Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler
und eine einfache Akku-Ladeschaltung mit LM317LZ
- Das Inhaltsverzeichnis meiner Elektronik-Minikurse
- Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!) - Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!) - Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Buch 1 Buch 2
Einleitung
Grundlagen zu diesem Elektronik-Minikurs bilden die beiden Kurse vom Inhaber des Elektronik-Kompendium Patrick Schnabel:
Es gibt zu diesem Thema Datenblätter und Applicationnotes von
National-Semiconductor.
Hier ein paar Beispiele für Datenblätter mit Application-Notes:
LM340 (LM78xx),
LM79xx,
LM317 und
LM337.
Und es gibt auch ganz spezielle Applicationnotes für diese dreibeinigen
fixen und einstellbaren Spannungsregler mit positiven
Ausgangsspannungen:
App: LM340 (78xx) und
App: LM317.
Für die Pendants mit den negativen Ausgangsspannungen LM79xx und
LM337 gibt es das nicht.
Empfehlenswert ist u.a. der folgende Link von
National Semiconductor (NS):
- http://www.national.com/mpf/LM/bauteil.html#Documents
Man kopiert diesen Link per Drag & Drop in das Browser-Fenster eines
Internet-Browser und ersetzt das Wort bauteil durch die richtige
Bauteilkennzeichnung eines IC von
National-Semiconductor, z.B. mit dem Timer-IC LMC555.
Man beachte die beiden Teilbilder 1.1 und 1.2:
Dieses Bild zeigt die Version eines dreibeinigen Festspannungsreglers (Teilbild 1.1) und eines dreibeinigen einstellbaren Spannungsreglers (Teilbild 1.2). Uxx ist die Ausgangsspannung des Festspannungsreglers 78xx. Beispiele: 5 VDC aus einem 7805 oder 12 VDC aus einem 7812. In Teilbild 1.2 ist Ua die Ausgangsspannung, welche mit R1 und R2 dimensioniert wird, wie dies beim LM317 üblich ist. Dazu später mehr.
Die überlebenswichtige Rückfluss-Diode D1
Dem aufmerksamen Betrachter fällt sogleich die Diode D1 auf, welche
zwischen Ein- und Ausgang in Sperrichtung geschaltet ist und fragt sich
wozu. Falls der Zustand eintritt, dass auch nur für einen kurzen Moment
Uxx oder Ua grösser ist als Ue, dann verabschiedet sich 78xx oder
LM317 in die ewigen Elektronenjagdgründe. Dummerweise folgt durch eine
solche Zerstörung oft ein Kurzschluss zwischen Ein- und Ausgang des
Spannungsreglers, d.h. Uxx oder Ua entspricht Ue, was die Zerstörung der
an Uxx oder Ua angeschlossenen Schaltung zur Folge haben kann. Pech
gehabt. Nein, stimmt nicht, wenn die Diode D1 einsetzt wird.
Wie man jedoch generell den Risiken von dauerhaften Überspannungen, z.B.
auf Grund defekter elektronischer Teile in einem Netzteil, vorbeugen
kann, lese man in diesen beiden Elektronik-Minikursen:
Bevor man jedoch gleich zu solchen Massnahmen greift, tut man gut daran das Problem erst an der Wurzel zu packen. Damit sind wir wieder bei der Diode D1. Wir müssen uns also mit der Frage befassen, wie ist es möglich, dass die Ausgangsspannung grösser als die Eingangsspannung sein kann. Siehe dazu Bild 2:
Gleich zum Voraus: Die Strombezeichungen 'i' anstatt 'I' zeigen, dass
man es mit einem rückwärts fliessenden Strom von Ua nach Ue zu tun hat!
Natürlich ist das keine allgemeine Regel. Sie gilt nur hier, weil es so
übersichtlicher ist.
Widerlegtes Dogma: Oft herrscht die Meinung vor, nur dann wenn am
Eingang des Spannungsreglers ein Elko geschaltet ist, der eine
niedrigere Kapazität aufweist als die des Elko am Ausgang des
Spannungsregler (mit einbezogen die Kapazitäten Ck der zu speisenden
Schaltung), fliesst ein schädlicher Rückstrom vom Ausgang zum Eingang,
wenn das Netzteil eingangsseitig abgeschaltet wird. Diese Meinung stimmt
nicht!
Der Ventilator ist jetzt gerade nicht angeschlossen. Ck in Bild 2 wäre
jetzt grösser als CL. C1, C2 und C3 vernachlässigen
wir in diesem Beispiel, weil ihre Kapazitäten in Relation zu
CL und Ck vernachlässigbar niedrig sind. In dieser
Konstellation "CL < Ck" fliesst der
Rückstrom i beim Ausschalten von Schalter S. Rückstrom i ist aber
keineswegs ausgeschlossen, wenn "CL > Ck".
Warum das so ist, erklären die folgenden Abschnitte...
Angenommen, in Bild 2 ist CL, der Lade-Elko, der zu
einem Gleichrichter gehören kann, mit einer Kapazität von 1000 µF zehn
mal so gross wie die des Elko Ck mit 100 µF. Wir haben in Bild 2 ein
Beispiel eines kleinen digitalen Systems das mit einer Spannung von
typisch 5 VDC gespiesen wird. Als Spannungsregler genügt ein einfacher
7805. Vor dem Spannungsregler kommt eine ungeregelte Spannung von etwa
12 VDC zum Einsatz, die auch noch einen Ventilator speist, der die
gesamte Schaltung kühlt. Was passiert, wenn man den Schalter S öffnet?
CL entladet sich über den Innenwiderstand des
Ventilators, Ue' sinkt und der Ventilator läuft als wie langsamer. Ue'
erreicht die kritische Minimalspannung, bei der der 7805 die geregelte
Ausgangsspannung von 5 VDC nicht mehr halten kann. Ua sinkt ebenfalls.
Ck wehrt sich dagegen und versucht die 5 VDC aufrecht zu erhalten,
bildlich gesprochen, und genau das gelingt ihr einigermassen, wenn die
Entladezeitkonstante von Ck und dem Innenwiderstand der digitalen
Schaltung grösser ist als die von CL und dem
Innenwiderstand des Ventilators. Es kommt bei diesem gesamten
Entladungsvorgang zum Zustand bei der Ua grösser ist als Ue'. Ist Ua um
die Diodenflussspannung von D1 grösser als Ue', fliesst ein Entladestrom
i von Ck über D1 zum Ventilator. Würde D1 fehlen, dann sinkt Ue' soweit,
bis die IC-interne Durchbruchspannung erreicht ist und Ck entladet sich
mit dem Strom i über den 7805 in Richtung Ventilator. Und genau dies
schadet dem 7805 und ebenso sehr vielen andern Spannungsreglern anstelle
des 7805.
Es stellt sich die Frage, was eigentlich passiert, wenn es den
Ventilator gar nicht gibt und so an CL überhaupt
keine zusätzliche Last vorhanden ist. In diesem Fall ist die
Zeitkonstante von Ck und der digitalen Schaltung viel niedriger, als die
vom grösseren CL und dem Belastungswiderstand,
bestehend aus dem 7805 und der digitalen Schaltung. Die Folge davon ist,
dass beim ganzen Entladungsvorgang Ue' ständig grösser ist als Ua. Es
fliesst kein Rückstrom i durch D1. Das stimmt allerdings auch nur dann,
wenn man für den minimalen Belastungsstrom am Ausgang des 7805 sorgt,
wie dies das Datenblatt vorschreibt. Man denke bei diesem Beispiel
daran, dass eine digitale CMOS-Schaltung, wenn sie aus irgendeinem
Grunde gerade nicht getaktet wird (statischer Zustand), so gut wie
keinen Strom braucht. Für die Minimallast von 10 bis 20 mA kann man eine
LED für die Betriebsanzeige einsetzen, wie dies Bild 2 zeigt.
Es lohnt sich allerdings nicht genau herauszufinden, ob der 7805 (oder
ein anderer Spannungsregler) wegen einem möglichen Stromrückfluss
gefährdet ist oder nicht, weil der Aufwand des Einsatzes von D1 ist
schlichtweg zu minimal, auch preislich. Ein Kurzschluss von Ue oder Ue'
nach GND, z.B. durch den plötzlichen Defekt von CL
gefährdet den 7805 ohne D1 mit sehr hoher Wahrscheinlichkeit. Nach der
Beseitigung des Kurzschlusses (Ersatz von CL),
zeigt sich beim Wiedereinschalten der Schaltung in Bild 2, bei defektem
7805, an Ua die volle Spannung von Ue und das wird mit sehr hoher
Wahrscheinlichkeit die gesamte digitale Schaltung zerstören. D1 ist eine
minimale Zugabe mit sehr hoher Sicherheitssteigerung!
Koppel- oder Block-Kondensator, das ist hier die Frage: Was das L
bei CL bedeutet, ist bereits klar. Ck bdeutet
Koppel-Kapazität, worunter man das Auskoppeln (Filtern, Unterdrücken)
von nieder-, mittel- und hochfrequenten Störspannungen (auch transiente
steilflankige Impulse) versteht. Elkos wirken, wegen ihrer parasitären
Induktivität, bei Frequenzen bis in den 100 kHz-, keramische
(Multilayer-)Kondensatoren bis weit in den 100 MHz-Bereich oder sogar
noch mehr. Das betrifft dann transiente Impulsflanken im Bereich von 10
bis 1ns. Ck-Kondensatoren haben aber noch einen andern Zweck: Sie
schaffen im genannten Frequenzbereich eine niedrige Quellimpedanz für
die nachfolgende Schaltung. Dies begünstigt die Stabilität (geringe
Oszillationsneigung etc.). Damit keine Verwirrung entsteht, es gibt
neben dem Begriff Koppel- auch den des Block-Kondensators. Dieser
Begriff ist oft eindeutiger assoziiert mit dem was man will, nämlich
Störspannungen abblocken. Beide Begriffe haben hier die selbe Bedeutung.
In der analogen Verstärkerstechnik wird auch Anderes verstanden, wie
z.B das Entkoppeln von DC-Spannungen bei der Uebertragung und/oder
Verstärkung von AC-Spannungen. Siehe dazu im Elektronik-Minikurs
Echter Differenzverstärker I
Kapitel "Instrumentationsverstäerker nur für Wechselspannungen"
oder in
Echter Differenzverstärker IV
alle Kapitel.
Warum ist der Rückstrom so schädlich?
Teilbild 3.1a zeigt die (fast) einfachste Stabilisatorschaltung der Welt
mit einer Zenerdiode (Z-Diode) Z und einem NPN-Transistor T. Daran
wollen wir sehen wie es zum Rückfliessen des Stromes i kommt und wo i
(und i1) hindurchfliesst, nachdem Schalter S geöffnet wird. Gleich nach
dem Öffnen von S liegt an C1 (hier nicht CL) die
Spannung Ue' von 18 VDC. C1 entladet sich mit IC1
über R1. Einfachhheitshalber liegt an Ua keine Last. Während der
anfänglichen Entladung von C1 über R1 bleibt Ua auf der stabilisierten
Spannung von rund 11.3 VDC. Dafür sorgt C2. Unterschreitet Ue' jedoch
eine Spannung von etwa 6 VDC, beginnt ein Rückstrom i von C2 (Ua) über
die Emitter-Basis-Strecke von T und durch R2 nach R1 zu fliessen. Dieser
Teilstrom ist mit i1 markiert. Wenn die Entladezeitkonstante R1*C1 sehr
kurz ist, kann der Rückstrom i, der über die Emitter-Basis-Strecke und
von dort über die innere Basis-Kollektor-Diode fliesst, so stark
ansteigen, dass es für T gefährlich werden kann. Die Grösse von R2
spielt da auch eine gewisse Rolle. Eine Rückfluss-Diode D1 zwischen
Emitter und Kollektor würde i ableiten und der Transistor T bleibt
stromlos verschont. Diode D1 ist gestrichelt angedeutet.
Die Krux mit der Emitter-Basis-Strecke von T: Warum kommt es zum
Stromrücklfluss i erst dann wenn Ue' auf etwa 6 VDC gesunken ist?
Während die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T bloss der einer
Diodenflussspannung von etwa 0.7 V entspricht, hat umgekehrt die
Emitter-Basis-Strecke eine ähnliche Eigenschaft wie eine Z-Diode mit
einer Schwellenspannung zwischen 5 und 6 V. Erst dann, wenn diese
Schwellenspannung erreicht ist, kann ein Rückstrom i fliessen. Dieser
fliesst einerseits über R2 nach R1 und über die Basis-Kollektor-Diode
nach R1 (Teilstrom i1). Für diesen Weg addiert sich zur
EB-Schwellenspannung noch die Schwellenspannung von etwa 0.7 V der
Basis-Kollektor-Diode. Dieser Weg des Rückstromes i ist für den
Transistor gefährlich, weil, wenn z.B. C1, wegen eines Defekts,
kurzschliesst, fliesst unlimitiert ein Stromimpuls aus C2 über die
Emitter-Basis-Strecke und von dort über die Basis-Kollektor-Diode nach
GND. Es gibt nirgends einen strombegrenzenden Widerstand!
Teilbild 3.2a ist die Ersatzschaltung zu Teilbild 3.1a betreffs des
Rückstromes i. Teilbild 3.2a soll dem leichteren Verständnis dienen. D-BE
bedeutet Basis-Emitter-Strecke des Transistors T mit Diodeneigenschaft.
Sie reduziert die Spannung an der Z-Diode von 12 VDC auf Ua = 11.3 VDC.
D-BK ist die Basis-Kollektor-Diode von T und Z-EB von T ist die
Emitter-Basis-Strecke mit Z-Diodeneigenschaft. Die Spannung an Ue' muss
um den den Betrag von UZ-EB plus
UD-BK niedriger sein als Ua, damit ein für T
gefährlicher Rückstrom i fliessen kann. Diese Ersatzschaltung eignet
sich nur gerade für diese Erklärung!
Teilbild 3.3a zeigt den Teil des Innenlebens des Fix-Spannungsregler
LM78xx (hier LM7805) mit dem Stromrückfluss i, wenn Ue kleiner als Ua
ist. Es genügt wenn diese Differenzspannung etwas grösser ist als zwei
Diodenflussspannungen in Serie und es fliesst ein Rückstrom i von Ua
über R16, R14, über die Basis-Kollektor-Diode von Q14 und über die von
Q15. Hier wirkt stromlimitierend R14 mit 230 Ohm. Ist Ue jedoch gleich
um mehr als 6 V niederiger als Ua, dann fliesst der Rückstrom auch durch
Q16 zurück nach Ue, und dies ohne stromlimitierenden Widerstand. R16 hat
zwar eine strombegrenzende Wirkung im Betriebszustand. Das ist
schliesslich auch die Aufgabe von R16. Aber für diese Situation ist R16
wirkungslos. Mit Diode D1 - siehe auch Bild 2 - wird ein solches Risiko
elegant vermieden! (Kleine Anmerkung zum 7805: Weil die Ausgangsspannung
nur 5 VDC betragen kann, besteht das gefährliche Rückstromrisiko kaum.
Beim 7806 und höher jedoch eindeutig!)
Stimmt das alles wirklich oder ist das nackte Theorie ohne jeden
Praxisbezug?! Leider ja, so ist es und ich erzähle jetzt warum es
ohne Wenn und Aber bei diesen integrierten Spannungsreglern
immer eine Rückfluss-Diode braucht:
Angeregt durch die konstruktive Kritik eines Lesers, der aus meiner
obigen Erklärung postulierte, dass man beim 7805 definitiv auf die
Rückfluss-Diode stets verzichten kann, untersuchte ich den LM7805 und
LM7812 mit einem kleinen Versuchsaufbau. Es geht dabei um zu testen, wie
sich der Rückstrom tatsächlich verhält, wenn die Ausgangsspannung höher
ist als die Eingangsspannung, wobei diese auf GND-Potential gesetzt ist.
Man betrachte dazu Bild 3b:
Teilbild 3.1b zeigt die Beschaltung für den Test. Der Eingang Ue des
Spannungsregler LM78xx (hier im Test: LM7805 und LM7812) ist mit GND
verbunden. Der Ausgang Ua ist über ein Strommessgerät mit einer
variablen Spannungsquelle verbunden. Diese ist vorzugsweise ein
Netzgerät mit einstellbarer Spannung und ebenso einstellbarer
Strombegrenzung. Ut ist die Testspannung an Ua und It der durch Ut
resultierende Teststrom. Schalter S zwischen GND-Anschluss des
Spannungsregler und dem GND der Spannungsquelle deutet darauf hin, dass
es keine Rolle spielt ob diese Verbindung vorhanden ist oder nicht. Die
gemessenen Stromwerte werden davon nicht beeinflusst. Dies bedeutet,
dass über diese GND-Verbindung kein oder nur ein vernachlässigbar
kleiner Strom fliesst.
Test des LM7805: Teilbild 3.2b (Schaltung und Diagramm) zeigt,
dass sich das parastäre Element wie eine Silizium-Diode Dp (p =
parasitär), ein P-N-Übergang verhält. Da stellt sich logischerweise die
Frage, ob eine externe Silizium-Diode noch als Schutzdiode Ds (s =
Schutz) taugt. Ja tut sie, wenn eine Leistungsdiode verwendet wird, die
für einen Strom von 1 A oder mehr definiert ist. Eine solche Diode hat
beim gleich grossen Strom wie die parasitäre IC-interne Diode eine
wesentlich niedrigere Schwellenspannung, wie das Diagramm mit den beiden
Kurven andeutet. Wenn also beide Dioden Ds und Dp parallel geschaltet
sind, dann zieht aus Gründen der Nichtlinearität Ds den Löwenanteil des
Stroms It und für Dp bleibt nur sehr wenig davon übrig. Wenn man es mit
der Sicherheit übertreiben will, kann man für DS eine
Schottky-Leistungsdiode einsetzen. Dann wird in Dp ganz sicher kein
Rückstrom mehr fliessen.
Test des LM7812: Hier wird es interessant! Der LM7812 verhält
sich völlig anders als der LM7805. Beim LM7812 spielt die
Emitter-Basis-Schwellenspannung mit seiner typischen Zenerspannung von
etwa 6 V eine gewisse Rolle. Wir betrachten dazu Teilbild 3.3b. Bei Ut =
1 VDC beträgt It etwa 20 mA. Dann steigt der Strom It bis zu einem
Maximum von 75 mA bei Ut = 2 VDC an und sinkt bei weiterer Zuhahme von
Ut bis 2.8 VDC auf ein Minimum vo etwa 30 mA. Wie diese Art der
Nichtlinearität zustande kommt, ist mir unklar. Ich kann nur annehmen,
dass die Ursache ein komplexes Ut-abhängiges Wechselspiel ist zwischen
den nützlichen und parasitären Kompenenten in der Schaltung des IC. Bei
weiterer Zunahme von Ut steigt erneut überproportional It und erreicht
bei Ut = 6.5 VDC einen Wert von etwa 100 mA. Die jetzt noch kleinste
Erhöhung von Ut führt direkt einen Latchup-Effekt herbei. Ein
Thyristor-Effekt. Es setzt die Strombegrenzung des zum Test eingesetzten
Netzgerätes ein und Ut begrenzt sich auf die typische Schwellenspannung
eines Thyristors von etwa 1 VDC. Solche Thyristoren bilden sich aus zwei
kreuzgekoppelten parasitären Transistoren mit folgendem
Ersatzschaltbild (siehe Funktionsprinzip).
Nach dem Reduzieren der Spannung beim Netzgerät unter die kritische
Schwelle von 6.5 VDC, kann man Ut aus- und wieder einschalten und der
Latchup-Effekt tritt typischerweise nicht wieder auf. Ob diese ominöse
Spannung von 6.5 VDC etwas mit dem nützlichen Leistungstransistor oder
ebenfalls mit einem parasitären zutun hat, weiss ich nicht. Der Einsatz
einer Schutzdiode Ds ist aber alleine schon für den unteren
Ut-Spannungsbereich empfehlenswert, weil die It-Ströme welche in diesem
Bereich auftreten, eine "unsaubere" Angelegenheit ist.
Der Test mit diesen beiden Spannungsregler habe ich mit je zwei
Exemplaren durchgeführt. Abweichungen der Messdaten waren nicht
feststellbar. Ich gehe aber davon aus, dass es Unterschiede gibt, wenn
man diesen Test mit 7805 und 7812 von andern Hersteller durchführt. Ich
denke, da wird es sowohl gewisse Abweichungen der sogenannten nützlichen
und der unvermeidbaren parasitären Schaltung geben. Aber eines ist
sicher, der Einsatz von Schutzdioden ist immer richtig, weil die
begrenzt die Rückwärtsspannung auf stets weniger als 1 V.
Nicht alle Datenblätter zu den LM78xx-Spannungsregler sind gleich
umfassend. Das folgende NS-Datenblatt zum LM340 (LM78xx) geht mit einer
kurzen Erklärung auf die hier beschriebenen Phänomene ein:
Siehe Figure 1 auf Seite 8 mit dem Abschnitt "Shorting the Regulator Input. Ein wichtiger Satz sei gleich hier fokussiert: "The capacitor will then discharge through a large internal input to output diode and parasitic transistors. If the energy released by the capacitor is large enough, this diode, low current metal and the regulator will be destroyed.". Wie es zum Latchup-Effekt kommt, ist damit nicht umschrieben und trotzdem nachweisbare Realität.
Kondensator C1
Wir kommen noch einmal zurück zu Bild 1:
Diese eingangsseitigen Block-Kondensatoren sind gemäss Datenblätter aus Gründen der Stabilität vorgeschrieben. In Teilbild 1.1 mit einem 78xx-Spannungsregler ist für C1 330 nF und für Teilbild 1.2 mit dem LM317 100 nF vorgeschrieben. Die Kapaztäten dürfen auch problemlos höher sein. Man sollte jedoch keine Elkos verwenden, weil diese relativ hohe Eigeninduktiviäten besitzen. Diese könnten den eigentlichen Zweck verhindern, nämlich die Unterdrückung der Oszillationsneigung bei höherer Frequenz. Am besten eignen sich Multilayer-Keramikkondensatoren. Im Gegensatz zur Aussage der Datenblätter, empfiehlt es sich diese Kondensatoren auch dann einzusetzen, wenn der Ladeelko CL der Gleichrichterschaltung nahe beim Spannungsregler ist, - eben wegen der unter Umständen zu hohen Eigeninduktivität des CL, da dieser ein Elko ist. C1 muss stets so nahe wie möglich an die Anschlüsse des Spannungsreglers gelötet werden. Beim LM317 (Teilbild 1.2) bedeutet dies, dass die GND-Anschlüsse von C1 und R2 nahe beieinander sind. Es soll an dieser Stelle wieder einmal erwähnt sein, dass man grundsätzlich gut daran tut, die GND-Leiterbahnen so breit wie möglich zu gestaltet, auch wenn kein grosser Strom hindurchfliesst. Es geht um die möglichst niedrige Impedanz und das geringe Risiko einer sogannten Brummschlaufe.
Kondensator C2
Die Kapazität dieses Elkos hat je nach Datenblatt und Applikation
unterschiedliche Werte von weniger als 100 nF bis 1µF. Er darf durchaus
auch grösser als diese 1µF sein, was in der Realität durch die
gespiesene Schaltung oft auch gegeben ist.
Dieser Elko beeinflusst das dynamische Verhalten des Reglers in Teilbild
1.1 und Teilbild 1.2 in Bezug auf Eingangsspannungs- und
Laststromänderungen. Je höher der Wert von C2, um so niedriger die
Amplitude des Einschwingvorganges bei einer steilflankigen
Eingangsspannungs- oder Laststromänderung. Fehlt C2 ganz, haben diese
transienten Vorgänge viel zu hohe Amplitudenwerte und die Schaltung
kann auch oszillieren.
In den Datenblättern wird ein Tantalelko empfohlen. Besser ist es ein
Elko von 1 µF oder höher zu wählen und ein Multilayer-Keramikkondensator
von 100 nF parallel zu schalten. Der Multilayer-Kramikkondensator C3
reduziert die allenfalls störende Wirkung der parasitären Induktivität
des Elko C2 und deshalb dämpft C3 zusätzlich hochfrequente Transienten,
falls solche beim schnellen Regelvorgang entstehen oder vom Eingang Ue
her in die Regelschaltung hineinstreuen. Die Kombination von C2 und C3
(Ausgang) gehört ebenso in die Nähe des Spannungsreglers wie C1
(Eingang). Zwischen Uxx und GND (Teilbild 1.1) oder Ua und GND (Teilbild
1.2) empfieht es sich C2-Elkos mit noch höherer Kapaziät einzusetzen,
als dies im Datenblatt empfohlen wird. Wozu dies gut sein soll,
beantwortet der spezielle Elektronik-Minikurs:
Warum kein Tantalelko verwenden?
Die Schaltfestigkeit ist schlecht. Es gibt zwar solche mit guter
Schaltfestigkeit, diese sind jedoch nicht gerade billig. Heikel ist es
dann, wenn Tantalelkos an DC-Betriebsspannungen niedrigstohmig betrieben
werden, wenn diese Spannung fast gleich gross ist wie die Nennspannung
des Tantalelko. Kommt es zu einem Mikrodurchschlag im Innern des
Tantal-Elko, entsteht stets ein satter Kurzschluss.
Als die Tantalelkos etwa in den 1970er-Jahren das Licht der
Elektronikwelt erblickten, kam es erstmals zur Euphorie und man verbaute
diese kleinen Wunderelkos in Riesenmengen als Block-Elkos nahe an die
IC-Speisungen bis sich die negativen Erfahrungen durch Ausfälle häuften.
Woher kam diese Euphorie? Der Tantalelko hat eine sehr hohe
Kapazitäts-Volumen-Dichte und eine geringe Eigeninduktivität. Diese
Euphorie verschwand bald, denn die Reparaturen kaputter Schaltungen
lohnten sich schliesslich nicht. Die bessere Lösung ist stets die, dass
man auf einer Leiterplatte, am Eingang der Betriebsspannung, einen Elko
mit hoher Kapazität bis zu 100 µF oder mehr einbaut und in der Nähe der
ICs verlötet man vorzugsweise Multilayer-Keramikkondensatoren mit Werten
um die 100 nF oder auch etwas mehr. Dies ist auch etwas eine Preisfrage.
Dazu kommt noch, dass Tantalelkos nicht gerade billig sind und der
Rohstoff Tantal selten geworden ist. Es kann ja sein, dass dort wo
Tantal vorkommt, die (belebte) Natur in einer Weise darauf angewiesen
ist, worüber man vielleicht noch gar nichts weiss. Diese
naturorientierte Denkweise sollte je länger desto mehr für uns
selbstverständlich sein!
Trotzdem gibt es einen wirklich sinnvollen Einsatz für Tantalelkos. Sie
haben selbst bei hohen Kapazitäten relativ kleine Verlustströme. Dies
erlaubt es relativ hohe Werte von Zeitkonstanten zu erzeugen wie ein
Beispiel im folgenden Elektronik-Minikurs zeigt:
- 555-CMOS-Timer (Der LMC555 im Einsatz...)
Minimaler Ausgangsstrom
Für die hier verwendeten Spannungsregler 78xx, 79xx, LM317 und LM337
gibt es eine minimale Stromlast ohne die die Regelschaltung nicht
garantiert einwandfrei arbeitet. Als typische Minimallast gilt 5 mA,
unter Worstcase-Voraussetzung sind es 10 mA. Dies ist wenig, wenn man
bedenkt, dass diese Spannungsregler bei ausreichend guter Kühlung
dauernd 1 (78xx) bzw. 1.5 A (LM317) liefern können. Dieser Minimalstrom
wird normalerweise bereits von einer LED-Betriebsanzeige übernommen,
wobei dies nur dann eine Überlegung wert ist, wenn die eigentliche,
meist viel grössere Last, abgeschaltet werden muss. Beim LM317 und LM337
ist es so, dass der Minimalstrom durch das Widerstandsnetzwerk
übernommen wird, mit dem man die Ausgangsspannung definiert. Genauer, R1
(Teilbild 1.2) definiert den Strom, weil über R1 die IC-interne konstante
Referenzspannung anliegt.
Von diesen Spannungsreglern gibt es auch Lowpower-Versionen welche mit
etwas niedrigerem Minimalstrom auskommen, dafür aber auch weniger
Maximalstrom liefern. Ein solcher Spannungsregler wird weiter unten im
Kapitel "Der kleine Bruder des LM317" thematisiert.
Maximaler Ausgangsstrom (und der Second-Breakdown-Limit)
Der maximale Ausgangsstrom liegt bei der 78xx- und 79xx-Serie bei 1 A,
beim LM317 und LM337 bei 1.5 A. Der Kurzschlussbegrenzungsstrom ist
sogar höher. Aber Achtung! Dies gilt nur innerhalb eines maximalen
Spannungsabfalles zwischen dem Ein- und Ausgang des Spannungsreglers.
Man nennt dies auch die Dropoutspannung UDROP.
Die maximalen Werte des Dauermaximal- und des
Kurzschlussbegrenzungsstromes gilt beim LM317 nur bis zu einer
Dropoutspannung von maximal 10 VDC. Ist diese höher, reduziert sich der
maximale Kurzschlussbegrenzungsstrom derart, dass der IC-interne
Leistungstransistor innerhalb des sogenannten Second-Breakdown-Limit
liegt.
Was der Second-Breakdown-Limit ist, wird hier nicht detailliert
thematisiert. Grob erklärt geht es darum: Je heisser im bipolaren
Leistungstransistor das Silizium wird, um so niederohmiger wird dieses.
Das heisst, es kann mehr Strom durch den Halbleiter fliessen. Dies ganz
im Gegensatz zum Leiter, der bei Erwärmung hochohmiger wird. Die
Chiperwärmung erfolgt auch bei solch winzigen Flächen leicht
ungleichmässig und wenn sich auf dem Chip eine Zone mit nur etwas
höherer Temperatur bildet, wird es schnell kritisch. Diese Zone ist
niederohmiger als der Rest der Chipfläche. Also fliesst durch diese Zone
mehr Strom und sie heizt sich noch mehr auf und weil die restliche
Chipfläche etwas kühler und hochohmiger ist, übernimmt sie immer weniger
Stromanteile. Dieser Prozess schaukelt sich in Windeseile auf. Eine
positive Rückkopplung entsteht und der Transistor, hier der ganze
Spannungsregler, wäre defekt, würde diesem Second-Breakdown-Effekt nicht
mittels Elektronik, die sich ebenfalls im Spannungsregler befindet,
wirksam vorgebeugt. Diese Massnahme existiert in allen hier behandelten
Spannungsreglern.
Lustiges Experiment
Es gibt in allen diesen Spannungsreglern auch noch eine Temperaturbegrenzung. Die Chiptemperatur wird auch unterhalb des Second-Break-Down-Limit so begrenzt, dass der Siliziumchip bei Überlast nie überhitzt werden kann. Man kann dies selbst leicht indirekt testen. Man belastet z.B. ein 7805 bei einer Spannung mit einigen Volt mit einem Strom von z.B. 1 A und man kühlt ihn nicht. Man beobachtet das Strommessgerät und sieht zu wie sich der Strom, kaum eingeschaltet, schnell verringert. Dies, weil die Temperatur an der Kühlerkontaktfläche des Spannungsreglers schnell ansteigt. Bei etwa 100 Grad Celsius oder auch etwas mehr stabilisiert sich die Temperatur. Bläst man diese Fläche an, steigt sogleich der Kurzschlussbegrenzungsstrom wieder an. Ein kurzzeitiges Gasstrahl aus der Kältespray-Dose und der volle Strom ist während ebenfalls kurzer Zeit wieder da, bis sich die Maximaltemperatur wieder eingestellt hat.
LM317: Dimensionierung der Ausgangsspannung
Der LM317 hat eine interne Referenzspannungsquelle mit einer konstanten
Spannung von 1.25 VDC zwischen seinem Ausgang und seinem Anschluss für
die Spannungsabstimmung ADJ (Adjust), bzw. über R1. Wegen dieser
konstanten Spannung über R1 fliesst durch ihn auch ein konstanter Strom
IR1. Dieser addiert sich mit dem wesentlich
kleineren Strom IADJ und verursacht gemeinsam über
R2 eine Spannung. Die konstante Ausgangsspannung addiert sich aus der
Spannung über R1 und über R2. Damit wird klar, dass die minimale
Ausgangsspannung Ua den Wert der internen Referenzspannung nicht
unterschreiten kann. Dieser Fall tritt dann ein, wenn R2 Null Ohm ist.
Es gibt allerdings einen Trick die Ausgangsspannung Ua auf 0 VDC
herunterzufahren, in dem man R2 nicht mit GND, sondern mit einer
negativen stabilen Referenz-Vorspannung von wenigen Volt-DC verbindet.
Betrachten wir jetzt IR1 und
IADJ. In den meisten Applikationen von
National-Semiconductor
ist R1 mit 240 Ohm angegeben. Dies hat zwei Gründe: Es fliesst durch ihn
ein Strom von etwa 5 mA, der etwa dem minimalen typischen Laststrom
entspricht, und der Strom ist so gross, dass sich der deutlich weniger
stabile und viel niedrigere Strom IADJ kaum
auswirkt. Dieser Strom variiert typisch zwischen 40 und 57 µA im
Temperaturbereich von -50°C und 150°C, oder im engeren praktikableren
Bereich von 25°C und 75°C zwischen 53 µA und 55 µA. Diese Änderung von 2
µA hat bei einem Gesamtstrom von 5 mA einen Einfluss von weniger als 0.5
Promille. Demgegenüber verändert sich die Referenzspannung im selben
Temperaturbereich von 25°C und 75°C um etwa 5 mV, was etwa 4 Promille
der Referenzspannung, also acht mal mehr ausmacht!
Wir erkennen jetzt, dass die interne Referenzspannungsquelle
temperatursensitiver ist, als der Gesamtstrom durch R2, wobei natürlich
auch die Spannung über R2 durch die Änderung der Referenzspannung
beeinflusst wird. Konsultiert man das Datenblatt des LM317 und man
vergleicht die zuständigen Diagramme, dann sieht man, dass die
ADJ-strombedingte Spannungsänderung über R2 bei ansteigender Temperatur
zunimmt, jedoch die Referenzspannung selbst bei ansteigender Temperatur
abnimmt. Beide Effekte kompensieren sich also ein wenig, sogar ein wenig
mehr, wenn man R2 (und R1) grösser wählt und bei der Last an Ua dafür
sorgt, dass die Minimallast sicher nicht unterschritten werden kann.
Wir wollen es aber nicht auf die Spitze treiben, denn dieser und die
andern hier beschriebenen Spannungsregler dienen der stabilen Speisung
elektronischer Schaltungen und nicht irgendeiner hochstabilen
Referenzspannung für messtechnische Zwecke oder Ähnlichem. Dazu gibt es
schliesslich geeignetere ICs. Mehr zum Thema hochstabile
Spannungsreferenzen liest man in diesem Elektronik-Minikurs:
Die Berechnung der Ausgangsspannung Ua
Man beachte die Formel in Bild 4. In der Praxis kann man den
feinpunktierten Teil in der Berechnung weglassen. Die Exemplarstreuung
der IC-internen Referenzspannung liegt zwischen 1.2 und 1.3 VDC. Dies
ist eine Toleranz von ±4 Prozent. Das Weglassen des schraffierten Teiles
in der Formel erzeugt jedoch bloss einen Fehler der Ausgangsspannung von
maximal -2 Prozent und typisch -1 Prozent. Auch hier gilt es, realistisch
zu bleiben!
Die dick umrahmte Formel ist die welche man in der Praxis wirklich
benötigt, aber in keinem Datenblatt zu finden ist. Die reduzierte
Original-Formel ist nach der gesuchten Grösse R2 konvertiert. Die
Begründung, weshalb IADJ unberücksichtigt bleiben
kann, gilt selbstverständlich auch hier.
LM317: Rippelspannungs- und Transientenunterdrückung und Rückfluss-Dioden
In Bild 5 ist parallel zu R2 der Elko C3 zugeschaltet. Der Hersteller
empfiehlt einen Tantal-Elko von 10 µF. R2 und C3 wirken dabei als
passives Tiefpassfilter. R1 spielt keine Rolle, weil R1 und
UREF eine Konstantstromquelle bilden und die ist
exterm hochohmig parallel zu R2. Wäre es nämlich nicht so, wäre der
LM317 eine sehr schlechte Konstantspannungsquelle und das ist er nicht.
Die Grenzfrequenz dieses R2*C3-Tiefpassfilter ist also davon abhängig
wie gross R2 und Ua sind. Ua ergibt sich aus R2. Je grösser R2 und Ua,
um so niedriger ist diese Grenzfrequenz und daraus folgt, um so besser
ist die Dämpfung der Rippelspannung, die von der Gleichrichtung
herkommt. Genau das stimmt auch, wenn man sich das Diagramm
"Ripple-Rejection vs Output-Voltage" im Datenblatt des LM317
anschaut. Da fällt einem auf, wie die Dämfung der Rippelspannung ohne
den empfohlenen Elko, hier C3, bei zunehmender Ausgangsspannung Ua bis
auf etwa 60 dB abnimmt. Klar, weil die dadurch zunehmende Verstärkung
der Dämpfung entgegen wirkt. Mit C3 bleibt die Dämfung der
Rippelspannung über den gesamten Bereich von Ua mit mehr als 80 dB
konstant. Mit C3 wird auch die Ausgangsimpedanz an Ua um etwa den selben
Faktor reduziert und ebenfalls reduziert werden die transienten
Amplituden bei schnellen Laststromänderungen an Ua, wobei hier auch C2
sehr von Bedeutung ist. Mehr dazu, siehe die "Typical Performance
Characteristics " im Datenblatt des LM317, zu finden bei
National-Semiconductor oder im "Linear Databook 1", wer noch eines
besitzt.
Der aufmerksame Betrachter hat natürlich längst die Diode D2 entdeckt
und fragt sich, wozu es diese jetzt auch noch braucht. Wenn Ue
ausschaltet und sich Ue gleichzeitig mit niedriger Spannung als Ua
reduziert, dann wissen wir jetzt, dass die Rückfluss-Diode D1
in Aktion kommt. Ganz gleich ergeht es D2. C3 entladet sich über
D2 und D1 in Richtung Ue. Ohne D2 würde sich C3 zum Teil über den
ADJ-Eingang in den LM317 entladen, was dem allerdings nicht besonders
gefällt...
Zum Schluss dieses Kapitels zu Bild 5 sei noch erwähnt: Man nehme für D1
und D2 unbedingt keine Kleinsignaldioden, wie 1N914 oder 1N4148!
Besonders D1 kann im ersten Rückstrommoment zerstört werden, weil der
Spitzenstrom zu gross sein könnte. Die angegebenen Kleinleistungsdioden
1N4002 sind für diesen Zweck gerade richtig und sehr preiswert.
LM317/LM337: Symmetrische Ausgangsspannung
Bild 6 zeigt ein fertiges Schaltungsbeispiel. Es ist ein Netzteil mit
einer positiven und einer negativen Ausgangsspannung. Verwendet wird ein
LM317 und sein komplementärer "Bruder" LM337. Die Ausgangsspannungen +Ub
und -Ub können an R3 und R4, zwischen +12 VDC und +15 VDC und zwischen
-12 VDC und -15 VDC abgeglichen werden. Der maximale Ausgangsstrom
beträgt je 1 A. Hinzugekommen ist der Trafo und die
Gleichrichter-Glättungsschaltung bestehend aus Trafo, GL, C1 und C2.
Betreffs Ausgangsspannungen +Ub und -Ub kann man auch ganze andere
Bereiche dimensionieren. Es kommt ganz auf den Anwendungszweck an.
Früher als man analoge Schaltungen meist mit ±12 VDC oder ±15 VDC
speiste, war ein solches kleines Zusatznetzgerät oft willkommen. Man
kann mittels je zweier Feedbacknetzwerke und Umschalter, zwei
Spannungswerte umschalten. Das lässt sich für +Ub und -Ub mittels
zweipoligem Umschalter synchronisieren. Für diesen Zweck dienen die
Trimmpotmeter R3 und R4 dem präzisen Abgleich der umschaltbaren
Spannungen. Dazu kann man den einstellbaren Toleranzbereich kleiner
wählen, was den Abgleich erleichtert. Daraus resultieren grössere Werte
von R2 und R5 und kleinere Werte für die Trimmpotmeter R3 und R4.
Wir kommen zur Berechnung von R1, R2 und Trimmpotmeter R3. Diese
Berechnung gilt ebenso für R6, R5 und Trimmpotmeter R4. Es gilt daher R1
= R6, R2 = R5 und R3 = R4. Da wir mit dem Trimmpotmeter 12 VDC bis 15
VDC sicher einstellen wollen, bezieht sich der zu berechnende Bereich der
Ausgangsspannung auf 11 VDC bis 16 VDC.
R3 = ((Ub_min / U_ref) - 1) * R1
R3 = ((11V / 1.25V) -1) * 240 Ohm = 1.872 k-Ohm
Es folgt die Berechnung des Potmeters R3:
R3 = (((Ub_max / U_ref) -1) - ((Ub_min / U_ref) -1)) * R1
R3 = (((16V / 1.25V) -1) - ((11V / 1.25V) -1)) * 240 Ohm = 960 Ohm
Da es kein Potmeter mit einem Wert von 960 Ohm gibt, müssen wir R3 (R4)
aufrunden auf 1k-Ohm. Dadurch erhöhen sich R1 (R6) von 240 Ohm auf 250
Ohm (1%-Typ = 249 Ohm) und R2 (R5) auf 1.95 k-Ohm (1%-Typ = 1k96). Es
gilt ganz einfach, dass sich die Werte von R1 (R6) und R2 (R5) mit dem
selben Quotienten ändern wie R3/R3_vorher.
Und jetzt zu den beiden in Sperrrichtung geschalteten Dioden D5 und D6.
Wozu braucht es denn die? Es ist eine weitere Schutzfunktion. Angenommen
es gibt einen Kurzschluss zwischen +Ua und -Ua, dann wird der Stromfluss
auf den Wert des Spannungsreglers mit dem niedrigeren Begrenzungsstrom
limitiert. Es gilt das schwächere Glied einer Kette und dies bedeutet,
dass der stärkere Spannungsregler seine noch immer voll anliegende
Ausgangsspannung dem schwächeren aufdrückt und dieser verabschiedet sich
mit grosser Wahrscheinlichkeit in die ewigen Elektronenjagdgründe.
Getreu dem Grundsatz, dem Schwächeren beizustehen, sind diese beiden
Dioden D5 und D6 eingebaut. Dass dies ebenfalls keine Kleinsignaldioden
sein dürfen, versteht sich von selbst!
Angenommen der LM317 hat (herstellungsbedingt) den höheren
Begrenzungsstrom als der LM337. Ohne D6 würde von +Ub nach -Ub in den
LM337 der Begrenzungsstrom des LM337 fliessen. Dadurch würde an -Ub die
volle positive Spannung von +Ub anliegen und der Spannungsabfall
(Dropout-Voltage) über dem LM337 könnte gefährlich gross werden. Diode
D6 vermeidet dies. Sobald an -Ub eine Spannung von etwa +0.7 VDC
auftritt, leitet D6 und der Strom aus +Ub fliesst mit dem Begrenzenstrom
des LM317 über D6 in den GND-Pfad zum Mittelpunktanschluss des Trafo
zurück. Der LM337 begrenzt dabei mit seinem, im vorliegenden Beispiel,
etwas niedrigeren negativen Begrenzungsstrom, der vom +Ub über -Ub in
seinen Ausgang fliesst. Die Sache bleibt für den LM337 ungefährlich,
weil D6 die inverse Spannung an -Ub eben auf etwa +0.7 VDC begrenzt. D5
wirkt für den umgekehrten Fall, wenn LM337 stärker ist als LM317. Auch
hier wieder: Einfache Massnahme mit grosser Wirkung! Da der
Begrenzerstrom grösser als 1 A ist, sollten für D5 und D6
3-Ampere-Typen, z.B. 1N5403, verwendet werden.
Kühlkörper
Die Berechnung der Kühlkörper ist nicht Gegenstand dieses Elektronik-Minikurses. Es gibt allerdings einen kleinen praxisbezogenen Beitrag zum Thema Kühlung von Halbleitern im Elektronik-Minikurs:
Überdimensionierung
Es ist natürlich wieder einmal der aufmerksame Leser dem auffällt, dass
die Dioden D1 bis D6 und der Gleichrichter GL hohe Sperrspannungen
aufweisen. Wozu? Ganz einfach, sie sind kaum teurer als solche mit
niedrigeren Sperrspannungen. Dafür erhöht sich jedoch die
Betriebssicherheit. Früher lötete man oft zu den Dioden des
Brückengleichrichters parallelgeschaltete Kondensatoren im nF-Bereich.
Diese dienten dazu hohe Spannungstransienten, zum Schutze des
Gleichrichters, zu unterdrücken. Wenn jedoch ein Gleichrichter gleich
die zehnfache Spannung des Trafos aushält, kann man getrost auf diese
Schutzkondensatoren verzichten. Der Gleichrichter mit einer
Sperrspannung von 380 VAC ist nur etwa 12% teurer als jener mit bloss 80
VAC. Die vier Kondensatoren wären teurer als der Preisunterschied
ausmacht und würden zusätzlich Platz benötigen.
Es gab zu diesem Kapitel am 09.02.2012 im ELKO-Forum eine Lesermeinung
mit dem Titel
Netzgleichrichter-Überdimensionierung.
Die Sicherung Si
Bei vollständigem Kurzschluss beider Ausgangsspannungen, fliesst ein Begrenzungsstrom der grösser ist als der Trafo auf die Dauer aushält. Alleine schon dies setzt eine Sicherung voraus. Eine Sicherung gehört allerdings auf jedenfall hin, damit Trafo und Gleichrichterschaltung geschützt sind. Die Sicherung sollte superträge (TT) sein, damit sie den Einschaltstromstoss eines Trafos dieser Leistungsklasse überlebt. Bei grösseren Trafos, vor allem bei Ringkerntrafos, empfiehlt sich eine elektronische Einschaltstrombegrenzung, wie sie von mir in den beiden folgenden Elektronik-Minikursen beschrieben ist:
Kaltleiter anstelle der Sicherung
Anstelle einer Sicherung kann man natürlich einen sogenannten
Kaltleiter, einen Leistungs-PTC, verwenden. Im vorliegenden Fall muss
dieser bei etwa 0.4 A den Temperaturknick aufweisen. Der PTC beginnt
sich bei diesem Strom so sehr zu erwärmen, dass sein Widerstand
plötzlich extrem nichtlinear in Funktion der Temperaturzunahme ansteigt.
Dieser wird so hoch und der Strom nimmt so sehr ab, dass sich seine
Temperatur auf einen vom Hersteller angegebenen Wert stabilisiert. Der
Wert liegt meist bei etwa 120 bis 150°C. Der Strom wird so niedrig, dass
dieser für Trafo und Netzteil kein Risiko mehr darstellt. Nach
Abschaltung des Netzteiles kühlt sich der PTC wieder ab in den
niederohmigen Zustand und so erfüllt er erneut seine Aufgabe als
unzerstörbare Sicherung. Wichtig ist noch, dass der PTC die
230V-Netzspannung aushalten muss.
Es gibt von mir einen Elektronik-Minikurs bei dem PTCs zum Einsatz
kommen:
LM317/LM337: Asymmetrische Ausgangsspannung für Spezialeinsätze
Spezialeinsätze sagt schon alles. Es dürfte eher dieAusnahme sein, dass man so etwas braucht. Diese Ausnahme gibt es im Elektronik-Minikurs:
Dieses Thema kommt in den Kapiteln "Die Demoschaltung", "Die
exakte Darstellung" und "Die alternative Demoschaltung" zur
Geltung. Diese spezielle zusätzliche Netzteilschaltung ist dann
interessant, wenn man mit Opamps arbeiten muss oder will, die
ausgangsseitig nicht rail-to-rail-fähig sind und es darauf ankommt, dass
am Ausgang des Opamp eine Amplitudenbegrenzung symmetrisch erfolgt und,
geeignet für eine Demo, auch sauber aussieht. Da verhalten sich die
Oamps, je nach Fabrikat und Typ doch sehr unterschiedlich.
In Bild 7 werden zwei Möglichkeiten gezeigt, die beide fast das selbe
tun: Sie symmetrieren die Spannungsbegrenzung bei einem Opamp der
nicht rail-to-rail-fähig ist. Und trotzdem gibt es einen signifikanten
Unterschied:
Die Teilbilder 7.1 bis 7.3 beinhalten jeweils links die Schaltung und
rechts das zugehörige Spannungsdiagramm. Die Nummern der Teilbilder
stehen auf den dicken Pfeilen. Teilbild 7.1 zeigt die bekannte und
einfache nichtinvertierende Verstärkerschaltung. Verstärkt wird eine
Dreieckspannung welche bei der positiven und negativen Maximalspannung
begrenzt wird. Das Diagramm zeigt allerdings eine starke Asymmetrie. Die
positive Spannung wird 2 VDC unterhalb der Betriebsspannung von +11 VDC
begrenzt. Die negative kann hingegen ausgesteuert werden bis zur
negativen Betriebsspannung von -11 VDC. Das ist etwa das Verhalten des
berühmten Quad-Opamp LM324, dessen Schaltung identisch ist mit dem
Dual-Opamp LM358. Während die maximale Ausgangsspannung dieser Opamps bei
1.5 VDC unterhalb der positiven Betriebsspannung liegt, liegt diese beim
fiktiven Opamp in Bild 7 einfachheitshalber bei 2 VDC. Diese Spannung
von 1.5 VDC oder 2 VDC ist unabhängig von ±Ub. Sie ist bedingt durch die
Schaltung der Ausfangsstufe. Beim LM324 bzw. LM358 ist es eine
Darlingtonstufe mit den Transistoren Q5 und Q6, wie man dies leicht im
LM324-Datenblatt
auf Seite 2 erkennt. Warum hier in Bild 7 eine kuriose Betriebsspannung
von ±11 VDC und nicht wie üblich ±12 VDC oder ±15 VDC zur Anwendung
kommt, werden wir noch sehen.
In der selben Schaltung in Teilbild 7.2, ist Uref anstatt auf GND auf -1
VDC referenziert. Das Ergebnis ist eine symmetrisch begrenzte
Ausgangsamplitude von ±10 VDC. Allerdings nicht auf GND, sondern auf -1
VDC bezogen. Für manche Anwendungen taugt diese Methode. Allerdings dann
nicht, wenn Ue und Ua auf dem selben Potenzial referenziert sein müssen.
Genau das ist der Fall in der Anwendung des weiter oben genannten
Link.
Die Problemlösung unter Teilbild 7.3 ist anders. Die Schaltung, welche
von diesem Problem befreit werden soll, bleibt unverändert. Es gibt also
kein Eingriff betreffs der Referenzspannung noch sonst irgend etwas. Die
Problemlösung geschieht mit einem zusätzlichen kleinen Netzteil, das
zwischen dem Hauptnetzteil oder Hauptnetzgerät mit ±15 VDC und der
nachfolgenden Elektronik geschaltet wird. Wenn die Schaltung, welche mit
diesem zusätzlichen Netzteil betrieben wird, nur wenig Leistung
verbraucht, wie zutreffend im oben genannten
Link,
genügen als Spannungsregler die kleinen Brüder des LM317 und LM337,
nämlich die beiden
LM317LZ und
LM337LZ.
Normalerweise empfehle ich zwischen den Ein- und Ausgängen solcher
Spannungsregler eine Diode im Sperrbetrieb zu schalten, um vor
allfälligen Rückströmen die Spannungsregler zu schützen. Da jedoch die
Kapazitäten der Ausgangs-Elkos C3 und C4, gemäss Datenblatt, mit nur 1
µF niedrig ausfallen und die eingangseitigen Elkos C1 und C2 die selben
Werte aufweisen, kann man auf diese Dioden verzichten. Es kommt dazu,
dass das externe Netzteil mit seinen ±15 VDC, Blockelkos mit eher
höheren Kapazitäten enthält. Mit gefährlichen Rückströmen ist nicht zu
rechnen. Die Koppelkondensatoren Ck, vorzugsweise aus Keramik-Multilayer
mit 100 nF, sind lediglich symbolisch angedeutet. Sie werden zwischen
den Speiseanschlüssen der ICs (Opamp oder anderes) und GND geschaltet.
Es können je nachdem auch mehrere Kondensatorpaare sein.
Wir kommen jetzt zur Überlegung, warum es ±15 VDC beim externen Netzteil
sein muss. Man sollte beim LM317LZ und LM337LZ mit einer maximalen
Dropoutspannung von 2 VDC auch bei sehr kleinen Strömen rechnen. Leider
ist das Datenblatt zum LM337LZ im Vergleich zum LM317LZ sehr schwach. Es
hat keine Diagramme. Speist man von aussen mit ±15 VDC, kann man mit dem
Trimmpotmeter P eine maximale Asymmetrie von +13VDC/-9VDC oder
+9VDC/-13VDC einstellen. Dieser Bereich ist für den hier beabsichtigten
Zweck
sicher gross genug. Man muss noch daran denken, dass der Betriebsstrom
der angeschlossenen Schaltung zu niedrig sein kann und dann diese
Spannungsregler nicht mehr sauber arbeiten. In diesem Fall sollte man
mit parallelgeschaltenen Widerständen dafür sorgen, dass der Strom etwa
3 mA nicht unterschreitet. Je nach Anwendung empfiehlt sich für P ein
10-Gang-Potmeter für einen Feinabgleich. In der weiter oben angedeuteten
Anwendung
trifft dies zu.
Berechnung des Ausgangsspannung-Bereiches:
Zuerst die Formel für die Berechnung des Vorwiderstandes R3 und R4.
Gegeben ist die Referenzspannung U_ref mit 1.25 VDC. U_ref liegt stets
zwischen dem Ausgang und dem Adjust-Anschluss des LM317, bzw. LM337.
Zwischen diesen beiden Anschlüssen liegt R1, bzw. R2. R1 und R2 sind
vorläufig ebenfalls vorgegeben mit 240 Ohm gemäss Datenblatt.
R3 = ((Ub_min / U_ref) - 1) * R1
R3 = ((10V / 1.25V) -1) * 240 Ohm = 1.68 k-Ohm
R2 = R1 ; R4 = R3
Es folgt die Berechnung des Potmeters P:
P = (((Ub_max / U_ref) -1) - ((Ub_min / U_ref) -1)) * R1
P = (((12V / 1.25V) -1) - ((10V / 1.25V) -1)) * 240 Ohm = 384 Ohm
Da es kein Potmeter mit einem Wert von 384 Ohm gibt, müssen wir P
aufrunden auf 500 Ohm oder abrunden auf auf 250 Ohm. Bei 500 Ohm erhöhen
sich R1 (R2) von 240 Ohm auf 312.5 Ohm (1%-Typ = 316 Ohm) und R3 (R4)
auf 2.19 k-Ohm (1%-Typ = 2k21). Bei 250 Ohm reduzieren sich R1 (R2) von
240 Ohm auf 156.25 Ohm (1%-Typ = 158 Ohm) und R3 (R4) auf 1.09 k-Ohm
(1%-Typ = 1k1). Es gilt ganz einfach, dass sich die Werte von R1 (R2),
R3 (R4) mit dem selben Quotienten ändern wie P/P_vorher.
Was ist besser, R1 (R2) auf- oder abrunden? Dazu werfen wir einen Blick
in das Innenleben des
LM317L(Z)-Datenblattes
auf Seite Seite 8. Die Schaltung mit den beiden Transistoren Q9 und Q10
und dem ADJ-Anschluss dient alleine der Spannungseinstellung an OUT. So
wie ich das sehe, darf man R1 (zwischen ADJ und OUT) durchaus höher
wählen als diese 240 Ohm, wie dies jede LM317- und LM337-Application von
NS zeigt. Die gesamte Schaltung des LM317 (und des LM337) wird durch die
Dropoutspannung zwischen IN und OUT gespiesen. Der maximale ADJ-Strom
beträgt 0.1 mA. Der Strom durch R1 beträgt 5.2 mA, wenn R1 = 240 Ohm.
Der Spannungsfehler an OUT, verursacht durch den ADJ-Strom, beträgt 1.9
%. Wählt man R1 doppelt so hoch, verdoppelt sich der Spannungsfehler auf
3.8 %, weil sich der Strom durch R1 halbiert. Betrachtet man die
ADJ-Stromänderung im Temperaturbereich von 0 °C und 50 °C von nur 7 µA
(Diagramm: "Adjustment Current"), beträgt der temperaturbedingte
Spannungsfehler nur 0.13 % (R1 = 240 Ohm) und 0.26 % (R1 = 480 Ohm).
Diese Werte zeigen ganz einfach, dass man es nicht übertreiben soll mit
der Erhöhung von R1. Jedoch mindesten der doppelte Wert ist problemlos
und deckt so die Erhöhung des errechneten Widerstandswertes des Potmeter
P auf den nächsten erhältlichen Wert ab. Der umgekehrte Weg der
Reduktion von R1 ist natürlich ebenso möglich.
Warum immer diese 240 Ohm für R1 in den LM317-/LM337-Applikationen von
NS? Er garantiert an OUT einen minimalen Strom von 5 mA. 4 mA sind nötig
bis zur maximal zulässigen Dropoutspannung von 40 VDC. Bis maximal 20
VDC genügen allerdings auch 2 mA, gemäss Diagramm "Minimum Operating
Current". Soviel zum Thema, wenn eine batteriebetriebene
Lowcost-Anwendung wichtig ist. Wenn wegen eines höheren R1-Wertes der
minimale Strom, trotz angschlossener Schaltung an OUT, unterschritten
wird, muss ein entsprechender Belastungswiderstand zwischen OUT und GND
parallel geschaltet werden.
LM317 als Konstantstromquelle mit Rückfluss-Dioden
In diesem Kapitel befassen wir uns mit dem Spannungsregler LM317 als
Konstantstromquelle. Grundlage zu dieser Schaltung in Bild 8 ist eine
Applicationnote von
National-Semiconductor.
Teilbild 8.1 zeigt das Prinzip und Teilbild 8.2 sehen wir eine komplette
Schaltung. Zwischen dem Ausgang Vo und dem Steuereingang A (Adjust) des
LM317 liegt die konstante Referenzspannung von 1.25 VDC. Bei der
Anwendung als Spannungsregelschaltung spielt R1, der stets zwischen den
Anschlüssen Uo und A liegt, die wichtige Rolle zur Erzeugung der
stabilen Ausgangsspannung. Diese Spannung ergibt sich aus der Summe der
Referenzspannung über R1 und der Spannung über R2 (Bild 4). Die
Dimensionierung von R1 muss gewisse Kriterien erfüllen, die im Kapitel
"LM317: Dimensionierung der Ausgangsspannung" ausführlich
beschrieben sind. Eines dieser Kriterien gilt auch hier. R1 kann man
nicht beliebig gross und damit den Konstantstrom beliebig niedrig
wählen. Misachtet man diese Vorschrift, arbeitet die Regelung nicht mehr
stabil. Gemäss Datenblatt soll man R1 im Spannungsregelbetrieb nicht
grösser als 240 Ohm wählen, was einem minimalen Laststrom von 5 mA
entspricht. Benutzt man den LM317 als Konstantstromquelle soll man 10 mA
nicht unterschreiten. R1 muss daher 120 Ohm oder weniger haben. Damit
ist man auch auf der sicheren Seite, denn in den elektrischen
Charakteristika wird 10 mA als Maximum des minimalen Laststromes bei
einer Ein-Ausgang-Differenzspannung von 40 VDC angegeben. Es gibt dazu
ein Diagramm mit der Bezeichnung "Minimum Operating Current". Es
lohnt sich dieses Diagramm im L317-Datenblatt genau zu studieren, denn
bei nur niedriger Ein-Ausgangs-Differenzspannung darf man den minimalen
Konstantstrom durchaus noch etwas nach unten korrigieren. Man beachte
dann aber unbedingt auch noch die Exemplarstreuungen. Darüber sagt
dieses Diagramm leider nichts aus.
Für niedrige Konstantströme gibt es daher bessere und elegantere
Lösungsansätze. Ich empfehle dazu meine folgenden Elektronik-Minikurse
in:
Der minimale Wert von R1 ergibt sich aus dem maximal möglichen Strom der
die integrierte Schaltung liefern kann. Beim LM317T sind dies 1.5 A,
wobei die Verlustleistung nicht grösser als 15 W sein darf. Der minimale
Wert von R1 beträgt somit 0.8 Ohm. Man bedenke, dass dabei ein kleiner
Widerstand nicht mehr genügt, denn es wird immerhin eine Leistung von
2 Watt "verbraten". Man sollte es mit einem LM317 allerdings auch
nicht übertreiben. Selbst bei wirklich ausreichender Kühlung sollte
ein Wert von 1 A nicht wesentlich überschritten werden.
RL darf einen Wert haben zwischen Null Ohm und dem
Widerstandswert, bei dem der Strom Ia eine so hohe Spannung über
RL bewirkt, dass der minimal zulässige Spannungsabfall
(Dropout) zwischen Vi und Vo gerade noch nicht unterschritten wird.
Dieser Wert ist strom- und temperaturabhängig. Mehr dazu im
LM317-Datenblatt das Diagramm "Dropout Voltage". Will man auf
Nummer Sicher gehen, wählt man eine Dropoutspannung von minimal 2.5 VDC.
Der aufmerksame Leser fragt sich bestimmt, wozu die beiden Dioden D1 und
D2 und die Kapazität CL gut sein sollen und warum die
Anschlüsse dieser Bauteile getrichelt eingezeichnet sind. So etwas
findet man schliesslich in den Applicationnotes von
National-Semiconductor
nicht. Nun, es könnte durchaus sein, dass die Schaltung, welche mit der
LM317-Stromquelle betrieben wird, auch eine nicht zu vernachlässigende
kapazitive Last enthalten kann. In diesem Fall und bei plötzlichem
Spannungsausfall an Ue, fliesst der Strom iC3 von
CL über D2 und D1 nach Ue zurück und nicht durch den
Spannungsregler. Dies könnte den LM317 zerstören, wie wir bereits weiter
oben erfahren haben. Warum die Bezeichnung iC3 und
nicht iCL? CL in Teilbild 8.2 hat bei dieser
Überlegung die selbe Bedeutung wie C3 in Bild 5.
LM317L, der kleine Bruder des LM317
Der LM317L ist der kleine Bruder des LM317. Anstatt ein TO220- genügt
ihm ein TO92-Gehäuse, das Gehäuse das sonst kleine Transistoren für
niedrige Kollektor- oder Drainströme und niedrige Leistungen beherbergt.
Während der LM317 im TO220-Gehäuse einen Strom von mehr als 1.5 A und
eine Verlustleistung bis zu 15 W, bei ausreichender Kühlung, ertragen
kann, liegen diese Werte beim LM317L bei etwas mehr als 100 mA und bis
zu 600 mW. Die maximalen Stromwerte sind abhängig von Dropoutspannung
und dafür gibt es in den Datenblättern Diagramme mit der Bezeichnung
"Current Limit". Dies bedeutet, dass die Betriebsströme unterhalb
dieser Grenzwerte liegen müssen, damit es noch nicht zur Strombegrenzung
kommt. Beide Spannungsregler haben die Eigenschaft der internen
Leistungsbegrenzung. Damit wird sichergestellt, dass der interne
Leistungstransistor innerhalb des betriebssicheren Bereichs Safe
Operating Area (SOA); Second Breakdown Limit arbeitet.
Vergleichen wir noch ein paar weitere Werte. Der minimal notwendige
Laststrom, damit die Spannungsregelung erst einwandfrei arbeiten kann,
liegt bei maximal 10 mA (LM317) bzw. 5 mA (LM317L). Dieser Satz wirkt
mit dem 'minimal' und 'maximal' widersprüchlich, darum ein paar Worte.
Es bedeutet, dass ein minimaler Strom nötig ist, aber dieser minimale
Strom durch die Exemplarstreuung einen maximalen Wert hat und mit diesem
sollte man aus Worstcaseüberlegungen rechnen. Es gibt im Datenblatt auch
einen typischen Wert, der bei 3.5 mA (LM317) bzw. ebenfalls 3.5 mA
(LM317L) liegt. Der Strom der durch den Steuereingang (Adjust) fliesst,
liegt bei beiden Spannungsreglern bei maximal 0.1 mA. Typisch sind es
40 µA.
Es stellt sich die Frage, ob der grosse Bruder (LM317) mehr
Eigenleistung verbraucht als der (LM317L)? Unter Eigenleistung ist nicht
die Verlustleistung, die das Produkt aus Dropout-Spannung und Strom Ia
bildet, zu verstehen, sondern die Leistung die der Spannungsregler für
seinen Betrieb auch dann benötigt, wenn gar keine Last am Ausgang
angeschlossen ist. Nun, das ist schnell beantwortet, weil eine
nichtangeschlossene Last kann es gar nicht geben, wie wir bereits
wissen. Es braucht für den Betrieb mindestens 10 mA, bzw. 5 mA. Dieser
Strom fliesst in den Eingang hinein und vom Ausgang hinaus, es gibt ganz
einfach eine Abzweigung von etwa 10 mA oder 5 mA in die Schaltung des
Reglers hinein und dann wieder hinaus. Nur ein sehr kleiner Anteil von
maximal 0.1 mA fliesst aus der Schaltung beim Adjust-Anschluss hinaus.
Natürlich kann dabei der minimale Lastrom durch das Widerstandsnetzwerk
R1/R2 fliessen. Die Referenzspannung von typisch 1.25 VDC bestimmt dann
den Wert von R1, der dann 120 Ohm für 10 mA, bzw. 240 Ohm für 5 mA
beträgt. Aus der 5%-Widerstandsreihe eignet sich natürlich auch ein
Widerstand mit 220 Ohm.
Der minimale Betriebsstrom ist bei der Anwendung als Spannungsregler
kein nennenswertes Thema, weil dies alleine durch das
Widerstandsnetzwerk zur Einstellung der Ausgangsspannung dimensioniert
werden kann. Ganz anders ist die Situation, wenn der LM317 oder der
LM317L als Konstantstromquelle benutzt wird. Dann muss man wissen, dass
als Stromquelle dieser minimale Strom von 10 mA, bzw. 5 mA nicht
unterschritten werden sollte, wenn man Wert auf hohe Betriebsicherheit
legt. Wenn man es ganz genau nehmen will, darf man diese minimalen
Ströme unterschreiten, wenn man in den Datenblättern das Diagramm
"Minimum Operating Current" genau befolgt!
Mit dem LM317L, kann man die selben Schaltungen realisieren, wie mit
dem LM317, allerdings mit dem Unterschied, dass die Ströme und
Leistungen entsprechend niedriger sind. Man beachte dazu die
Applicationnotes in den Datenblättern, die stets Anregungen für eigene
Entwicklungen sein können. Die in diesem Kapitel beschriebenen
Eigenschaften sind in Bild 9 kurz zusammengefasst:
Teilbild 9.1 zeigt die Grundschaltung zur Konstant-Spannungsquelle mit LM317, die identisch ist mit der Grundschaltung in Teilbild 9.2 mit LM317L, jedoch mit unterschiedlichen Strom- und Leistunsgwerten. Teilbild 9.3 zeigt das sehr einfache Schaltungsprinzip für die Konstantstromquelle für LM317 und LM317L. Es sind dabei die minimalen Strombereiche IaMIN in Funktion der Dropoutspannungen (Spannungen in Klammern) angegeben.
Akku-Ladegerät aus Stromquelle und
Spannungsbegrenzung mit zwei LM317L
Wenn man ein kleines Ladegerät mit niedrigem
Ausgangsstrom im maximal oberen 10-mA-Bereich mit einer
Spannungsbegrenzung bei einigen VDC benötigt und es steht eine
Spannungsquelle mit genügend hoher Spannung zur Verfügung, kann man dies
mit wenig Aufwand, bestehend aus zwei kleinen Spannungsreglern des Typs
LM317LZ (Z für TO92-Plastikgehäuse) und wenigen passiven Bauteilen,
realisieren. Muss die Ladeschaltung besonders klein sein, geht das auch
mit SMD-Bauteilen im SO-8 Gehäuse (LM317LD). Dies könnte dann der Fall
sein, wenn die Schaltung in ein Steckernetzteil hineinpassen soll, das
ungebraucht "herumvagabundiert", jedoch der Trafo, der dort drin ist,
mit seiner sekundären AC-Spannung und der Leistung sich für das Vorhaben
eignen würde. So erging es mir, als ich für mein portables kleines und
eigentlich schon schon längst antiquiertes, aber noch gut
funktionierendes, Solar-Radio Amsonic Model: AS-338 ein
Mini-Ladegerät haben wollte, denn Sonne gibt es nicht immer genug, um
den eingebauten Akku mit den Solarzellen aufzuladen. Auch nicht im
Freibad, denn dort habe ich dieses kleine Radio in meiner Badetasche
seit gut 20 Jahren (2007) immer mit dabei. Ein treuer Begleiter und ich
hatte Glück. Mit einem längst nicht mehr gebrauchten
AC-Adapter/Charger for Calculators von Texas-Instruments
fand ich den geeigneten Kanditaten. Der Restraum bot genügend Platz für
die Ladeschaltung, so dass ich nicht auf SMD-Bauteile ausweichen musste.
Die Leerlaufspannung des Trafo beträgt 10 VAC und der Laststrom durfte
0.17 A nicht übersteigen.
Mit wenigen Tests war schnell klar, was das Solar-Radio benötigte: Ein
Ladestrom von etwa 30 mADC und eine Begrenzungsspannung von etwa 3 VDC.
Hat die Akkuladung beim Anschluss der Klinkenbuchse die Spannung von 3
VDC erreicht, stellt sich eine Erhaltungsladung von etwa 1 mA ein. Wie
kam ich auf den Ladestrom von 30 mA? Ich testete mit einem Netzgerät mit
einstellbarer Strombegrenzung, bei welchem Strom es wie lange dauert,
bis der Akku vom leeren Zustand voll geladen ist. Es zeigte sich, dass
30 mA genügen, in wenigen Stunden zu laden. Dabei stellte ich fest, bei
welcher Spannung nur noch eine ganz kleine Erhaltungsladung auftritt.
Kommen wir nun zur einfachen Schaltung...
Da der Trafo nur wenig belastet ist, bleibt die sekundäre AC-Spannung so
hoch, dass eine einfache Einweggleichrichtung mit einer Diode D1 und
einem Ladeelko C1 ausreicht, wobei die Rippelspannung an C1 mit etwa 3
Vpp nicht besonders niedrig sein muss. Summiert man die mit IC:B
geregelte Ausgangsspannung von 3 VDC mit dem beiden Dropoutspannungen
von etwa 2VDC und 4 VDC, braucht es am Elko C1 eine minimale Spannung
von 9 VDC. Dies wäre die untere Spitzenwert der Rippelspannung. Die
obere beträgt 12 VDC und die mittlere liegt bei etwa 11 VDC.
Selbstverständlich funktioniert die Ladeschaltung noch immer, wenn die
Rippelspannung grösser wäre und die Strom- (IC:A) und Spannungsregelung
(IC:B) nicht zu 100% richtig arbeiten. Die Ladedauer wäre einfach etwas
länger. Dies wäre bei nennenswerter Unterspannung des 230-VAC-Netz der
Fall.
Wozu dient die LED? Dumme Frage! Natürlich um zu sehen, dass das
Ladegerät eingeschaltet ist. Naja, der kluge Leser überlegt sich dabei
allerdings, wozu denn Diode D3 gut sein soll. Diese D3 unterstützt die
zusätzliche Eigenschaft den Ladezustand des Akku abzuschätzen. Ist der
Akku ziemlich entladen, drückt dieser +Ub auf etwa 2.5 VDC hinunter. Die
Durchlass-Spannung über LED und D3 betragen etwa 2.4 V. Da bleiben für
R4 gerade noch 0.1 VDC und dies erzeugt gerade noch 0.8 mA. Da "glimmt"
eine Low-Curent-LED noch schwach. Je mehr sich der Akku lädt, um so
heller wird die Low-Current-LED und leuchtet anständig hell, wenn der
Akku geladen ist. Bei +Ub = 3 VDC leuchtet diese LED mit etwa 5 mA. Um
sicher zu sein, wie gut der Akku wirklich geladen ist, genügt es beim
Solar-Radio den Klinkenstecker zu ziehen. Wenn dabei die LED nicht mehr
sichtbar heller wird, gilt der Akku als geladen. Es spielt übrigens
keine Rolle, wenn der Akku im Radio länger geladen wird als nötig, denn
der Erhaltungsladestrom ist so niedrig, dass der Akku keine nennenswerte
Leistung verbraucht (ca. 3 mW) und deshalb auch keine nennenswerte
Temperaturerhöhung entsteht. Eine Low-Current-LED braucht es hier, damit
die LED bei einem Strom von nur 5 mA anständig hell leuchtet.
WICHTIG: Eine High-Efficiency-LED ist nicht das selbe wie eine
Low-Current-LED! Eine High-Efficiency-LED leuchtet, bei einem für LEDs
typischen Strom von 20 mA, besonders hell. Man nennt diese LEDs auch
superhell. Eine Low-Current-LED leuchtet bereits bei einem Strom von
wenigen mA mit vernünftiger Helligkeit. Jedoch steigt ihre Leuchtkraft
nicht linear mit höherem Strom. Die Leuchtkraft geht bereits unterhalb
des sonst typischen LED-Stromes in eine Art Sättigung. Ebenso gilt
umgekehrt für die High-Efficiency-LED, dass sie in der Regel nicht
unbedingt auch für besonders niedrigen Strom taugt. Es mag Ausnahmen
geben...
Wozu braucht es die Rückfluss-Diode D2? Wenn der Klinkenstecker beim
Solar-Radio angeschlossen ist, ohne dass die Ladeschaltung in Betrieb
ist, fliesst ein Strom vom Akku zurück in die Ladeschaltung, wenn
zwischen Klinkenbuchse und Akku keine Rückfluss-Diode zwischengeschaltet
ist. Dies könnte IC:A und IC:B vor allem dann Schaden zufügen, wenn die
Klinkenbuchse mit einem andern Gerät verbunden wird und C1 entladen ist.
In diesem Fall fliesst der Strom des Akku zurück über D2 und ladet C1.
Beim hier genannten Solar-Radio besteht dieses Problem nicht, weil zum
Akku eine Diode in Serie bereits eingebaut ist. Dieses Projektbeispiel
dient der Anregung für ähnliche Kleinprojekte.
AMSONIC Solar-Radio AS339
Wer sich jetzt für das Solar-Radio interessiert, von dem hier die Rede ist, das erwähnte Modell AS-338 gibt es schon lange nicht mehr. Für das Nachfolgemodell gab es den Typ AS-339. Der AS-339 wurde von einer spanischen Firma bis etwa 2007/2008 vertrieben. Da dies nicht mehr der Fall ist, findet man auch keine WWW-Seite, die dieses Radio zeigt. Zum Glück habe ich für die Fans von Antiquitätenradios noch ein Bild gespeichert, das ich an dieser Stelle gerne zeige. Vielleicht hilft es dem Interessierten doch noch ein Modell zu finden:
Zusätzlicher Spannungsregler mit Vorwiderstand?
Schon oft wurde im
ELKO-Forum
angefragt, wie man einen zusätzlichen Spannungsregler mit wesentlich
niedrigerer Spannung als die Hauptspannung beträgt, dimensioniert. Wie
das gemeint ist, zeigt Bild 11, eine Erweiterung von Bild 6, mit der
Beschaltung eines 5V-Spannungsreglers in der Lowpower-Version 78L05
(siehe Datenblatt), der theoretisch maximal 100 mA
liefert. Weil, im vorliegenden Beispiel, bei +Ub = 15 VDC und ohne den
Vorwiderstand Rv, eine Spannung von 10 VDC über dem Spannungsregler
abfällt und deshalb die Verlustleitung relativ gross ist, gibt es die
Möglichkeit, die diese Verlustleistung des 78L05 auf Rv und auf 78L05
aufzuteilen. Ob das Sinn machen wird oder nicht, kündet sich bereits im
Fragezeichen am Schluss der Übrschrift an. Wir werden sehen...
Wir berechnen den Fall +Ub = 15 VDC, +Ubx = 5 VDC und der Strom für eine
mit + 5 VDC gespeiste Schaltung beträgt Ibx = 50 mA. Die Dropoutspannung
zwischen Ein- und Ausgang des 7805L beträgt ohne RV 10 VDC. Dies erzeugt
eine Verlustleistung von 500 mW im 78L05. Der 78L05 im TO92-Gehäuse hat
einen thermischen Widerstand von 180 K/W (junction-case). Bei 500 mW
liegt die Chiptemperatur bei 90 °C über der Umgebungstemperatur. Beträgt
diese in einem Gerätegehäuse 40 °C, liegt die Chiptemperatur bei 130 °C.
Dass dies schon recht viel ist, erkennt man im Diagramm wo die
Verlustleistung als Funktion der Umgebungstemperatur gezeigt wird. Da
sieht man, dass bei der TO92-Version gerade noch eine Verlustleistung
von 600 mW möglich ist. Kaputt gehen kann nichts bei zu hoher
Verlustleistung, weil bei Überlast automatisch der Strom soweit
zurückgeht, dass der Bereich des Safe Operating Area (SOA) eingehalten
wird, bzw. der sogenannte Second Breakdown Limit nicht überschritten
werden kann. Dafür muss man die Verlustleistung nicht aufteilen in Rv
und den 78L05. Aber dafür, dass dem 78L05 durch eine niedrigere
Verlustleistung etwas mehr Stromreserve zur Verfügung steht.
Wir dimensionieren Rv so, dass sich die gesamte Verslustleistung bei
einem Nennstrom von 50 mA auf Rv und 78L05 je etwa zur Hälfte aufteilt.
Man muss also dafür sorgen, dass sich über Rv und über dem 78L05 gleich
viel Spannung verteilt. Das sind bei +Ub = 15 VDC je 5 VDC. Mit einer
Spannung über Rv von 5 VDC und einem Strom Ibx von 50 mA beträgt Rv =
100 Ohm. Siehe Formelbox in Bild 11. Die Verlustleistung verteilt sich
auf Rv und 78L05 zu je 250 mW. Damit hat man eine gewisse Reserve. Der
maximal mögliche Strom Ibx am Ausgang des 78L05 beträgt jetzt 80 mA. Bei
diesem Strom erhöht sich die Spannung über Rv auf 8.0 VDC und die über
dem 78L05 reduziert sich auf 2.0 VDC. Das ist knapp etwas mehr als die
minimale Dropoutspannung des 78L05 bei 100 mA. Die Verlustleistung des
78L05 beträgt dabei nur 160 mW (2V*80mA), beim Rv von 100 Ohm sind es
allerdings 640 mW (8V*80mA). Dies setzt für Rv einen Widerstand mit
einer Leistung von 1 W voraus. Das ist aber noch nicht alles...
Betrachten wir die Situaion der Verlustleistung bei Kurzschluss zwischen
+Ubx und GND. Über Rv liegt die Spannung von +Ub minus die
Dropoutspannung des 78L05. Das sind also etwa 13 VDC. Das ergibt einen
Strom von 130 mA (13V/100 Ohm). Da die Verlustleistung beim 78L05 nur
etwa 260 mW beträgt und die Dropoutspannung sehr niedrig ist, hat die
Foldbackcharakteristik der IC-internen Strombegrenzung keine Wirkung. Es
kommt noch dazu, dass der Spitzenstrom gemäss Datenblatt bei etwa 150 mA
liegt. Daher wirkt in diesem Fall Rv strombegrenzend, weil er für einen
Limit von nur 130 mA sorgt. Seine Verlustleistung beträgt 1.69 W
(13V*0.13A). Das bedeutet, für einen dauerhaften Kurzschluss ist ein
2W-Widerstand einzusetzen. Zusammenfassung: Für den reinen
Betriebszustand mit +Ibx = 50 mA genügt ein Vorwiderstand Rv mit einer
Leistung von 0.5 W. Für einen etwas höheren Strom bis 80 mA fällt die
Wahl auf 1 W und für die Worstcase-Situation mit einem Kurzschluss
zwischen +Ubx und GND muss es 2 W sein.
Fazit: Der langen Rede kurzer Sinn. Bei all dieser Argumentation muss
man sich die Frage stellen, ob es nicht sinnvoller ist anstelle des
kleinen 78L05 den grossen Bruder 7805 einzusetzen und damit kann man auf
Rv verzichten. Man gewinnt auch platzmässig kaum etwas mit
Lowpower-Version, weil der kleine 78L05 und der Vorwiderstand Rv mit
einer Nennleistung von 2 W mindestens gleich viel Platz wenn nicht sogar
mehr benötigt.
Sollte man den 7805 im TO220-Gehäuse mit einem kleinen
Aufsteck-Kühlkörper kühlen? Dazu ein paar Überlegungen. Der 7805 im
TO220-Gehäuse hat einen thermischen Widerstand von 65 K/W. Wenn wir nun
+Ibx von 50 mA auf 100 mA verdoppeln, erhöht sich die Verlustleistung
des 7805 auf 1W (10V*0.1A). Bei einer Umgebungstemperatur von z.B. 40 °C
erwärmt sich der Chip des 7805 gerade auf 105 °C. Wie man sieht, noch
lange kein Grund den 7805 zusätzlich zu kühlen. Mit einem kleinen
Aufsteck-Kühlkörper kann der Strom wesentlich erhöht werden. Man muss
sich dann aber bewusst sein, dass sich der Gesamtwirkungsgrad des
Netzteiles signifikant verschlechtert. Dies lässt sich allerdings
vermeiden, wenn man die moderne geschaltete
7805-DC/DC-Wandlerversion von RECOM
einsetzt. Wobei man da auch wieder bedenken muss, dass dadurch ±Ub mit
einem hochfrequenten Pegel gestört werden kann, der, je nachdem was ±Ub
speist, auch die nachfolgende Schaltung unzulässig stören kann.
Thomas Schaerer, (älter) ; 29.04.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 04.12.2004 ; 17.03.2006 ; 30.10.2007 ; 29.01.2008 ; 03.02.2010 ; 08.09.2010 ; 21.11.2010 ; 13.02.2012