaltflanken bei Spannungen auszusetzen, die in der Nähe der Nennspannung des Tantalelko liegen. In der oben genannten Wikiseite empfiehlt sich dazu das Kapitel Schaltfestigkeit zu lesen. Zum Abblocken der Betriebsspannung empfiehlt sich folgende Alternative: Am Eingang der Betriebsspannung zur Leiterplatte folgt ein Elko mit relativ hoher Kapazität bis zu 100 µF oder auch mehr. In der Nähe der ICs verlötet man vorzugsweise Kerkos mit Werten um die 100 nF. Nebenbei ist dies auch etwas eine Preisfrage, weil Tantalelkos signifikant teurer sind als Kerkos.

Ökologie: Ein anderer und wohl kaum weniger wichtiger Aspekt ist die Seltenheit des Rohstoffes Tantal. Man sollte wirklich nur soviel von diesem Metall abbauen, wie es denn wirklich notwendig ist. Es kann ja sein, dass dort wo Tantal vorkommt, die (belebte) Natur in irgend einer Weise darauf angewiesen, bzw. ökologisch, wenn vielleicht auch nur sehr schwach, vernetzt ist, worüber man vielleicht noch gar nichts weiss. Diese naturorientierte Denkweise sollte je länger desto mehr für uns selbstverständlich sein oder zumindest werden...

Trotz diesen Bedenken gibt es einen wirklich sinnvollen Einsatz für Tantalelkos. Sie haben selbst bei hohen Kapazitäten relativ kleine Leckströme. Dies erlaubt es relativ hohe Werte von Zeitkonstanten zu erzeugen, wie ein Beispiel im folgenden Elektronik-Minikurs zeigt:


Minimaler Ausgangsstrom

Für die hier verwendeten Spannungsregler 78xx, 79xx, LM317 und LM337 gibt es eine minimale Stromlast ohne die die Regelschaltung nicht garantiert einwandfrei arbeitet. Als typische Minimallast gilt 5 mA, unter strengen Worstcase-Voraussetzung sind es 10 mA. Dies ist wenig, wenn man bedenkt, dass diese Spannungsregler bei ausreichend guter Kühlung dauernd 1 A (78xx) bzw. 1.5 A (LM317) liefern können. Dieser Minimalstrom wird normalerweise bereits von einer LED-Betriebsanzeige übernommen, wobei dies nur dann eine Überlegung wert ist, wenn die eigentliche, meist viel grössere Last, nicht stets gewährleistet ist. Beim LM317 und LM337 ist es so, dass der Minimalstrom durch das Widerstandsnetzwerk übernommen wird, mit dem man die Ausgangsspannung definiert. Genauer, R1 (Teilbild 1.2) definiert den Strom, weil über R1 die IC-interne konstante Referenzspannung anliegt. Uref beträgt 1.25 VDC. Wenn R1 = 240 Ohm, dann beträgt der minimale Laststrom 5.2 mA.

Von diesen Spannungsreglern gibt es auch Lowpower-Versionen welche mit etwas niedrigerem Minimalstrom auskommen, dafür aber auch weniger Maximalstrom liefern. Ein solcher Spannungsregler wird weiter unten im Kapitel "Der kleine Bruder des LM317" thematisiert.


Maximaler Ausgangsstrom und der Second-Breakdown-Limit

Der maximale Ausgangsstrom liegt bei der 78xx- und 79xx-Serie bei 1 A, beim LM317 und LM337 bei 1.5 A. Der Kurzschlussbegrenzungsstrom ist sogar höher. Aber Achtung! Dies gilt nur innerhalb eines maximalen Spannungsabfalles zwischen dem Ein- und Ausgang des Spannungsreglers. Man nennt dies auch die Dropoutspannung UDROP. Die maximalen Werte des Dauer- und des Kurzschlussbegrenzungsstromes gilt beim LM317 nur bis zu einer Dropoutspannung von maximal 10 VDC. Ist diese höher, reduziert sich der maximale Kurzschlussbegrenzungsstrom derart, dass der IC-interne Leistungstransistor innerhalb des so genannten Second-Breakdown-Limit liegt und so nicht zu Schaden kommt.

Was der Second-Breakdown-Limit (Zweiter Durchbruch) ist, wird hier nicht detailliert thematisiert. Grob erklärt geht es darum: Je heisser im bipolaren Leistungstransistor das Silizium wird, um so niederohmiger wird dieses. Das heisst, es kann mehr Strom durch den Halbleiter fliessen. Dies ganz im Gegensatz zum Leiter, der bei Erwärmung hochohmiger wird. Die Chiperwärmung erfolgt auch bei solch winzigen Flächen leicht ungleichmässig und wenn sich auf dem Chip eine Zone mit nur etwas höherer Temperatur bildet, wird es schnell kritisch. Diese Zone ist niederohmiger als der Rest der Chipfläche. Also fliesst durch diese Zone immer mehr Strom und diese Zone heizt sich noch mehr auf und weil die restliche Chipfläche etwas kühler und hochohmiger wird, übernimmt diese immer weniger Stromanteile. Dieser Prozess schaukelt sich in Windeseile hoch. Eine positive Rückkopplung entsteht und der Transistor, hier der ganze Spannungsregler, wäre defekt, würde diesem Second-Breakdown-Effekt nicht mittels Elektronik, die sich ebenfalls im Spannungsregler befindet, wirksam entgegen gesteuert. Diese Massnahme existiert in allen hier diskutierten Spannungsreglern.


Ein lustiges Experiment

Es gibt in allen diesen Spannungsreglern auch noch eine Temperaturbegrenzung. Die Chiptemperatur wird unterhalb des Second-Break-Down-Limit so begrenzt, dass der Siliziumchip bei Überlast nie überhitzt werden kann. Dadurch entsteht eine Temperaturbegrenzung. Man kann dies selbst leicht indirekt testen. Man belastet ein 7805 bei einer Dropout-Spannung mit einigen Volt mit einem Strom von z.B. 1 A und man kühlt ihn nicht. Man beobachtet das Strommessgerät und sieht zu wie sich der Strom, kaum eingeschaltet, schnell reduziert. Dies, weil die Temperatur an der Kühlerkontaktfläche des Spannungsreglers schnell ansteigt. Bei etwa 100 Grad Celsius, oder auch etwas mehr, stabilisiert sich die Temperatur. Bläst man diese Fläche an, steigt sogleich der Kurzschlussbegrenzungsstrom wieder an. Ein kurzzeitiger Gasstrahl aus der Kältespray-Dose und der volle Strom ist während ebenfalls sehr kurzer Zeit wieder da, bis sich danach die Maximaltemperatur wieder eingestellt hat bei niedrigerem Strom.



LM317: Dimensionierung der Ausgangsspannung

Der LM317 hat eine interne Bandgap-Referenzspannungsquelle UREF mit einer konstanten Spannung von 1.25 VDC zwischen dem Ausgang und dem Anschluss für die Spannungsabstimmung ADJ (Adjust), bzw. über R1. Wegen dieser konstanten Spannung über R1 fliesst durch ihn auch ein konstanter Strom IR1. Dieser addiert sich mit dem wesentlich kleineren Strom IADJ und verursacht gemeinsam über R2 die Spannung UR2. Die konstante Ausgangsspannung addiert sich aus der Spannung über R1 und über R2. Damit wird klar, dass die minimale Ausgangsspannung Ua den Wert der internen Referenzspannung nicht unterschreiten kann. Dieser Fall tritt dann ein, wenn R2 Null Ohm ist. Es gibt allerdings einen Trick die Ausgangsspannung Ua auf 0 VDC herunterzufahren, in dem man R2 nicht mit GND, sondern mit einer negativen stabilen Referenz-Vorspannung verbindet. Damit die LM317-Ausgangsspannung Ua nicht an Stabilität einbüsst, empfiehlt sich für diese negative Zustatzspannung ebenfalls eine Bandgap-Referenz einzusetzen. Wie man dies macht, liest man in diesem Elektronik-Minikurs:

Betrachten wir jetzt IR1 und IADJ. In den meisten LM317-Applikationen von National-Semiconductor ist R1 mit 240 Ohm angegeben. Dies hat zwei Gründe: Es fliesst durch ihn ein Strom von etwa 5 mA, der etwa dem minimalen typischen Laststrom entspricht, und der Strom ist so gross, dass sich der deutlich weniger stabile und viel niedrigere Strom IADJ kaum auswirkt. Dieser Strom variiert typisch zwischen 40 und 57 µA im Temperaturbereich von -50°C und 150°C, oder im engeren praktikableren Bereich von 25°C und 75°C zwischen 53 µA und 55 µA. Diese Änderung von 2 µA hat bei einem Gesamtstrom von 5 mA einen Einfluss von weniger als 0.5 Promille. Demgegenüber verändert sich die Referenzspannung im selben Temperaturbereich von 25°C und 75°C um etwa 5 mV, was etwa 4 Promille der Referenzspannung, also acht mal mehr ausmacht!

Wir erkennen jetzt, dass die interne Referenzspannungsquelle temperatursensitiver ist, als der Gesamtstrom durch R2, wobei natürlich auch die Spannung über R2 durch die Änderung der Referenzspannung beeinflusst wird. Konsultiert man das Datenblatt des LM317 und man vergleicht die zuständigen Diagramme, dann sieht man, dass die ADJ-strombedingte Spannungsänderung über R2 bei ansteigender Temperatur zunimmt, jedoch die Referenzspannung selbst bei ansteigender Temperatur abnimmt. Beide Effekte kompensieren sich also ein wenig, sogar ein wenig mehr, wenn man R2 (und R1) grösser wählt und bei der Last an Ua dafür sorgt, dass die Minimallast sicher nicht unterschritten werden kann.

Wir wollen es aber nicht auf die Spitze treiben, denn dieser und die andern hier beschriebenen Spannungsregler dienen der stabilen Speisung elektronischer Schaltungen. Sie nicht vorgesehen als hochstabile Referenzspannung für messtechnische Zwecke oder Ähnlichem zu dienen. Dazu gibt es schliesslich geeignetere ICs. Mehr zum Thema hochstabile Spannungsreferenzen liest man in diesem Elektronik-Minikurs:


Die Berechnung der Ausgangsspannung Ua

Man beachte die Formel in Bild 4. In der Praxis kann man den feinpunktierten Teil in der Berechnung weglassen. Die Exemplarstreuung der IC-internen Referenzspannung liegt zwischen 1.2 und 1.3 VDC. Dies ist eine Toleranz von ±4 Prozent. Das Weglassen des schraffierten Teiles in der Formel erzeugt jedoch bloss einen Fehler der Ausgangsspannung von maximal -2 Prozent und typisch -1 Prozent. Auch hier gilt es, realistisch zu bleiben!

Die dick umrahmte Formel ist die welche man in der Praxis wirklich benötigt, aber in keinem Datenblatt zu finden ist. Die reduzierte Original-Formel ist nach der gesuchten Grösse R2 konvertiert. Die Begründung, weshalb IADJ unberücksichtigt bleiben kann, gilt selbstverständlich auch hier.



LM317: Rippelspannungs- und Transientenunterdrückung und Rückfluss-Dioden

In Bild 5 ist parallel zu R2 der Elko C3 zugeschaltet. Der Hersteller empfiehlt einen Tantalelko von 10 µF. R2 und C3 wirken dabei als passives Tiefpassfilter. R1 spielt keine Rolle, weil R1 und UREF eine Konstantstromquelle bilden und die ist sehr hochohmig parallel zu R2. Wäre es nämlich nicht so, wäre der LM317 eine sehr schlechte Konstantspannungsquelle und das ist er nicht.

Die Grenzfrequenz dieses passiven R2*C3-Tiefpassfilter ist also davon abhängig wie gross R2 bzw. Ua ist. Ua ist direkt proportional zu R2. Je grösser R2 bzw. Ua ist, um so niedriger ist diese Grenzfrequenz und daraus folgt, um so besser ist die Dämpfung der Rippelspannung im Frequenzbereich, die von der Gleichrichtung herkommt. Der Oberwellenanteil der Rippelspannung wird entsprechend stärker gedämpft. Allerdings verschlechtert sich die Dämpfung von höherfrequenten Störspannungen, falls es diese gibt, weil in diesem Bereich die Reduktion des Verhältnisses von der Closed- zu Openloop-Gain entgegen wirkt. Das ist auch der Grund, weshalb die Ausgangs-Impedanz einer jeder Spannungsregelung bei höherer Frequenz ebenfalls höher ist. Darum ist jede lineare Spannungsregelung auch eine Induktivität und deshalb wird dies in diesem Elektronik-Minikurs speziell thematisiert:

Der aufmerksame Betrachter hat natürlich längst die Diode D2 entdeckt und fragt sich, wozu es diese jetzt auch noch braucht. Wenn Ue ausschaltet und sich Ue gleichzeitig mit niedriger Spannung als Ua reduziert, dann wissen wir jetzt, dass die Rückfluss-Diode D1 in Aktion kommt. Ebenso ergeht es D2. C3 entladet sich über D2 und D1 in Richtung Ue. Ohne D2 würde sich C3 zum Teil über den ADJ-Eingang in den LM317 entladen, was dem LM317 eher nicht so besonders gefällt...

Zum Schluss dieses Kapitels zu Bild 5 sei noch erwähnt: Man nehme für D1 und D2 unbedingt keine Kleinsignaldioden, wie 1N914 oder 1N4148! Besonders D1 kann im ersten Rückstrommoment zerstört werden, weil der Spitzenstrom zu gross sein könnte. Die angegebenen Kleinleistungsdioden 1N4002 sind für diesen Zweck gerade richtig und sehr preiswert.



LM317/LM337: Symmetrische Ausgangsspannung

Bild 6 zeigt ein fertiges Schaltungsbeispiel. Es ist ein Netzteil mit einer positiven und einer negativen Ausgangsspannung. Verwendet wird ein LM317 und sein komplementärer "Bruder" LM337. Die Ausgangsspannungen +Ub und -Ub können an R3 und R4, zwischen +12 VDC und +15 VDC und zwischen -12 VDC und -15 VDC abgeglichen werden. Der maximale Ausgangsstrom beträgt je 1 A. Hinzugekommen ist der Trafo, der Brückengleichrichter GL und die beiden Glättungselko C1 und C2.

Betreffs Ausgangsspannungen +Ub und -Ub kann man auch ganze andere Bereiche dimensionieren. Es kommt ganz auf den Anwendungszweck an. Früher als man analoge Schaltungen meist mit ±12 VDC oder ±15 VDC speiste, war ein solches kleines zusätzliches Netzgerät im Labor oft willkommen. Man kann mittels je zweier Feedbacknetzwerke und Umschalter, zwei Spannungswerte umschalten. Das lässt sich für +Ub und -Ub mittels zweipoligem Umschalter synchronisieren. Für diesen Zweck dienen die Trimmpotmeter R3 und R4 dem präzisen Abgleich der umschaltbaren Spannungen. Dazu kann man den einstellbaren Toleranzbereich kleiner wählen, was den Abgleich erleichtert. Daraus resultieren grössere Werte von R2 und R5 und kleinere Werte für die Trimmpotmeter R3 und R4. Wie das zu verstehen ist, zeigt die Skizze für die positive Betriebsspannung +Ub oben links.

Wir kommen zur Berechnung von R1, R2 und Trimmpotmeter R3. Diese Berechnung gilt ebenso für R6, R5 und Trimmpotmeter R4. Es gilt daher R1 = R6, R2 = R5 und R3 = R4. Da wir mit dem Trimmpotmeter 12 VDC bis 15 VDC sicher einstellen wollen, bezieht sich der zu berechnende Bereich der Ausgangsspannung auf 11 VDC bis 16 VDC.

   R3 = ((Ub_min / U_ref) - 1) * R1
   R3 = ((11V / 1.25V) -1) * 240 Ohm = 1.872 k-Ohm


Es folgt die Berechnung des Potmeters R3:

   R3 = (((Ub_max / U_ref) -1) - ((Ub_min / U_ref) -1)) * R1
   R3 = (((16V / 1.25V) -1) - ((11V / 1.25V) -1)) * 240 Ohm = 960 Ohm


Da es kein Potmeter mit einem Wert von 960 Ohm gibt, müssen wir R3 (R4) aufrunden auf 1k-Ohm. Dadurch erhöhen sich R1 (R6) von 240 Ohm auf 250 Ohm (1%-Typ = 249 Ohm) und R2 (R5) auf 1.95 k-Ohm (1%-Typ = 1k96). Es gilt ganz einfach, dass sich die Werte von R1 (R6) und R2 (R5) mit dem selben Quotienten ändern wie R3/R3_vorher.

Und jetzt zu den beiden in Sperrrichtung geschalteten Dioden D5 und D6 an den Ausgängen der positiven (+Ub) und der negativen Betriebsspannung (-Ub). Diese Dioden dienen einer weiteren Schutzfunktion. Angenommen es gibt einen Kurzschluss zwischen +Ua und -Ua, dann wird der Stromfluss auf den Wert des Spannungsreglers mit dem etwas niedrigeren Begrenzungsstrom limitiert. Es gilt das Prinzip des schwächeren Gliedes einer Kette und dies bedeutet, dass der stärkere Spannungsregler seine noch immer voll anliegende Ausgangsspannung dem schwächeren Spannungsregler "aufdrückt" und dieser verabschiedet sich mit grosser Wahrscheinlichkeit in die ewigen Elektronenjagdgründe. Getreu dem Grundsatz, dem Schwächeren beizustehen, sind diese beiden Dioden D5 und D6 eingebaut. Dass dies ebenfalls keine Kleinsignaldioden sein dürfen, versteht sich von selbst!

Angenommen der LM317 hat (herstellungsbedingt) den höheren Begrenzungsstrom als der LM337. Ohne D6 würde von +Ub nach -Ub in den LM337 der Begrenzungsstrom des LM337 fliessen. Dadurch würde an -Ub die volle positive Spannung von +Ub anliegen und der Spannungsabfall (Dropout-Voltage) über dem LM337 ist gefährlich hoch. Diode D6 vermeidet dies. Sobald an -Ub eine Spannung von etwa +0.8 VDC auftritt, leitet D6 und der Strom aus +Ub fliesst mit dem Begrenzenstrom des LM317 über D6 in den GND-Pfad zum Mittelpunktanschluss des Trafo zurück. Der LM337 begrenzt dabei mit seinem, im vorliegenden Beispiel, etwas niedrigeren negativen Begrenzungsstrom, der vom +Ub über -Ub in seinen Ausgang fliesst. Die Sache bleibt für den LM337 ungefährlich, weil D6 die inverse Spannung an -Ub eben auf etwa +0.8 VDC begrenzt. D5 wirkt für den umgekehrten Fall, wenn LM337 stärker ist als LM317. Auch hier wieder: Einfache Massnahme mit grosser Wirkung! Da der Begrenzerstrom grösser als 1 A ist, sollten für D5 und D6 3-Ampere-Typen, z.B. 1N5403 verwendet werden.


Kühlkörper

Die Berechnung der Kühlkörper ist nicht Gegenstand dieses Elektronik-Minikurses. Es gibt allerdings einen kleinen praxisbezogenen Beitrag zum Thema Kühlung von Halbleitern im Elektronik-Minikurs:


Überdimensionierung

Es ist natürlich wieder einmal der aufmerksame Leser dem auffällt, dass die Dioden D1 bis D6 und der Gleichrichter GL hohe Sperrspannungen aufweisen. Wozu? Ganz einfach, sie sind kaum teurer als solche mit niedrigeren Sperrspannungen. Dafür erhöht sich jedoch die Betriebssicherheit. Früher lötete man oft zu den Dioden des Brückengleichrichters parallelgeschaltet Kondensatoren im nF-Bereich. Diese dienten dazu hohe Spannungstransienten, zum Schutze des Gleichrichters, zu unterdrücken. Wenn jedoch ein Gleichrichter gleich die zehnfache Spannung des Trafos aushält, kann man getrost auf diese Schutzkondensatoren verzichten, wie es heute meist üblich ist. Der Gleichrichter mit einer Sperrspannung von 380 VAC ist nur etwa 12% teurer als jener mit bloss 80 VAC. Die vier Kondensatoren wären teurer als der Preisunterschied ausmacht und sie würden zusätzlich Platz benötigen.

Es gab zu diesem Kapitel am 09.02.2012 im ELKO-Forum eine Lesermeinung mit dem Titel Netzgleichrichter-Überdimensionierung.


Die Sicherung Si

Bei vollständigem Kurzschluss beider Ausgangsspannungen, fliesst ein Begrenzungsstrom der grösser ist als der Trafo auf die Dauer aushält. Alleine schon dies setzt eine Sicherung voraus. Eine Sicherung braucht es auf jeden Fall, wenn schon Gleichrichter und Elko im Einsatz sind. Die Sicherung sollte superträge (TT) sein, damit sie den Einschaltstromstoss eines Trafos dieser Leistungsklasse überlebt. Bei grösseren Trafos, vor allem bei Ringkerntrafos, empfiehlt sich eine elektronische Einschaltstrombegrenzung, wie sie von mir in den beiden folgenden Elektronik-Minikursen beschrieben ist:


Kaltleiter anstelle der Sicherung

Anstelle einer Sicherung kann man natürlich einen so genannten Kaltleiter, einen Leistungs-PTC, verwenden. Im vorliegenden Fall muss dieser bei etwa 0.4 A den Temperaturknick aufweisen. Der PTC beginnt sich bei diesem Strom so sehr zu erwärmen, dass sein Widerstand plötzlich extrem nichtlinear in Funktion der Temperaturzunahme ansteigt. Dieser wird so hochohmig und der Strom nimmt so sehr ab, dass sich seine Temperatur auf einen vom Hersteller angegebenen Wert stabilisiert. Der Wert liegt meist bei etwa 120 bis 150°C. Der Strom wird so niedrig, dass dieser für Trafo und Netzteil kein Risiko mehr darstellt. Nach Abschaltung des Netzteiles kühlt sich der PTC wieder ab in den niederohmigen Zustand und so erfüllt er erneut seine Aufgabe als unzerstörbare Sicherung. Wichtig ist noch, dass der PTC die 230V-Netzspannung aushalten muss.

Ein Elektronik-Minikurs bei dem PTCs zum Einsatz kommen:



Berechnung der Gegenkopplung von Spannungsreglerschaltungen

Es liegt weit zurück in den 1990er-Jahren, als ich Elektronik-Berechnungsprogramme für den ATARI-ST entwickelte unter dem Betriebssystem TOS-1.04. Diese Programme und mehr stehen dem (Ex-)ATARIaner, der unter MacOSX, Linux oder Windows-PC ein ATARI-(ST)-Emulator benutzt, zum Download zur Verfügung. Ich verwende als Emulator den HATARI von Thomas Huth unter MacOSX. Zunächst ein Bild zum LM317/LM337-Berechnungsprogramm für den ersten Eindruck. Jemand anders hatte u.a. dieses Programm unter TOS-2.06 erfolgreich getestet. Alle wichtigen Details erfährt man hier:

Für Nicht-(Ex-)ATARIaner suchte ich nach einem speziellen LM317-Online-Berechnungsprogramm, das in der Lage ist, wie bei meinem Programm, ein Potmeter mit Vorwiderstand in die Berechnung mit einzubeziehen. Ich stellte bei der Suche fest, dass es eine Riesenmenge von LM317-Online-Berechnungsprogrammen gibt, aber nur solche mit einem Widerstand zwischen dem Adjust-Pin und GND. Das Übliche eben! Sollte ein Leser ein LM317-Online-Berechnungsprogramm kennen mit der Erweiterung zum Vorwiderstand mit Potmeter, dann bitte eine kurze EMail an mich.



Zusätzlicher Spannungsregler mit Vorwiderstand?

Schon oft wurde im ELKO-Forum angefragt, wie man einen zusätzlichen Spannungsregler mit wesentlich niedrigerer Spannung als die Hauptspannung beträgt, dimensioniert. Wie das gemeint ist, zeigt Bild 7, eine Erweiterung von Bild 6, mit der Beschaltung eines 5V-Spannungsreglers in der Lowpower-Version 78L05, der theoretisch maximal 100 mA liefert. Weil, im vorliegenden Beispiel, bei +Ub = 15 VDC und ohne den Vorwiderstand Rv, eine Spannung von 10 VDC über dem Spannungsregler abfällt und deshalb die Verlustleitung relativ gross ist, gibt es die Möglichkeit die Verlustleistung des 78L05 auf Rv und 78L05 aufzuteilen. Ob das Sinn machen wird oder nicht, kündet sich bereits im Fragezeichen am Schluss der Überschrift an. Wir werden sehen...

Wir berechnen den Fall +Ub = 15 VDC, +Ubx = 5 VDC und der Strom für eine mit + 5 VDC gespeiste Schaltung beträgt Ibx = 50 mA. Die Dropoutspannung zwischen Ein- und Ausgang des 7805L beträgt ohne RV 10 VDC. Dies erzeugt eine Verlustleistung von 500 mW im 78L05. Der 78L05 im TO92-Gehäuse hat einen thermischen Widerstand von 180 K/W (junction-case). Bei 500 mW liegt die Chiptemperatur bei 90 °C über der Umgebungstemperatur. Beträgt diese in einem Gerätegehäuse 40 °C, liegt die Chiptemperatur bei 130 °C. Dass dies schon recht viel. Wir dimensionieren Rv so, dass sich die gesamte Verlustleistung bei einem Nennstrom von 50 mA auf Rv und 78L05 je etwa zur Hälfte aufteilt. Man muss also dafür sorgen, dass sich über Rv und über dem 78L05 gleich viel Spannung verteilt. Das sind bei +Ub = 15 VDC je 5 VDC. Mit einer Spannung über Rv von 5 VDC und einem Strom Ibx von 50 mA beträgt Rv = 100 Ohm. Siehe Formelbox in Bild 7. Die Verlustleistung verteilt sich auf Rv und 78L05 zu je 250 mW. Damit hat man eine gewisse Reserve. Der maximal mögliche Strom Ibx am Ausgang des 78L05 beträgt jetzt 80 mA. Bei diesem Strom erhöht sich die Spannung über Rv auf 8.0 VDC und die Dropoutspannung über dem 78L05 reduziert sich auf 2.0 VDC. Das ist knapp etwas mehr als die minimale Dropoutspannung des 78L05 bei 100 mA. Die Verlustleistung des 78L05 beträgt dabei nur 160 mW (2V*80mA), beim Rv von 100 Ohm sind es allerdings 640 mW (8V*80mA). Dies setzt für Rv einen Widerstand mit einer Leistung von 1 W voraus. Das ist aber noch nicht alles...

Betrachten wir die Situation der Verlustleistung bei Kurzschluss zwischen +Ubx und GND. Über Rv liegt die Spannung von +Ub minus die Dropoutspannung des 78L05. Das sind also etwa 13 VDC. Das ergibt einen Strom von 130 mA (13V/100 Ohm). Da die Verlustleistung beim 78L05 nur etwa 260 mW beträgt und die Dropoutspannung sehr niedrig ist, hat die Foldbackcharakteristik der IC-internen Strombegrenzung keine Wirkung. Es kommt noch dazu, dass der Spitzenstrom gemäss Datenblatt bei etwa 150 mA liegt. Daher wirkt in diesem Fall Rv strombegrenzend, weil er für einen Limit von nur 130 mA sorgt. Seine Verlustleistung beträgt 1.69 W (13V*0.13A). Das bedeutet, für einen dauerhaften Kurzschluss ist ein 2W-Widerstand einzusetzen.
Zusammenfassung: Für den reinen Betriebszustand mit +Ibx = 50 mA genügt ein Vorwiderstand Rv mit einer Leistung von 0.5 W. Für einen etwas höheren Strom bis 80 mA fällt die Wahl auf 1 W und für die Worstcase-Situation mit einem Kurzschluss zwischen +Ubx und GND muss es 2 W sein!

Fazit: Der langen Rede kurzer Sinn. Bei all dieser Argumentation muss man sich die Frage stellen, ob es nicht sinnvoller ist anstelle des kleinen 78L05 den grossen Bruder 7805 einzusetzen und damit kann man auf Rv verzichten. Man gewinnt auch platzmässig kaum etwas mit der Lowpower-Version, weil der kleine 78L05 und der Vorwiderstand Rv mit einer Nennleistung von 2 W mindestens gleich viel, wenn nicht sogar mehr Platz benötigt.

Sollte man den 7805 im TO220-Gehäuse mit einem kleinen Aufsteck-Kühlkörper kühlen? Dazu ein paar Überlegungen. Der 7805 im TO220-Gehäuse hat einen thermischen Widerstand von 65 K/W. Wenn wir nun +Ibx von 50 mA auf 100 mA verdoppeln, erhöht sich die Verlustleistung des 7805 auf 1W (10V*0.1A). Bei einer Umgebungstemperatur von z.B. 40 °C erwärmt sich der Chip des 7805 gerade auf 105 °C. Wie man sieht, noch keinen Grund den 7805 zusätzlich zu kühlen. Mit einem kleinen Aufsteck-Kühlkörper kann der Strom wesentlich erhöht werden. Man muss sich dann aber bewusst sein, dass sich der Gesamtwirkungsgrad des Netzteiles signifikant verschlechtert. Dies lässt sich allerdings vermeiden, wenn man die moderne geschaltete 7805-DC/DC-Wandlerversion von RECOM einsetzt. Wobei man da auch wieder bedenken muss, dass dadurch ±Ub mit einem hochfrequenten Pegel gestört werden kann, der, je nachdem was ±Ub speist, auch die nachfolgende Schaltung stören kann.



LM317/LM337: Asymmetrische Ausgangsspannung für Spezialeinsätze

Spezialeinsätze sagt schon alles. Es dürfte eher die Ausnahme sein, dass man so etwas braucht. Diese Ausnahme gibt es im Elektronik-Minikurs:

Dieses Thema kommt dort in den Kapiteln "Die Demoschaltung", "Die exakte Darstellung" und "Die alternative Demoschaltung" zur Geltung. Diese spezielle zusätzliche Netzteilschaltung ist dann interessant, wenn man mit Opamps arbeiten muss oder will, die ausgangsseitig nicht rail-to-rail-fähig sind und es darauf ankommt, dass am Ausgang des Opamp eine Amplitudenbegrenzung symmetrisch erfolgt und - geeignet für eine Demo - auch sauber aussieht. Da verhalten sich die Opamps, je nach Fabrikat und Typ doch sehr unterschiedlich.

In Bild 8 werden zwei Möglichkeiten gezeigt, die beide fast das selbe tun: Sie symmetrieren die Spannungsbegrenzung bei einem Opamp der nicht rail-to-rail-fähig ist. Und trotzdem gibt es einen signifikanten Unterschied:

Die Teilbilder 8.1 bis 8.3 beinhalten jeweils links die Schaltung und rechts das zugehörige Spannungsdiagramm. Die Nummern der Teilbilder stehen auf den dicken Pfeilen. Teilbild 8.1 zeigt die bekannte und einfache nichtinvertierende Verstärkerschaltung. Verstärkt wird eine Dreieckspannung welche bei der positiven und negativen Maximalspannung begrenzt wird. Das Diagramm zeigt allerdings eine starke Asymmetrie. Die positive Spannung wird 2 VDC unterhalb der Betriebsspannung von +11 VDC begrenzt. Die negative kann hingegen ausgesteuert werden bis zur negativen Betriebsspannung von -11 VDC. Das ist etwa das Verhalten des berühmten Quad-Opamp LM324, dessen Schaltung identisch ist mit dem Dual-Opamp LM358. Während die maximale Ausgangsspannung dieser Opamps bei 1.5 VDC unterhalb der positiven Betriebsspannung liegt, liegt diese beim fiktiven Opamp in Bild 8 einfachheitshalber bei 2 VDC. Diese Spannung von 1.5 VDC oder 2 VDC ist unabhängig von ±Ub. Sie ist bedingt durch die Schaltung der Ausgangsstufe. Beim LM324 bzw. LM358 ist es eine Darlingtonstufe mit den Transistoren Q5 und Q6, wie man dies leicht im LM324-Datenblatt auf Seite 4 erkennt. LM324-Datenblätter gibt es einige von unterschiedlichen Firmen. Dieses LM324-Datenblatt ist vom LM324-Erfinder National-Semiconductor-Corporation (NSC), den es längst nicht mehr gibt. Warum ich dieses Datenblatt wähle, erkennt man ab Seite 7 mit den vielen nützlichen Application-Notes bis und mit Seite 13. NSC zeichnete sich besonders aus in Bezug auf Kundennähe und sehr guter technischer Unterstützung, das stets auch an speziellen Seminaren zum Ausdruck kam.

Warum hier in Bild 8 eine kuriose Betriebsspannung von ±11 VDC und nicht wie üblich ±12 VDC oder ±15 VDC zur Anwendung kommt, werden wir noch sehen. In der selben Schaltung in Teilbild 8.2, ist Uref anstatt auf GND auf -1 VDC referenziert. Das Ergebnis ist eine symmetrisch begrenzte Ausgangsamplitude von ±10 VDC. Allerdings nicht auf GND, sondern auf -1 VDC bezogen. Für manche Anwendungen taugt diese Methode. Allerdings dann nicht, wenn Ue und Ua auf dem selben Potenzial referenziert sein müssen. Genau das ist der Fall in der Anwendung des weiter oben genannten Link.

Die Problemlösung unter Teilbild 8.3 ist anders. Die Schaltung, welche von diesem Problem befreit werden soll, bleibt unverändert. Es gibt also kein Eingriff betreffs der Referenzspannung noch sonst irgend etwas. Die Problemlösung geschieht mit einem zusätzlichen kleinen Netzteil, das zwischen dem Hauptnetzteil oder Hauptnetzgerät mit ±15 VDC und der nachfolgenden Elektronik geschaltet wird. Wenn die Schaltung, welche mit diesem zusätzlichen Netzteil betrieben wird, nur wenig Leistung verbraucht, wie zutreffend im oben genannten Link, genügen als Spannungsregler die kleinen Brüder des LM317 und LM337, nämlich die beiden LM317LZ und LM337LZ (siehe ganz oben "Einleitung und Datenblätter").

Wir kommen jetzt zur Überlegung, warum es ±15 VDC beim externen Netzteil sein muss. Man sollte beim LM317LZ und LM337LZ mit einer maximalen Dropoutspannung von 2 VDC auch bei sehr kleinen Strömen rechnen. Leider ist das Datenblatt zum LM337LZ im Vergleich zum LM317LZ sehr schwach. Es hat keine Diagramme. Speist man von aussen mit ±15 VDC, kann man mit dem Trimmpotmeter P eine maximale Asymmetrie von +13VDC/-9VDC oder +9VDC/-13VDC einstellen. Dieser Bereich ist für den hier beabsichtigten Zweck sicher gross genug.

Widerstand Rx: Man muss noch daran denken, dass der Betriebsstrom der angeschlossenen Schaltung zu niedrig sein kann und diese Spannungsregler regeln nicht mehr. In diesem Fall sollte man mit parallel geschaltenen Widerständen dafür sorgen, dass der Strom etwa 3 mA sicher nicht unterschreitet. Je nach Anwendung empfiehlt sich für P ein 10- oder 25-Gang-Potmeter für einen Feinabgleich. In der weiter oben angedeuteten Anwendung trifft dies zu.

Berechnung des Ausgangsspannung-Bereiches:

Zuerst die Formel für die Berechnung des Vorwiderstandes R3 und R4. Gegeben ist die Referenzspannung U_ref mit 1.25 VDC. U_ref liegt stets zwischen dem Ausgang und dem Adjust-Anschluss des LM317, bzw. LM337. Zwischen diesen beiden Anschlüssen liegt R1, bzw. R2. R1 und R2 sind vorläufig ebenfalls vorgegeben mit 240 Ohm gemäss Datenblatt.

   R3 = ((Ub_min / U_ref) - 1) * R1
   R3 = ((10V / 1.25V) -1) * 240 Ohm = 1.68 k-Ohm
   R2 = R1    ;    R4 = R3


Es folgt die Berechnung des Potmeters P:

   P = (((Ub_max / U_ref) -1) - ((Ub_min / U_ref) -1)) * R1
   P = (((12V / 1.25V) -1) - ((10V / 1.25V) -1)) * 240 Ohm = 384 Ohm

Da es kein Potmeter mit einem Wert von 384 Ohm gibt, müssen wir P aufrunden auf 500 Ohm oder abrunden auf auf 250 Ohm. Bei 500 Ohm erhöhen sich R1 (R2) von 240 Ohm auf 312.5 Ohm (1%-Typ = 316 Ohm) und R3 (R4) auf 2.19 k-Ohm (1%-Typ = 2k21). Bei 250 Ohm reduzieren sich R1 (R2) von 240 Ohm auf 156.25 Ohm (1%-Typ = 158 Ohm) und R3 (R4) auf 1.09 k-Ohm (1%-Typ = 1k1). Es gilt ganz einfach, dass sich die Werte von R1 (R2), R3 (R4) mit dem selben Quotienten ändern wie P/P_vorher.

Was ist besser, R1 (R2) auf- oder abrunden? Dazu werfen wir einen Blick in das Innenleben des LM317L(Z)-Datenblattes auf Seite 6. Die Schaltung mit den beiden Transistoren Q9 und Q10 und dem ADJ-Anschluss dient alleine der Spannungseinstellung an OUT. So wie ich das sehe, darf man R1 (zwischen ADJ und OUT) durchaus höher wählen als diese 240 Ohm, wie dies jede LM317- und LM337-Application von NS zeigt. Die gesamte Schaltung des LM317 (und des LM337) wird durch die Dropoutspannung zwischen IN und OUT betrieben. Der maximale ADJ-Strom beträgt 0.1 mA. Der Strom durch R1 beträgt 5.2 mA, wenn R1 = 240 Ohm. Der Spannungsfehler an OUT, verursacht durch den ADJ-Strom, beträgt 1.9 %. Wählt man R1 doppelt so hoch, verdoppelt sich der Spannungsfehler auf 3.8 %, weil sich der Strom durch R1 halbiert. Betrachtet man die ADJ-Stromänderung im Temperaturbereich von 0 °C und 50 °C von nur 7 µA (Diagramm: "Adjustment-Current"), beträgt der temperaturbedingte Spannungsfehler nur 0.13 % (R1 = 240 Ohm) und 0.26 % (R1 = 480 Ohm). Diese Werte zeigen ganz einfach, dass man es nicht übertreiben soll mit der Erhöhung von R1. Jedoch mindesten der doppelte Wert ist problemlos und deckt so die Erhöhung des errechneten Widerstandswertes des Potmeter P auf den nächsten erhältlichen Wert ab. Der umgekehrte Weg der Reduktion von R1 ist natürlich ebenso möglich.

Warum immer diese 240 Ohm für R1 in den LM317-/LM337-Applikationen von NS? Er garantiert an OUT einen minimalen Strom von 5 mA. 4 mA sind nötig bis zur maximal zulässigen Dropoutspannung von 40 VDC. Bis maximal 20 VDC genügen allerdings auch 2 mA, gemäss Diagramm "Minimum Operating-Current". Soviel zum Thema, wenn eine batteriebetriebene Lowcost-Anwendung wichtig ist. Wenn wegen eines höheren R1-Wertes der minimale Strom, trotz angeschlossener Schaltung an OUT, unterschritten wird, muss ein entsprechender Belastungswiderstand Rx zwischen OUT und GND parallel geschaltet werden.



LM317 als Konstantstromquelle mit Rückfluss-Dioden

In diesem Kapitel befassen wir uns mit dem Spannungsregler LM317 als Konstantstromquelle. Grundlage zu dieser Schaltung in Bild 9 gab es früher in Form einer guten Applicationnote von National-Semiconductor-Corporation (NSC). Seit Texas-Instruments (TI) diese Analog-Produkte von NSC übernommen hatte, sind viele sehr gute Application-Notes verschwunden. Offenbar regiert bei TI vordergründig das $-Symbol und da lohnt sich die Pflege dieser Qualität nicht mehr. Sollte ich mich irren, lasse ich mich gerne vom Gegenteil überzeugen.

Teilbild 9.1 zeigt das Prinzip und Teilbild 9.2 eine komplette Schaltung. Zwischen dem Ausgang Vo und dem Steuereingang A (Adjust) des LM317 liegt die konstante Referenzspannung von 1.25 VDC. Bei der Anwendung als Spannungsregelschaltung spielt R1, der stets zwischen den Anschlüssen Uo und A liegt, die wichtige Rolle zur Erzeugung der stabilen Ausgangsspannung. Diese Spannung ergibt sich aus der Summe der Referenzspannung über R1 und der Spannung über R2 (Bild 4). Die Dimensionierung von R1 muss gewisse Kriterien erfüllen, die im Kapitel "LM317: Dimensionierung der Ausgangsspannung" ausführlich beschrieben sind. Eines dieser Kriterien gilt auch hier. R1 kann man nicht beliebig gross und damit den Konstantstrom beliebig niedrig wählen. Missachtet man diese Vorschrift, arbeitet die Regelung nicht mehr stabil. Gemäss Datenblatt soll man R1 nicht grösser als 240 Ohm wählen, was einem minimalen Laststrom von 5 mA entspricht. Als typischer Wert gilt 3.5 mA für den LM317 und LM117. Der maximale Wert ist beim LM317 mit 10 mA und beim LM117 mit 5 mA angegeben. Wobei diese Werte definiert sind bei einer Dropoutspannung von 40 VDC. Siehe "Minimum Load Current" unter "Electrical Characteristics". Damit man es jedoch mit dem Maximalwert (Worstcase) nicht allzu ernst nimmt, empfiehlt es sich das Diagramm "Minimum-Operating-Current" im LM317-Datenblatt von NSC anzugucken:

Man kann in der Regel davon ausgehen, dass 240 Ohm (oder 270 Ohm aus der 5%-Reihe) für R1 die richtige Wahl ist. Trotzdem lohnt es sich dieses Diagramm genau zu studieren, denn bei nur niedriger Dropoutspannung darf man den minimalen Konstantstrom durchaus noch etwas nach unten korrigieren um, wenn erwünscht, einen niedrigeren Konstantstrom zu erzeugen. Leider sagt dieses Diagramm nichts über die Streuung aus und ein spezielles Diagramm dafür gibt es nicht.

Für niedrige Konstantströme gibt es geeignetere Lösungsansätze. Ich empfehle dazu meine folgenden Elektronik-Minikurse in:

Der minimale Wert von R1 ergibt sich aus dem maximal möglichen Strom der die integrierte Schaltung liefern kann. Beim LM317T sind dies 1.5 A, wobei die Verlustleistung nicht grösser als 15 W sein darf. Der minimale Wert von R1 beträgt somit 0.8 Ohm. Man bedenke, dass dabei ein kleiner Widerstand nicht mehr genügt, denn es wird immerhin eine Leistung von 2 Watt "verbraten". Man sollte es mit einem LM317 allerdings auch nicht übertreiben. Selbst bei wirklich ausreichender Kühlung des LM317 sollte ein Wert von 1 A nicht wesentlich überschritten werden.

RL darf einen Wert haben zwischen Null Ohm und dem Widerstandswert, bei dem der Strom Ia eine so hohe Spannung über RL bewirkt, dass der minimal zulässige Spannungsabfall (Dropout) zwischen Vi und Vo gerade noch nicht unterschritten wird. Dieser Wert ist strom- und temperaturabhängig. Mehr dazu im LM317-Datenblatt das Diagramm "Dropout-Voltage". Will man auf Nummer Sicher gehen, wählt man eine Dropoutspannung von minimal 2.5 VDC.

Der aufmerksame Leser fragt sich bestimmt, wozu die beiden Dioden D1 und D2 und die Kapazität CL gut sein sollen und warum die Verbindung zu diesen Bauteilen gestrichelt eingezeichnet sind. Nun, es könnte durchaus sein, dass die Schaltung, welche mit der LM317-Stromquelle betrieben wird, auch eine nicht zu vernachlässigende kapazitive Last enthalten kann. In diesem Fall und bei plötzlichem Spannungsausfall an Ue, fliesst der Strom iC3 von CL über D2 und D1 nach Ue zurück und nicht durch den Spannungsregler. Dies könnte den LM317 zerstören, wie wir bereits weiter oben erfahren haben. Warum die Bezeichnung iC3 und nicht iCL? CL in Teilbild 9.2 hat bei dieser Überlegung die selbe Bedeutung wie C3 in Bild 5.



LM317L, der kleine Bruder des LM317

Der LM317L ist der kleine Bruder des LM317. Anstatt ein TO220- genügt ihm ein TO92-Gehäuse, das Gehäuse das sonst kleine Transistoren für niedrige Kollektor- oder Drainströme und niedrige Leistungen beherbergt. Während der LM317 im TO220-Gehäuse einen Strom von 1.5 A und eine Verlustleistung bis zu 15 W, bei ausreichender Kühlung, ertragen kann, liegen diese Werte beim LM317L bei etwas mehr als 100 mA und bis zu 600 mW. Die maximalen Stromwerte sind abhängig von Dropoutspannung und dafür gibt es im LM317L-Datenblatt das Diagramm "Current-Limit". Dies bedeutet, dass die Betriebsströme unterhalb dieser Grenzwerte liegen müssen, damit es noch nicht zur Strombegrenzung kommt. Beide Spannungsregler haben die Eigenschaft der internen Leistungsbegrenzung. Damit wird sichergestellt, dass der interne Leistungstransistor innerhalb des betriebssicheren Bereichs Safe Operating Area (SOA) arbeitet.

Der scheinbare Min-Max-Widerspruch: Vergleichen wir noch ein paar weitere Werte. Der minimal notwendige Laststrom, damit die Spannungsregelung erst einwandfrei arbeiten kann, liegt bei maximal 10 mA (LM317) bzw. 5 mA (LM317L). Dieser Satz wirkt mit dem 'minimal' und 'maximal' widersprüchlich, darum ein paar Worte. Es bedeutet, dass ein minimaler Strom nötig ist, aber dieser minimale Strom durch die Exemplarstreuung einen maximalen Wert hat und mit diesem sollte man aus Worstcaseüberlegungen rechnen. Es gibt im Datenblatt auch einen typischen Wert, der bei 3.5 mA (LM317) bzw. ebenfalls 3.5 mA (LM317L) liegt. Der Strom der durch den Steuereingang (Adjust) fliesst, liegt bei beiden Spannungsreglern bei maximal 100 µA. Typisch sind es 50 µA. Siehe Diagramm "Adjustment-Current".

Es stellt sich die Frage, ob der grosse Bruder (LM317) mehr Eigenleistung verbraucht als der (LM317L)? Unter Eigenleistung ist nicht die Verlustleistung, die das Produkt aus Dropout-Spannung und Strom Ia bildet, zu verstehen, sondern die Leistung die der Spannungsregler für seinen Betrieb auch dann benötigt, wenn gar keine Last am Ausgang angeschlossen ist. Das ist schnell beantwortet, weil eine nichtangeschlossene Last kann es gar nicht geben, wie wir bereits wissen. Es braucht für den Betrieb mindestens 5 mA (Worstcase 10 mA). Dieser Strom fliesst in den Eingang hinein und vom Ausgang hinaus, es gibt ganz einfach eine Abzweigung von etwa 5 mA (10 mA) in die Schaltung des Reglers hinein und dann wieder hinaus. Nur ein sehr kleiner Anteil von maximal 0.1 mA fliesst aus der Schaltung beim Adjust-Anschluss hinaus. Natürlich kann dabei der minimale Lastrom durch das Widerstandsnetzwerk R1/R2 fliessen. Die Referenzspannung von typisch 1.25 VDC bestimmt dann den Wert von R1, der dann 120 Ohm für 10 mA, bzw. 240 Ohm für 5 mA beträgt. Aus der 5%-Widerstandsreihe eignet sich natürlich auch ein Widerstand mit 220 Ohm für die etwa 5 mA.

Der minimale Betriebsstrom ist bei der Anwendung als Spannungsregler kein nennenswertes Thema, weil dies alleine durch das Widerstandsnetzwerk R1/R2 zur Einstellung der Ausgangsspannung dimensioniert werden kann. Ganz anders ist die Situation, wenn der LM317 oder der LM317L als Konstantstromquelle benutzt wird. Dann muss man wissen, dass als Stromquelle dieser minimale Strom von 5 mA (10 mA) nicht unterschritten werden sollte, wenn man Wert auf gute Reproduzierbarkeit legt. Wenn man es ganz genau nehmen will, darf man diese minimalen Ströme unterschreiten, aber dazu befolgt man das Diagramm "Minimum Operating-Current", wie bereits erwähnt.

Mit dem LM317L, kann man die selben Schaltungen realisieren, wie mit dem LM317, allerdings mit dem Unterschied, dass die Ströme und Leistungen entsprechend niedriger sind. Man beachte dazu die Applicationnotes in den Datenblättern, die stets Anregungen für eigene Entwicklungen sein können. Die in diesem Kapitel beschriebenen Eigenschaften sind in Bild 10 kurz zusammengefasst:

Teilbild 10.1 zeigt die Grundschaltung zur Konstant-Spannungsquelle mit LM317, die identisch ist mit der Grundschaltung in Teilbild 10.2 mit LM317L, jedoch mit unterschiedlichen Strom- und Leistunsgwerten. Teilbild 10.3 zeigt das sehr einfache Schaltungsprinzip für die Konstantstromquelle für LM317 und LM317L. Es sind dabei die minimalen Strombereiche IaMIN in Funktion der Dropoutspannungen (Spannungen in Klammern) angegeben, als sehr kurze Zusammenfassung, um sich einen raschen Überblick zu verschaffen.



Akku-Ladeschaltung aus Stromquelle und
Spannungsbegrenzung mit zwei LM317L

Es geht hier um eine spezielle Ladeschaltung für ein kleines Radio mit Solarzellen zum Laden eines Nickel-Cadmium-Akku (NiCd), wenn das Radio nicht mit Sonnenlicht geladen werden kann. Diese Ladeschaltung besteht aus zwei LM317LZ-Spannungsregler. Der eine dient der Strombegrenzung, der andere der Spannungsbegrenzung. Unterhalb der Ladeschlussspannung des Akku erfolgt die Ladung mit Konstantstrom. Im Bereich der Ladeschlussspannung reduziert sich Ladestrom auf einen kleinen Wert, der der Ladeerhaltung dient.

Da sich diese Schaltung, anders dimensioniert, auch für andere Anwendungen eignet, ist sie Teil dieses Elektronik-Minikurses. Es geht hier auch um das Thema der Sperrung des Rückstromes, wenn die Ladeschaltung an den zu ladenden Akku angeschlossen bleibt, jedoch von der 230-VAC-Netzspannung getrennt ist. Oft kommt für diesen Zweck eine Diode zum Einsatz. Oft genügt diese Dioden-Methode, wenn der Ladestrom im Verhältnis zur Akku-Kapazität relativ niedrig ist. Typisch empfohlen wird ein maximaler Ladestrom dessen Wert einem Zehntel der Akku-Kapazität entspricht. Für eine Schnellladung eignet sich diese einfache Konstantstromladung generell nicht! Das Problem ist die Akkuerwärmung. Dies macht die Definition der Ladeschlussspannung schwierig, u.a. weil die Flussspannung der Diode nicht stabil genug ist. Eine wesentlich bessere Ladeschaltung, mit einem sauberen Rückgang des Ladestromes im Bereich der Ladeschlussspannung, zeigt das nächste Kapitel im Sinne einer eher universellen Anwendung an einem praktischen Beispiel als funktionsfähige Schaltung, wobei Strom- und Spannungswerte nach eigenen Bedürfnissen angepasst werden können.

Für dieses kleine Radio mit Solarzellen Amsonic Model: AS-338, eigentlich längst antiquiert, aber von guter UKW-Stereo-Klangqualität, baute ich eine kleine Ladeschaltung. Dieses Radio kommt im Sommer oft zum Einsatz im Freibad. Es begleitet mich stets in der Badetasche. Es funktioniert bereits seit mindestens 30 Jahren. Mit einem längst nicht mehr gebrauchten AC-Adapter/Charger for Calculators von Texas-Instruments fand ich den geeigneten Kandidaten für ein Ladegerätchen. Der Restraum im Steckergehäuse bot noch genügend Platz für die Ladeschaltung, so dass ich nicht auf SMD-Bauteile angewiesen war. Die Nennspannung des Trafo beträgt 10 VAC und der Nennstrom 0.17 A. Dies entspricht einer Leistung von 1.7 VA, in der Schaltung in Bild 11 angeschrieben mit 2 VA.

Mit wenigen Tests am Radio war schnell klar, was das Solar-Radio benötigte: Ein Ladestrom von etwa 30 mADC, wenn der Akku entladen ist bei einer Spannungsbegrenzung von 3 VDC. Diese 3 VDC ergeben sich aus der Anschrift an der Klinkenbuchse. Dies ist nicht identisch mit der internen Akkuspannung. Hat der Akku beim Anschluss der Klinkenbuchse die Spannung der Vollladung erreicht, stellt sich eine Erhaltungsladestrom von etwa 1 bis 2mA ein.

Da der Trafo nur wenig belastet wird, bleibt die sekundäre AC-Spannung so hoch, dass eine einfache Einweggleichrichtung mit einer Diode D1 und einem Ladeelko C1 ausreicht, wobei die Rippelspannung an C1 mit etwa 3 Vpp nicht besonders niedrig sein muss. Summiert man die mit IC:B geregelte Ausgangsspannung von 3 VDC mit dem beiden Dropoutspannungen von etwa 2 VDC und 4 VDC, braucht es am Elko C1 eine minimale Spannung von 9 VDC. Dies wäre der untere Spitzenwert der Rippelspannung. Die obere beträgt 12 VDC und die mittlere Spannung liegt bei etwa 11 VDC. Selbstverständlich funktioniert die Ladeschaltung noch immer, wenn die Rippelspannung etwas grösser wäre und die Strom- (IC:A) und Spannungsregelung (IC:B) nicht zu 100% richtig arbeiten. Die Ladedauer wäre einfach etwas länger. Dies wäre bei nennenswerter Unterspannung des 230-VAC-Netz der Fall.

Eine Sache blieb lange Zeit unklar. Da am Radio die Ladebuchse mit 3 VDC angeschrieben ist, dachte ich, dass mit einem Vorwiderstand RR1 zwei NiCd-Akkus in Serie zur Nennladespannung von 2.4 VDC geschaltet sind. Das stimmt jedoch nicht. Es gibt nur ein ein einziger NiCd-Akku mit einer Nennladespannung von 1.2 VDC. Ein Schaltschema zum Radio gibt es nicht. Da der Ladestromunterschied zwischen einer vollständigen Entladung nahe bei 0 VDC und der Vollladung zwischen etwa 30 mA und 1 bis 2 mA liegt, ist nur mit zwei Siliziumdioden in Serie RD1 und RD2 und einem Widerstand RR1 mit etwa 50 Ohm - vielleicht ein 47-Ohm-Widerstand - nachvollziehbar. Das erste R bei RR1, RD1 und RD2 bedeutet, dass diese Bauteile mit dem NiCd-Akku im Radiogehäuse sind. Damit wurde mir klar, dass es die Diode D2 nicht braucht. D2 schützt die beiden LM317LZ (IC:A und IC:B) bei einem Stromrückfluss vom Akku im Radio, wenn die Ladeschaltung vom 230-VAC-Netz getrennt ist. Dieser Effekt tritt nicht ein wegen RD1 und RD2, ausser diese sind defekt...

Wozu dient die LED? Dumme Frage! Natürlich um zu sehen, ob die Ladeschaltung aktiv ist. Naja, der kluge Leser überlegt sich dabei allerdings, wozu denn Diode D3 gut sein soll. Diese D3 unterstützt die zusätzliche Eigenschaft den Ladezustand des Akku abzuschätzen. Ist der Akku ziemlich entladen, drückt dieser +Ub mit 3 VDC auf etwa 2.5 VDC hinunter. In diesem Fall wirkt die Strombegrenzung mit IC:A. Die Durchfluss-Spannung über LED und D3 betragen etwa 2.4 V. Da bleiben für R4 gerade noch 0.1 VDC und dies erzeugt ein Strom von nur 0.8 mA. Da "glimmt" eine Low-Current-LED noch schwach. Je mehr sich der Akku lädt, um so heller wird die Low-Current-LED und leuchtet vernünftig hell, wenn der Akku geladen ist. Bei +Ub = 3 VDC leuchtet diese LED mit etwa 5 mA. Um sicher zu sein, wie gut der Akku wirklich geladen ist, genügt es beim Solar-Radio den Klinkenstecker zu ziehen. Wenn dabei die LED nicht mehr sichtbar heller wird, gilt der Akku als geladen. Es spielt übrigens keine Rolle, wenn der Akku im Radio länger geladen wird als nötig, denn der Erhaltungsladestrom ist so niedrig, dass der Akku keine nennenswerte Leistung verbraucht (ca. 3 mW) und deshalb auch keine nennenswerte Temperaturerhöhung entsteht. Eine Low-Current-LED braucht es hier, damit die LED bei einem Strom von nur 5 mA hell genug leuchtet und bei 0.8 mA gerade noch sichtbar glimmt.

LED-Typen: Eine High-Efficiency-LED ist nicht das selbe wie eine Low-Current-LED! Eine High-Efficiency-LED leuchtet, bei einem für LEDs typischen Strom von 20 mA, besonders hell. Man nennt diese LEDs auch superhell. Eine Low-Current-LED leuchtet bereits bei einem Strom von wenigen mA mit vernünftiger Helligkeit. Jedoch steigt ihre Leuchtkraft nicht linear mit höherem Strom. Die Leuchtkraft geht bereits unterhalb des sonst typischen LED-Stromes in eine Art Sättigung. Ebenso gilt umgekehrt für die High-Efficiency-LED, dass sie in der Regel nicht unbedingt auch für besonders niedrigen Strom taugt. Es mag Ausnahmen geben. Diese Erkenntnisse stammen aus einer Zeit, als die LEDs nur als optische Signalgeber dienten. LEDs, hundertmal heller als die damaligen superhellen LEDs, für den Beleuchtungszweck, gab es noch lange nicht.



AMSONIC Solar-Radio AS339

Wer sich jetzt für dieses Solar-Radio interessiert, von dem hier die Rede ist, das erwähnte Modell AS-338 gibt es schon lange nicht mehr. Für das Nachfolgemodell gab (gibt) es den Typ AS-339. Der AS-339 wurde von einer spanischen Firma bis etwa 2007/2008 vertrieben. Es gibt noch einen holländischen Freak antiker Radios und dieser bietet den AS-339 für 2.2 Euro an (Januar 2017). Die WWW-Seite nennt sich Gerard's Radio Corner. Im linken Spalten gibt es jede Menge Bilder von Radios aus alten Tagen. Gerard spricht und schreibt deutsch. Eine EMail zu erhalten, freut ihn.



Akku-Ladeschaltung aus Stromquelle und Spannungsbegrenzung
mit zwei LM317 mit elektronischer Rückstrom-Sperre

Akku laden mit Konstantstrom, was ist zu beachten?: Im vorherigen Kapitel liest man den Hinweis, dass sich zur Schnellladung eine einfache Konstantstromladung nicht eignet. Wir haben es hier mit NiCd- und NiMH-Akku zu tun. Wenn man darauf achtet, dass der konstante Ladestrom nicht oder nur ganz wenig grösser ist als ein Zehntel des Wertes der Akku-Kapazität und man sorgt dafür, dass bei definierter Ladeschluss-Spannung des Akku, der Ladestrom soweit reduziert ist, dass dieser gerade noch der Erhaltung des Ladezustandes des Akku dient, kann nichts passieren. Dazu folgende kurz zusammengefasste Erklärung von Akkuline.de Wie hoch ist die Ladeschlussspannung von NiMH Akkus?. Die maximal zulässige Ladeschluss-Spannung wird mit 1.42 VDC pro NiMH-Zelle angegeben. Wir fokussieren uns hier primär auf NiMH-Akkus, weil NiCd-Akkus von Gesetzes wegen (EU-Richtlinie) nicht mehr hergestellt werden.

Egston, ein Hersteller von Netz- und Ladegeräte, bietet eine interessante WWW-Seite zum Thema Batterien, Ladekonzepte und Ladegeräte. Das folgende Diagramm zum Thema Temperaturverhalten bei der Schnellladung von NiCd- und NiMH-Akku zeigt, dass man sich davon besser distanziert, wenn nicht ausreichend genügende Akku-Kenntnisse vorhanden sind. Wir halten es hier mit dem Schuster (Quelle: Wikimedia) der bei seinen Leisten bleiben sollte...

Zur Prinzipschaltung: Will man mit dem Spannungsregler, zwecks Bestimmung des Erhaltungsladestromes, die Ladeschluss-Spannung möglichst genau einstellen, hat man, wenn man zwischen dem Ausgang des Ladereglers und dem Akku eine Diode (D1) schaltet, wegen dessen Flussspannung, die durch die Stromänderung sich leicht ändert, ein Problem. Wenn der Ladestrom während des Aufladens des Akku von z.B. 100 mA auf weniger als 10 mA reduziert, reduziert sich die Diodenflussspannung um mehr als 0.1 V. Diese Änderung ist praktisch irrelevant, wenn z.B. ein 12V-Akku geladen wird, kann aber überhaupt nicht ignoriert werden, wenn es ein 1.2V-Akku ist. Man beachte das Diagramm Typical Instantaneous Forward Characteristics aus dem 1N4001-1N4007-Datenblatt. Eine wesentlich bessere Situation erreicht man, wenn man anstelle einer Diode (D1) ein PNP-Kleinleistungstransistor (T1) einsetzt, wie dies Bild 12 illustriert:

Diese Schaltung erweitert Bild 11. Bei den 3pin-Spannungsreglern IC:A und IC:B kommt hier der "normale" LM317 und nicht die Lowpower-Version LM317L zum Einsatz, weil man die Möglichkeit haben soll, einen Ladestrom im unteren 100-mA-Bereich zu erzeugen. In der nachfolgenden Schaltung in Bild 13 soll der Ladestrom 100 mA betragen. Anstelle der Diode D1 (in Klammer) kommt ein PNP-Kleinleistungs-BJT zum Einsatz, der im gesättigten Zustand mit einer Verstärkung von minimal 10 bis maximal 20 betrieben wird. Dazu betrachten wir Figure 2 aus dem BD140-Datenblatt.

BJT oder Diode, das ist hier die Frage: Vorher legen wir aber fest, dass zum Vergleich eine Schottky-Diode gilt, weil diese eine Flussspannung von nur etwa 500 mV oder weniger hat, anstelle einer Siliziumdiode mit etwa 800 mV. Der Einsatz eines BJT macht dann Sinn wenn die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung deutlich niedriger ist als die Flussspannung einer Schottky-Diode. Dies triff hier dann zu, wenn der Kollektorstrom weniger als 0.7 A bei einer Stromverstärkung 20 und weniger als 1 A bei einer Stromverstärkung von 10 beträgt. Da beträgt die Sättigungsspannung etwa 200 bis 250 mV. Wir bleiben bei unserer Anwendung bei einem Strom von 100 mA und da beträgt Sättigungsspannung etwa 60 mV bei einer Stromverstärkung von 10. Bei 20 sind es etwa 80 bis 85 mV. Bei einem Ladestromunterschied zwischen 100 mA (Ladung) und z.B. 10 mA (etwa Erhaltungsladung) beträgt die Spannungsdifferenz der T1-Sättigungsspannung etwa 20 bis 30 mV. Dies ist relativ unabhängig davon ob die Stromverstärkung 10 oder 20 beträgt. Der Unterschied dieser Differenzspannung ist bei höherem Kollektorstrom grösser, aber die differenziellen Unterschiede im Vergleich der beiden Stromverstärkungen bleiben etwa gleich gross. Dies erkennt man auch leicht durch den fast parallelen Gleichlauf der beiden Kurven Ic=20*Ib und Ic=10*Ib. Dies gilt allerdings nicht mehr wenn der Kollektorstrom im Bereich von 1 A und darüber liegt.

Rückstromsperre mit BJT: Die Funktionsweise ist einfach. Wenn der Ladevorgang aktiv ist, fliesst vom Ausgang des IC:B der konstante Ladestrom von 100 mA (Stromquelle: IC:A) über T1 zum Akku. Dies ermöglicht der T2-Basis- und der verstärkte T2-Kollektorstrom, der auch der T1-Basisstrom ist. Bei einer T1-Stromverstärkung von 20, beträgt der T2-Kollektorstrom mindestens 5 mA, definiert durch R4. Wählt man für T2 ebenfalls eine Sättigungs-Stromverstärkung von 20, ergibt dies ein T2-Basisstrom von mindestens 0.25 mA. Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung von T2 beträgt dabei etwa 60 bis 80mV. Mehr Details im BC550-Datenblatt. Es macht Sinn den Querstrom durch R6 und R5 mindestens 10 oder sogar 20 mal höher zu wählen als der verlangte T2-Basisstrom von 0.25 mA. Wir wählen hier 5 mA und dies hat einen wirksamen Vorteil beim Ein- und Ausschalten der Schaltung. T2 schaltet steiler ein und aus, weil der R6/R5-Knotenpunkt sich quasi fast wie eine Spannungsquelle verhält. Wenn die Spannung an diesem Punkt beim Einschalten ansteigt, wird die T2-Sättigung schnell erreicht, denn die höhere Stromverstärkung dauert nur sehr kurz an. Umgekehrt das selbe beim Ausschaltvorgang. Das Verhältnis von R6 zu R5 ist so zu wählen, dass T2 ausschaltet, wenn Ue etwa den halben Wert hat. Dies muss aber nicht so genau sein. Besonders dann, wenn an Ue ein externes Netzgerät mit einem hoch kapazitiven Elko an seinem Ausgang angeschlossen ist, fällt beim Ausschalten die DC-Spannung an Ue relativ langsam. Dieser Vorgang beschleunigt die Ub-Spannungsabsenkung sehr. Mehr Details zu diesem Thema gleich mit Bild 13.

Grenzen der BJT-Rückstromsperre: Was bedeutet die Bezeichnung "<5V" beim BJT T1? Es ist die gemäss Datenblatt zulässige maximale Emitter-Basis-Spannung. Sie wird in der Regel mit 5 V (manchmal 6 V) angegeben, ist aber, wenn man sie misst oft deutlich höher. Aus Sicherheitsgründen, sollte man sich an die Angaben des Datenblattes halten. Diese zulässige maximale Emitter-Basis-Spannung begrenzt den Einsatzbereich der Akkuspannung. Will man NiCd- oder NiMH-Akku laden, dann sind nur Serieschaltungen von maximal drei Akkus möglich.

Dimensionierungsbeispiel: Dieses Beispiel in Teilbild 13.1 soll dem leichteren Verständnis dienen. Es geht um den Entwurf einer Ladeschaltung für zwei in Serie geschalteten NiMH-Akkus mit einer Ladespannung von 2.4 VDC. Die Ladespannung ist nicht identisch mit Ladeschluss-Spannung, die stets höher ist und 2.84 VDC (1.42 VDC pro NiMH-Zelle) beträgt. Zum Betrieb dieser Schaltung eignet sich mit dem geringsten Zusatzaufwand ein kleines Steckernetzteil mit Schaltregler mit einer Ausgangsspannung von 12 VDC. Vollständigkeitshalber sei erwähnt, dass es keiner stabilen Spannung an Ue bedarf, ein Trafo mit Gleichrichter und Glättungs-Elko geht auch. Man muss aber darauf achten, die der Minimalwert der 100Hz-Rippelspannung an Ue 9 V nicht unterschreitet. Bei einem Konstantladestrom von 100 mA bis zur Ladeschluss-Spannung des NiMH-Akku, bedarf es eine Akku-Kapazität von 1 Ah, damit die Regel eingehalten wird, dass der Ladestrom nicht grösser ist als 1/10 des Wertes der Akku-Kapazität. Hat die Akku-Kapazität einen andern Wert, muss man R1 beim IC:A entsprechend anpassen, wobei dem Anpassungsbereich Grenzen gesetzt sind. Dazu konsultiert man das LM317-Datenblatt.

Die minimale LM317-Dropoutspannung beträgt bei einem Strom von 1 A etwa 2 VDC. Bei nur 100 mA sind es etwa 1.5 VDC (kleiner roter Ring). Damit die Schaltung im 100mA-Bereich sicher funktioniert, setzen wir die minimale Droputspannung auf etwa 2 VDC. So beim IC:B (konstante Spannungsquelle). Beim IC:A (konstante Stromquelle) definieren wir auf etwa 4VDC. 1.25 VDC (IC-interne Referenzspannung) liegen an R1, der die Stromstärke definiert. Daraus resultiert eine totale Dropoutspannung von 3.25 VDC. Wir setzen diesen Wert grosszügig auf etwa 4 VDC fest. Daraus resultiert eine minimale Eingangsspannung Ue = 9 VDC. Wegen dem grosszügigen Setzen der Dropout-Spannungswerte funktioniert die Strom- und Spannungsregelung noch immer sicher, wenn diese 9 VDC etwas unterschritten wird. R1 hat einen Wert von 11 Ohm aus der R24-Widerstandsreihe. Dies deshalb, damit der Gesamtstrom von 113 mA (Ie1) gut approximiert ist. Man kann ebenso zwei 22-Ohm-Widerstände aus der R12-Widerstandsreihe parallelschalten. Die Verlustleistung über R1 beträgt etwa 140 mW. Der Strom Ie1 ergibt sich aus der Summe von Ic1 (100 mA) plus Ib1 (~13mA).

Um die Spannung an IC:B fein abzustimmen, kommt Trimmpot P mit 200 Ohm zum Einsatz. Mit P, R3 und R2 bekommt man an Ub' einen Einstellbereich zwischen 2.3 VDC und 3.2 VDC. Mit einem 25-Gang CERMET-Trimmpot kann man besonders fein die Ladeschluss-Spannung von 2.9 VDC für den NiMH-Akku einstellen. 2.9 VDC, wenn man es genau nehmen will, weil Uce von T1 im gesättigten Zustand etwa 60 mV beträgt. Allerdings, so genau auf ein 10-mV-Raster, kommt es auch nicht an. Anstelle des Schalter S genügen auch zwei Lötaugen, die man mit einem Stück Draht verlötet, damit der Akku nicht geladen wird, wenn man an P die Ladeschluss-Spannung einstellen will. Dabei werden T2 und T1 offen gehalten, weil kein Basis- und Kollektorstrom an T2 fliessen kann. Danach entfernt man wieder die Lötverbindung um den Akku zu laden. Das ist in der Regel ein einmaliger Vorgang. Die punktierte Linie zwischen Schalter S und Trimmpot P weist auf den gemeinsamen Zusammenhang hin.

PNP-BJT (T1) als Rückstrom-Sperre: Im ausgeschalteten Zustand (Ue vom externen Netzteil getrennt), ist T2 offen. Es kann also kein T1-Basisstrom (Ib1) fliessen, weil T2 offen ist. Das Potenzial am Emitter von T1 liegt in etwa auf dem GND-Pegel, bedingt durch Diode D1, R5 und R6. Schalter S ist dabei offen. An T1 wirkt der Kollektor-Basis-Übergang als Diode mit einer Flussspannung, wie üblich bei Silizium, von etwa 0.7V. Auf diese "Diode" folgt der Basis-Emitter-Übergang von T1 mit der bereits erwähnten Durchbruchspannung von etwas mehr als 5 V. Bei der Ladesschluss-Spannung des Akku von 2.8 VDC (oder auch mehr) bleibt der Basis-Emitter-Übergang nicht leitend. Deshalb kann sich der Akku im Aus-Zustand der Ladeschaltung nicht entladen, - auch nicht über R4. Teilbild 13.2 zeigt für T1 das Ersatzschaltbild mit einer Diode zwischen Kollektor und Basis und einer Z-Diode zwischen Basis und Emitter mit der erwähnten Sperrspannung von mindestens 5 V. Die punktierte Rückstromrichtung ist nur ein Hinweis. Es fliesst kein Rückstrom, weil die Akkuspannung kleiner ist als die Emitter-Basis-Durchbruchspannung.

Damit keine Begriffsverwirrung entsteht: Man liest einerseits "Basis-Emitter-Übergang von T1" und anderseits "Emitter-Basis-Durchbruchspannung". Der erste Begriff dient der Erklärung der Rückstromrichtung vom Akku via Kollektor, Basis und Emitter von T1. Der zweite Begriff ist der richtge, wenn es darum geht die Sperrspannung zwischen Emitter und Basis zu erklären. In Teilbild 13.2 liest man verwirrend Ube>5V. Gemeint aber ist die Bezeichnung Emitter-Basis-Durchbruchspannung, angedeutet mit dem Z-Dioden-Symbol. Etwas mehr Infos zu diesem Thema findet man hier.

Nebenbei angedeutet: Ein BJT, beschaltet im Zustand der Emitter-Basis-Durchbruchspannung, eignet sich hervorragend als Rauschspannungsquelle, sofern man keinen allzu hohen Anspruch an die Rauschqualität stellt (Gauss-Glockenkurve). Eine einfache Rauschquelle sieht man hier. Siehe zweite Schaltung im gelben Feld. Der erste NPN-Transistor links arbeitet im Emitter-Basis-Durchbruchbereich. Die Rauschspannung liegt in der Grössenordnung im mV- bis maximal im unteren 10mV-Bereich. Der zweite Transistor verstärkt die Rauschspannung. Die Potmeterschaltung zur Einstellung des Rauschpegels mag für die vorliegende Anwendung (Beatbox) genügen, taugt aber wegen der ebenso veränderlich überlagerten DC-Spannung eher nicht für allgemeine Anwendungen.

Man beachte zu Teilbild 13.1 auch Teilbild 13.3, welches die Funktion um T2 in den Fokus stellt! Ue wird eingeschaltet auf 12 VDC, z.B. mit einem Steckernetzteil. Der Basis-Emitter-Übergang von T2 begrenzt die Spannung auf maximal 0.8 VDC. R6 hat einen Wert von 100 Ohm. Dies bedingt durch R6 ein Strom von 8 mA. Zwischen Ue und und der T2-Basis liegt eine Spannung 11.2 VDC über R5. Dies erzeugt ein Strom abgerundet auf 11 mA. Für den T2-Basisstrom Ib2 verbleibt ein Strom von etwa 3 mA. Damit ist T2 mehr als gesättigt bei einem Kollektorstrom von 13 mA (Ub' = 2.9 VDC). Die Strom- und Spannungsangaben sind nicht so genau, weil die Basis-Emitter-Schwellenspannung leicht abhängig ist vom Basisstrom und auch von der Temperatur (etwa -2 mV/K).

Die Schaltung soll mit Ue = 9VDC noch sicher funktionieren. Dafür sorgt der deutlich höhere Strom durch R5 und R6 in Relation zu Ib2. Ist Ue auf etwa 6.5 VDC gsunken, liegt wegen dem R5/R6-Spannungsteiler an der Basis von T2 noch eine Spannung von etwa 0.6 VDC. Das ist eindeutig zuwenig für einen sättigenden T2-Basisstrom. Die Folge davon ist, dass die Stromverstärkung von T2 massiv ansteigt um gerade noch genügend T1-Basisstorstrom vom T2-Kollektor zu ziehen. In diesem kritischen Zustand muss Ue nur noch wenige 0.1 VDC sinken und T2 öffnet und ebenfalls T1. Damit ist der Akku-Ladebetrieb ausgeschaltet. Diese rasche Ausschaltung im Bereich der mittleren Ue-Spannung zwischen 0 VDC und 12 VDC, bei etwa 6 VDC, hat die Eigenschaft, dass in dieser Phase nur sehr kurzzeitig vom Akku, via Kollektor-Basis-Diode von T1, R4 und T2 ein unerwünschter, aber unschädlicher Rückstrom fliessen kann. Diese Abschaltung ist daher sehr viel schneller als das Absinken von Ue, falls ein Elko mit im Spiel ist und dies bewirkt. Man könnte diesen Vorgang mittels Komparator perfektionieren. Dies wäre aber deutlich übertrieben.



Thomas Schaerer, (älter) ; 29.04.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 04.12.2004 ; 17.03.2006 ; 30.10.2007 ; 29.01.2008 ; 03.02.2010 ; 08.09.2010 ; 21.11.2010 ; 13.02.2012 ; 22.08.2013 ; 26.06.2014 ; 21.01.2017