Automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos
(mit Schirmwicklung oder Schirmfolie)

• Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis   WICHTIG: Diverse technische Infos
• Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
• Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
• Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
• Autor:   Thomas Schaerer      Opamp-Buch   Timer555-Buch

Einleitung

Die vorliegende Schaltung in Bild 4 erkennt, ob sie am 115-VAC- oder am 230-VAC-Netz betrieben wird und sie schaltet einen Netztrafo automatisch auf die korrekte Betriebsspannung. Voraussetzung ist, dass der Trafo zwei Primärwicklungen zu je 115 VAC haben muss. Diese beiden Wicklungen werden bei 115 VAC parallel und bei 230 VAC seriell geschaltet. Man kann aber ebenso zwei Trafos mit je einer Primärspannung von 115 VAC verwenden. Die identischen Sekundärspannungen der beiden Trafo werden - natürlich ebenso phasenrichtig - parallel oder seriell geschaltet, wie dies Bild 1 zeigt:

Teilbild 1.1 zeigt eine Schaltung mit zwei Trafos, wobei die beiden Sekundärwicklungen parallel geschaltet sind. Der Stromfluss von A nach B ist doppelt so hoch wie der Strom einer Sekundärwicklung. Beide Trafos müssen die selbe VA-Leistung haben, sowie auch die beiden Sekundärspannungen gleich gross sein müssen. Um dies alles sicher zu stellen, sollten beide Trafos vom selben Typ des selben Herstellers sein. In Teilbild 1.2 sind die beiden Sekundärwicklungen in Serie geschaltet. Die Spannung zwischen A und B ist doppelt so hoch wie die einer Sekundärwicklung. M benötigt man z.B. für eine Zweiweg-Gleichrichterschaltung. Die Blackbox enthält die Schaltung zur automatischen Umschaltung der seriellen (230 VAC) oder parallelen (115 VAC) Betriebsart der Primärwicklungen der beiden Trafos.

Die Realisierung dieser automatischen Umschaltung (Bild 4) lohnt sich besonders dann, wenn das Gerät abwechslungsweise oft mit 230 VAC und 115 VAC betrieben werden muss. Dies ist dann der Fall, wenn ein Gerät oft Länder mit diesen beiden Netzspannungen wechselt. Der Anwender muss sich nicht selbst daran erinnern rechtzeitig umzuschalten, was unnötiges Schadensrisiko vermeidet.

Gibt es käuflliche Alternativen?

Selbstverständlich gibt es auf dem Markt primärgetaktete Schaltnetzteile mit grossem Eingangsspannungsbereich, der die beiden Netzspannungen 115 VAC und 230 VAC problemlos abdeckt. Wenn jedoch die zu speisende Elektronik im analogen Teil sehr empfindlich ist, d.h. einen hohen Signal-/Störabstand bei relativ grosser Frequenzbandbreite fordert, jedoch nur einen relativ geringen Leistungsverbrauch hat, ist es ratsam ein linear geregeltes, praktisch brumm- und störfreies Netzteil einzusetzen. Verwendet man in diesem Netztteil einen Netztrafo mit zwei Primärwicklungen zu je 115 VAC, so ist die vorliegende Schaltung in Bild 4 zur automatischen Netzspannungsumschaltung genau das Richtige. Es gibt käufliche Print- und Ringkerntrafos mit zwei solchen Primärwicklungen. Aber auch speziell angefertigte Ringkerntrafos sind sogar als Einzelstück längst erschwinglich geworden.

Passend zum vorliegenden Inhalt: Wer sich für die Schaltung eines besonders stör- und brummspannungsarmen Netzteiles interessiert, empfehle ich meinen folgenden Elektronik-Minikurs :

• Spannungsregelschaltung mit elektronischer Brummsiebung

Trafos mit Schirmwicklung oder Schirmfolie

Bei individuell angefertigten Ringkerntrafos können für wenig Geld zusätzliche Schirmwicklungen oder Schirmfolien angebracht werden. Wozu das gut ist, erklärt Bild 2. Teilbilder 2.1a bis 2.3a zeigen jeweils die parasitären Wechselspannungen (AC-Spannungen) zwischen irgend einer Schaltung - angeschlossen an der Sekundärwicklung - und der Netzerde und die Teilbilder 2.1b bis 2.3b zeigen die sogenannten Erdableitströme. Der sonst symbolisch angdeutete Eisenkern ist hier nicht gezeichnet.

Wir betrachten in den Teilbildern 2.1a und 2.1b zunächst einen ganz gewöhnlichen Trafo ohne Schirmwicklung oder Schirmfolie, wobei die Primär- und die Sekundärwicklung auf einem einzigen Spulenkörper angebracht sind. Bei einem Ringkerntrafo ist dies immer der Fall. Die Folge dieser Wicklungsart ist stets eine relativ starke kapazitive Kopplung zwischen Primär- und Sekundärwicklung. Diese Kapazität kann leicht Werte bis weit in den nF-Bereich annehmen. Besteht keine Verbindung zwischen der Sekundärwicklung und Netzerde, kann leicht eine dauerhafte AC-Spannung Ue (e = bezogen auf Netzerde), oft bis zur Hälfte der Primärspannung, auftreten (Teilbild 2.1a), weil der Nullleiter N mit dem Potenzial der Netzerde praktisch identisch ist. Grob erklärt bedeutet dies, dass zwischen Phase P und Null N unendlich viele Teilkapazitäten von Cp über Cm nach Cn (p = Phase, m = Mittelwert, n = Null) zwischen Primär- und Sekundärspule(n) wirken. 'n' in Klammer, weil es können auch viele Sekundärspulen angebracht sein. Solch hohe Spannungswerte zwischen einer Schaltung auf der Sekundärseite des Trafo gegen Netzerde, können massive Störungen gerade auf diese Schaltung bewirken, auch wenn diese Störspannung als eine Gleichtaktspannung vorliegt. Bei Kapazitäten im nF-Bereich kann bei einer galvanischen Kopplung zwischen irgend einem Teil auf der Sekundärseite und der Netzerde (Teilbild 2.1b) ein sogenannter Erdableitstrom Ie bis zu einigen mA resultieren. Dies gilt allerdings nur bezogen auf die Netzfrequenz von 50 Hz. Schlimmer wird es, wenn auf der Primärseite steilfankige Überspannungsimpulse auftreten. Für solche Impulse sind diese parasitären Kopplungskapazitäten sehr viel niederohmiger und entsprechend hohe Erdableitstromimpulse sind dann die Folge! Ganz besonders für elektromedizinische Anwendungen, bei denen Elektroden Personenkontakt haben (EMG, EEG, EKG), ist der Einsatz eines solchen Trafo schlichtweg verboten, wenn nicht andere niederkapazitive Isolierungsmassnahmen eingesetzt werden.

Wir kommen zu den Teilbildern 2.2a und 2.2b. Zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist eine weitere Wicklung angedeutet. Es ist die sogenannte geerdete Schirmwicklung. Der Name deshalb, weil sie die Sekundärwicklung von den "bösen" Einflüssen der Primärwicklung abschirmt. Diese Wicklung hat deshalb auch nur einen Anschluss. Bei Ringkerntrafos ist dieser Anschluss oft mit einem gelb/grün gestreiften Kabel, typisch für die Netzerde, herausgeführt. Dieser Anschluss wird mit der Netzerde verbunden. Auf diese Weise wird der gesamte kapazitive Strom über Cp bis Cn zur Netzerde abgeleitet und so bleibt die Sekundärwicklung vom kapazitiven Einfluss der Primärwicklung verschont. Nur ganz so ideal trifft dies nicht zu, weil eine gewisse kapazitive ganz geringe Restkopplung von der Primär- zur Sekundärwicklung gibt es noch immer. Die ist aber so gering, dass solche Trafos elektromedizinisch zulässig sind, wenn sie zusätzlich das Kriterium der Isolationsspannung und den maximal zulässigen Erdableitstrom erfüllen. Um sich dazu zu informieren, konsultiere man die einschlägige Literatur (SEV, VDE). Bei der Schirmwicklung gibt es aber noch ein anderes Problem. Auch diese Wicklung erhält durch die Induktion eine eigene sekundäre AC-Spannung. Diese überträgt sich durch die punktiert gezeichneten Kapazitäten auf die Sekundärwicklung, wenn auch im sehr viel geringeren Ausmass, als ohne Schirmwicklung, weil diese Spulenspannung wesentlich niedriger ist als die der Primärwicklung.

Um dieses Problem zu beseitigen, gibt es alternativ die Schirmfolie (Teilbilder 2.3a und 2.3b). Das ist eine sehr dünne Metallfolie zwischen Primär- und Sekundärwicklung. Auf diese Folie, die eine Wicklung mit einer Windung darstellt, wird nur eine vernachlässigbar geringe AC-Spannung induziert. Natürlich darf diese Folie nicht kurzschliessen und das heisst, die beiden Enden um die eine Windung dürfen sich nicht berühren. Diese Art der Abschrimung ist natürlich die beste. Auch diese Schirmfolie muss natürlich mit der Netzerde verbunden sein.

Zum Schluss dieses Kapitels sei noch erwähnt, dass sich bei diesen Massnahmen, die Entscheidung für den Ringkerntrafo meist die richtige Wahl ist, weil dieser Trafotyp erzeugt stets das geringste magnetische Streufeld, das schädliche Induktionsspannungen in empfindliche Elektronik einkoppeln kann und ein weiteres Argument ist, dass Ringkerntrafos bei gleicher Leistung nur etwa halb so schwer sind wie Mantelkerntrafos.

Einfachst und dumm oder aufwändiger und sicher...

Die Schaltung in Bild 3 ist einfach und billig! Man verwendet ein AC-Spannungsrelais mit einer Spulenspannung von 230 VAC. Am 115-VAC-Netz zieht das Relais nicht an, und die beiden Ruhekontakte r1 und r2 schalten die beiden 115-VAC-Primärwicklungen parallel. Beobachte die beiden Ruhekontakte r1 und r2 und auf welche Spannung am Eingang der Pfeil gerade zeigt. Wenn die Schaltung am 230-VAC-Netz betrieben wird, schaltet das Relais ein und die beiden Primärwicklungen sind durch die beiden Arbeitskontakte a1 und a2 seriell geschaltet. Genau so wie es sein sollte und man kann Glück haben, wenn es genauso auch funktioniert. Bloss, was soll denn da schon schief gehen?

Was billig ist muss zwar nicht immer schlecht sein, hier allerdings schon. Wie jedes Relais hat auch dieses eine gewisse Anzugsverzögerung. AC-Spannungsrelais haben eine gewisse Trägheit, damit sie nicht mit der niedrigen 50-Hz-Netzfrequenz flattern. Dies unterdrückt ein Kurzschlusskupferring, der in den sogenannten Spaltpol im Weicheisenkern eingepresst ist. Dieser erzeugt beim Rückgang der Sinusspannung einen Induktionsstrom und magnetisiert den Weicheisenkern in der Zone um den Spaltpol auch im Bereich des Spannungsnulldurchganges der AC-Spannung. Dies verursacht die erwünschte Abfallverzögerung. Die Anzugsverzögerung ist von diesem Kurzschlussring nicht beeinflusst, trotzdem kann unmittelbar vor dem Umschalten des Relais der Trafo eine hohe Einschaltstromspitze erfahren. Im ersten Moment des Einschaltens, wenn der Restmagnetismus im Trafoeisenkern zufällig die selbe Polarität aufweist wie die des augenblicklichen Einschaltstromes, wirkt wegen dem Sättigungseffekt zu Beginn alleine der ohmsche Spulenwiderstand beider parallelgeschalteten Primärwicklungen strombegrenzend. Dieser Einschaltstromstoss ist allerdings vier mal so gross, weil die doppelte Netzspannung von 230 VAC an den beiden parallelgeschalteten 115-VAC-Primärwicklungen anliegt.

Massiv verschlimmernd kommt dazu, dass während diesem Überstrom der Trafokern, wegen der doppelt so hohen Betriebsspannung pro Primärwicklung, kaum aus der Sättigung herauskommt bis das Relais die beiden Primärwicklungen (endlich) in Serie umschaltet. Dieses Problem erzeugt zwar nicht gleich brennende oder explodierende Konsolen, wie man dies in Sciencefiction-Filmen gewohnt ist, aber ein Minifeuerwerk beim Öffnen der Relaiskontakte (Ruhekontakte) ist sicher. Wenn es nicht gleich zu einer Kontaktverschweissung kommt, dann aber bestimmt zum baldigen Kontaktabbrand. Dagegen schützen auch die beiden PTCs nicht, welche die Schmelzsicherungen ersetzen und nach Abkühlung wieder einsetzbar sind. Diese Einfachstschaltung in Bild 3 darf also auf gar keinen Fall gebaut werden!!!

Die folgende Schaltung in Bild 4, die sich im professionellen Einsatz bestens bewährt hat, ist wesentlich aufwändiger, dafür ist sie betriebssicher.

Die Schaltung

Da dieses Kapitel sehr umfangreich ist und dabei die Schaltung in Bild 4 das zentrale Thema ist, ist es vorteilhaft, wenn man diesem Schaltschema ein Extrafenster widmet, damit man beim Lesen des Textes die Schaltung stets vor sich hat. Dies geschieht, in dem man auf Bild 4 mit der linken Maustaste klickt.

Betriebsspannung der Elektronik und Überspannungsschutz

Die gesamte Steuerung wird wegen ihres sehr geringen Leistungsverbrauches direkt aus dem 115-VAC-/230-VAC-Netz gespiesen. Die Komparatorschaltung mit IC:A1 arbeitet mit einer einfachen, mittels Zenerdiode (Z-Diode) stabilisierten Gleichspannung (DC-Spannung) von 10 VDC, die auch als Triggerspannung U2 dient. Die relative Stabilität einer Z-Diode reicht für diese Anwendung völlig aus. Alle Spannungsangaben beziehen sich, wenn nicht anders vermerkt, auf die Leitung die mit REF (Referenz) bezeichnet ist! Parallel zu den beiden Primärwicklungen, die entweder parallel (115-VAC-Netz) oder seriell (230-VAC-Netz) geschaltet sind, liegt ein Zinkoxyd-Varistor VAR, dessen Aufgabe es ist, gefährliche Überspannungen zu begrenzen. Diese können auf dem Netz durch auch weit entfernte Blitzeinschläge oder durch induktive Lastschaltungen auftreten. Aber ebenso kann beim Abschalten (Schalter S) des Netztrafo, wenn dies im Augenblick eines hohen Sinusspannungswertes geschieht, dann eine hohe Selbstinduktionsspannung auftreten, wenn der Trafo sekundärseitig gerade nur wenig belastet ist (geringe Dämpfung). Der Trafo wirkt dann sehr selbstinduktiv. Ein Trafo ohne sekundärseitige Belastung, kommt auf das selbe heraus, wie wenn die Sekundärwicklung gar nicht existiert, und das ist nichts anderes als eine Drossel. Selbst dann wenn der Trafo ohne sensible Elektronik gesteuert wird, lohnen sich oft solche Zinkoxyd-Varistoren: Das Ausschalten eines Trafo kann z.B. problemlos ein ungeschütztes Halbleiterrelais in einem benachbarten Gerät zerstören, wie ich dies selbst einmal erlebt habe, wenn dieses selbst nicht ausreichend gegen Überspannungen geschützt ist. Diese betroffene Schaltung muss dabei keineswegs etwa am selben Netzkabel angeschlossen sein...

Die Steuerung

Die Dioden D1 und D2 arbeiten als Halbwellengleichrichter für positive Halbwellen. D1 für die Relaisschaltung und D2 für die Elektronik. Eine 1N4007-Diode sperrt 1000 V. Das Netzspannungsmessnetzwerk, bestehend aus R6, R7, R8, D3, C3 und R10, wird direkt von der 115-VAC-/230-VAC-Netzspannung gespiesen. Der Spannungsteiler R6, R7 und R8 teilt die AC-Netzspannung auf einen AC-Niederspannungswert, dessen positive Sinushalbwelle maximal niedriger ist als die Betriebsspannung des Komparators IC:A1 von 10 VDC. Auf diesen Spannungsteiler folgen D3 und C3 als Gleichrichter und Spitzenspannungsdetektor. Dieser Spitzenspannungswert U1 gilt als Mass dafür, ob das Netzteil am 115-VAC-Netz oder 230-VAC-Netz arbeitet. Beim Einschalten (S) ladet sich C3 mit der ersten positiven Sinushalbwelle auf. Die Ladezeitkonstante ergibt sich aus dem Quellenwiderstand, der praktisch durch R8 bestimmt wird, und der Kapazität von C3. Diese Zeitkonstante beträgt nur etwa 2.5 ms. Dies entspricht dem halben Wert einer Sinusviertelperiode, hier zwischen 0 V und dem positiven Scheitelwert, bei der Frequenz von 50Hz. Die Zeitkonstante von C3 und R10 beträgt hingegen 5 s. Weshalb dies so sein muss, mehr dazu im Kapitel Betriebssicherheit.

Das Netzwerk aus D2, R1, R2, R3, C1, C2 und ZD liefert eine geglättete und konstante DC-Spannung für den Betrieb des Komparatorschaltung mit IC:A1 (IC:A2 wird nicht benötigt). Zum Einsatz kommt ein leistungsarmer LinCMOS-Typ, der TLC3702CP von Texas-Instruments. Siehe dazu weiter unten Kapitel "Alternative zu TLC3702".

Warum sind R1 und R2 nicht in einem Widerstand mit dem doppelten Wert zusammengefasst? Damit man an dieser Stelle kleine 0.25W-Widerstände einsetzen kann, muss man zwei mit etwa dem selben Wert in Serie schalten, um die hohe Spannung zu teilen. Die Spannungsfestigkeit dieser Widerstände liegt nämlich, je nach Fabrikat zwischen 250 und 300 V und dies wäre zu wenig für eine maximale Spitzenspannung von 325 VDCp ohne allfällige Überspannung. Das selbe gilt für R6 und R7. Mehr Details zur Dimensionierung von R1 und R2 siehe Kapitel "Teil der Schaltung, nicht leicht zu verstehen"

IC:A (beide Komparatoren A1 und A2 des TLC3702) benötigt gemäss Datenblatt von TI (Figure 19) 20 µA bei einer Umgebungstemperatur von 25 °C und einer Betriebsspannung von 10 VDC. Bei einer höheren Umgebungstemparatur von 85 °C reduziert sich der Strom auf 16 µA und bei einem Wert von nur -55 °C erhöht er sich auf 30 µA. Gut zu wissen, falls die Schaltung in Polarnächten zum Einsatz kommen sollte. Da diese 30 µA sehr wenig sind, bleiben wir beim extremen Polarnachteinsatz. Es sei an dieser Stelle allerdings darauf hingewiesen, dass keine Aussage darüber gemacht werden kann, ob die andern Bauteile (das Relais lässt grüssen...) bei solch niedrigen Temperaturen mitmachen. Ich überlasse dieses Problem gerne dem Nachbauer.

Ein derart niedriger Betriebsstrom erlaubt, dass die Betriebsspannung ohne nennenswerte Verlustleistung direkt mittels strombegrenzenden Vorwiderständen R1 und R2 aus der Netzspannung 230 VAC gewonnen werden kann. Dies erst recht, weil eine Halbwellengleichrichtung (mit D2) die Verlustleistung von vornherein drastisch reduziert. Wichtig ist jedoch, dass der Komparator IC:A1 in seiner Umschaltphase mit einer kleinen Hysterese beschleunigt wird, denn während diesem schnellen Umschalten sind beide internen MOSFETs der Komparatorausgangsstufe leitend, was ein Vielfaches des normalen Stromverbrauches bewirkt. Die Hysterese, gegeben durch den Parallelwiderstandswert von R5 mit R4 und P1 in Serie und R11, sorgt für ein schnelles Durchschalten. Während diesem sehr kurzen Moment liefert der Tantalelko C2 genügend Energie zum Aufrechterhalten der Betriebsspannung an IC:A (Pin 8), die durch ZD (10 VDC) erzeugt wird. Diese konstante Betriebsspannung dient ebenso zur Erzeugung der Triggerspannung U2 für den nichtinvertierenden Eingang des IC:A1. U2 wird mit dem Trimmpotmeter P1 kalibriert.

Teil der Schaltung, nicht leicht zu verstehen

Durch eine E-Mail-Anfrage stellte ich im September 2008 fest, dass ein Teil der Schaltung in Bild 4 nicht richtig verstanden wurde. Ich will hier dieses Problem mit Bild 5 erläutern:

Es ging darum, dass nicht verstanden wurde, wie man R1 und R2, als die eigentlichen strombegrenzenden Widerstände, korrekt dimensioniert. Schliesslich sei die Angelegenheit mit Sinus-Halbwellen, die aus der Halbwellen-Gleichrichtung mit D2 entstehen, nicht gerade einfach - hiess es. Okay, man kann es durchaus kompliziert machen, ist aber im vorliegenden Fall überhaupt nicht nötig.

Teilbild 5.2 ist ein Ausschnitt aus Bild 4, der zur Erklärung dient. Zum niedrigen Maximalstrom von IC:A (TLC3702C) mit seinen 30 µA addiert sich der Strom durch P1, R4 und R5. Je nach Schleiferstand von P1 beträgt dieser Strom zwischen 140 µA und 80 µA. Dieser Strom ist also einiges grösser als der Strom für IC:A. Würde man die Werte von P1, R4 und R5 um einen Faktor 10 erhöhen, wäre ein Strom von maximal nur 14 µA, dem Strom des TLC3702C mit maximal 30 µA angepasster. Ein wichtiges Argument für eine batteriebetriebene Schaltung. Hier, als netzbetriebene Schaltung, wiegt dieser Nachteil nicht. Die vorliegende Dimensionierung hat zum Vorteil, dass der Mitkopplungswiderstand R11 (Bild 4) mit 1 M-Ohm auskommt. Mit 10 M-Ohm wäre das Risiko von parasitären Störeffekten, wie nur schon hauchdünne feine Verschmutzung zwischen den Kontakten oder eine allfällig störende parasitäre Kapazität, ein nicht zu vernachlässigender Nachteil, falls eine sehr hohe Betriebssicherheit während einer langen Einsatzdauer gefordert ist. Bei so einer Anforderung, sollte man stets darauf achten, dass eine Schaltung nicht zu hochohmige Elemente enthält.

Wir wissen nun, dass die Schaltung mit und um den Dual-Komparator TLC3702C einen maximalen Strom von 0.2 mA benötigt. Da zur Erzeugung der Triggerspannung U2 keine besonders hohe Anforderung an die Spannungsstabilität gestellt ist, genügt eine kleine Zener-Diode ZD mit einer Zenerspannung von 10 V und einer maximalen Verlustleistung von maximal 0.5 W oder weniger. Diese 10 VDC sind nicht zwingend. Es ist eine Wahl im mittleren zulässigen Betriebsspannungsbereich. Man konsultiere dafür das Datenblatt zum TLC3702C.

Im nächsten Schritt wollen wir einen vernünftigen Wert für den Strom durch R1 und R2 finden, so dass die Verlustleistung erträglich niedrig bleibt. In Teilbild 5.1 sehen wir ganz oben (5.1a) eine Sinusspannung mit einem Effektivwert von 230 VAC. Wenn man diese Spannung mit einem Brückengleichrichter vollweggleichrichtet (5.1b )und man nimmt ausnahmsweise an, dass die Gleichrichterdioden verlustlos arbeiten, dann ist die Fläche von zwei Sinushalbwellen innerhalb einer Periode bei der gleichgerichteten DC-Spannung genau gleich gross wie bei der eingangsseitigen AC-Spannung. Das bedeutet nichts anderes, dass der Effektivwert der DC-Spannung ebenso 230 VDC beträgt (5.1b). Fehlt durch die Einweggleichrichtung (5.1c) jede zweite Sinushalbwelle pro Periode, gibt es auch nur halb so viel Spannungsfläche. Daraus resultiert, dass die effektive DC-Spannung nur halb so gross ist, nämlich 115 VDC. Leitet man diese halbierte DC-Effektivspannung durch einen Lastwiderstand, reduziert sich die Verlustleistung auf 1/4 im Vergleich zur DC-Effektivspannung bei Vollweggleichrichtung oder AC-Effektivspannung. Genau diesen Vorteil nutzt man hier aus...

Es interessiert uns zunächst wie gross der maximale Strom durch R1 und R2 sein darf, wenn man für diese kleine 1/4-Watt-Widerstände einsetzen will. R1 und R2 teilen sich aber die maximal zulässige Verlustleistung gleichmässig und das bedeutet, dass pro R1 oder R2 maximal je nur 57.5 VDC anliegen. Wir berücksichtigen die Betriebsspannung von 10 VDC, zu Gunsten einer leicht niedrigen Verlustleistung an R1 und R2, nicht, was die Berechnung auch einfacher macht. Daraus berechnet sich:
   R1 = R2 = 57.5 V² / 0.25 W = 13.2 k-Ohm
Es stellt sich nun die Frage, müssen diese kleinen Widerstände denn auch voll belastet werden und dazu müssen wir als Nächstes wissen, wie hoch denn der Strom durch R1 und R2 ist:
   I_R1,R2 = 57.5 V / 13.2 k-Ohm = 4.4 mA
Dieser Strom ist natürlich viel zu hoch, wenn man bedenkt, dass die gesamte Schaltung, inklusive IC:A, weniger als 0.2 mA benötigt. Im Prinzip könnte man den Strom nur ganz knapp höher wählen, da nur ein kleiner Reststrom durch die Z-Diode ZD fliessen muss. Allerdings bildet eine kleine 0.5W-Z-Diode erst dann einen vernünftigen Spannungs/Strom-Knick, wenn der Z-Strom minimal etwa 0.5 bis 1 mA beträgt. Dabei müssen wir berücksichtigen, dass sich die bisherige Berechnung auf die Speisung mit 230 VAC bezieht. Damit der Strom durch ZD nicht zu niedrig ausfällt, betrachten wir die Situation, wenn die gesamte Schaltung mit 115 VAC arbeitet. Wir entscheiden uns bei dieser Betriebsspannung für einen ZD-Strom von 0.8 mA. Dieser Strom und der maximale Strom von 0.2 mA der Schaltung mit IC:A beträgt dann gerade 1mA, der durch R1 und R2 fliesst. Die gleichgerichtete (D2) Effektivwertspannung beträgt dann 57.5 VDC die sich auf zwei Mal 28.8 VDC auf R1 und R2 aufteilt. Für die Berechnung von R1 und R2 gelten:
   R1 = R2 = 28.8 V / 1 mA = 28.8 k-Ohm    (Empfehlung: 27 k-Ohm)
Für R1 und R2 werden also Widerstände von je 27 k-Ohm eingesetzt. Bei 230 VAC am Eingang werden dabei an jedem Widerstand eine Leistung von 122 mW vernichtet. Gerade etwa die Hälfte des erlaubten Maximalwertes.

Wir kommen jetzt noch zu den einzelnen DC-Spannungswerten in Teilbild 5.2, beginnnend mit 10 VDC bei der Z-Diode. Der effektive DC-Strom durch R3 ist logischerweise gleich gross wie durch R1 und R2. Bei 115 VAC sind es etwa 1 mA und bei 230 VAC etwa 2 mA. Von diesen 2 mA müssen wir ausgehen, wenn wir berechnen wollen, wie hoch die maximale Spannung an C1 sein wird. Bei R3 = 5.6k-Ohm, ist sie etwa 12 VDC höher als die Z-Spannung von 10 VDC. Die Spannung über C1 beträgt etwa 22 VDC. Ein Elko mit einer Nennspannung von 35 VDC ist die richtige Wahl.

Alternativen zu TLC3702

Falls dieser Komparator nicht mehr oder nur schwierig erhältlich sein sollte, muss man einen Komparator mit den ähnlichen Eingenschaften evaluieren und einsetzen. Dazu gehört, den ähnlich niedrigen Stromverbrauch, die Eingänge müssen bis auf REF hinuntergesteuert werden köennen und der LOW-Ausgangspegel sollte ebenfalls den REF-Pegel liefern können. Anstelle eines "echten" Komparators, taugt für diese Schaltung auch ein Opamp mit den beinahe selben Eigenschaften. Ein Opamp, weil für diesen langsamen Prozess keine besonders hohe Flankensteilheit gefordert ist.

Der LinCMOS-Opamp TLC271 erfüllt die eingangsseitige erwähnte Eigenschaft, der Stromverbrauch kann man am Bias-Select-Eingang auf den niedrigsten Wert einstellen. Damit im Falle des LOW-Pegels der MOSFET BSS125 oder BSP125 (T1) mit REF wirklich definiert ist, muss zwischen dem Ausgang des TLC271 und REF ein Widerstand von etwa 100 k-Ohm eingesetzt werden. Dieser LinCMOS-Opamp ist sehr verbreitet.

Anstelle dieses Hochspannungs-MOSFET kann man auch mit bipolaren Transistoren arbeiten. Dafür empfiehlt sich eine kleine Kaskadenschaltung aus zwei NPN-Transistoren MPSA42 im kleinen TO92-Gehäuse, die leicht erhältlich sind. Man lese dazu im Elektronik-Minikurs Relaisbetrieb an 230 VAC den Text unterhalb von Bild 8.

Wie wird beim 115-VAC- bzw. beim 230-VAC-Betrieb umgeschaltet?

Wird die Schaltung am 230-VAC-Netz betrieben, lädt sich C3 mit der ersten positiven Sinushalbwelle auf den mit R6, R7 und R8 geteilten Sinusscheitelwert der Netzspannung, auf etwa 6.8 VDC (U1). Die Diodenflussspannung von D3 ist bei diesem Spannungswert subtrahiert. Diode D3 wirkt als Einweggleichrichter. Sie verhindert den Stromrückfluss von C3 nach R8 nach dem Überschreiten des Sinusscheitelwertes. Man nennt diese Funktion Spitzenwertgleichrichtung. Komparator IC:A1 misst diese Spannung U1 an seinem invertierenden Eingang über R9, der bloss eine Schutzfunktion ausübt, und vergleicht sie mit der mit P1 eingestellten Triggerspannung U2 am nichtinvertierenden Eingang. U1 ist höher (positiver) als U2, und so bleibt die Ausgangsspannung von IC:A1 auf 0 VDC (LOW-Pegel = REF). Der Ausgang von IC:A1 steuert über R12 das Gate von T1. Bei LOW-Pegel, bleibt T1 offen und das Relais REL bleibt ausgeschaltet. Die beiden primären 115-VAC-Trafowicklungen sind über die Relaisruhekontakte r1 und r2 in Serie geschaltet.

Wird die Schaltung am 115-VAC-Netz betrieben, lädt sich C3 ebenso rasch, jedoch nur auf einen Wert von etwa 3.1 VDC (U1). U1 ist niedriger (negativer) als U2. Der Ausgang von IC:A1 schaltet etwa auf die Betriebsspannung von 10 VDC (HIGH-Pegel). T1 und REL schalten ein und die Arbeitskontakte a1 und a2 schalten die beiden 115-VAC-Primärwicklungen des Trafo parallel. Die LED im Relaisstrompfad leuchtet und signalisiert, dass das Netzteil an das 115-VAC-Netz angeschlossen ist. Da der Relaisstrom nur etwa 3 mA beträgt, muss man eine LED mit hohem Wirkungsgrad einsetzen, damit sie auch bei einem solch niedrigen Strom hell genug leuchtet.

Die Abstimmung der Triggerspannung

Die Triggerspannung U2 sollte mit dem Trimmpotmeter P1 so eingestellt werden, dass bei einer Netzspannung von etwa 135 VAC (= 191 VACp) das Relais sicher auf den 230-VAC-Netzbetrieb umschaltet. Man muss dies mit einem Variac (regelbarer Spartrafo) einstellen. Diesen schaltet man zwischen dem 230-VAC-Netzanschluss und dem Eingang der Schaltung in Bild 4. Hat man keinen solchen Trafo zur Verfügung, geht es auch mit der Berechnung von U1 für diese 135 VAC:

        U1 = ((Ueff * 2^0.5 * R8) / (R6 + R7 + R8)) - U_D

UD ist die Diodenflussspannung von D3 mit etwa 0.65 V. Ueff ist der Effektivwert der Netzspannung. Bei einer Netzspannung von 135 VAC beträgt U1 = 3.7 VDC. Nun gleicht man mit P2 die Spannung U2 auf ebenfalls auf 3.7 VDC ab. Im Prinzip kann man auf das Trimmpotmeter P1 verzichten und R4 so dimensionieren, dass U2 die Spannung von 3.7 VDC oder ein bisschen mehr aufweist. Dabei liegt die Umschaltspannung, wie erwähnt, bei der Netzspannung von 135 VAC oder leicht höher.

Wie aber kommt man auf den Umschaltwert von 135 VAC? Dies hat damit zu tun, dass der Spitzenwertdetektor aus D3 und C3 den Sinusscheitelwert ermittelt, weil dies wesentlich einfacher zu realisieren ist als ein RMS/DC-Spannungswandler. Es gibt davon zwar integrierte Schaltungen, aber trotzdem, wenn es nicht unbedingt nötig ist sich von Spezial-ICs abhängig zu machen, sollte man es vor allem dann unterlassen, wenn die (diskrete) Alternative kaum komplizierter ist und keine hohe Anforderung an Präzision gestellt ist. Einerseits kann man davon ausgehen, dass auf dem 115-VAC-Netz kaum je eine derart hohe Dauerüberspannung von mehr als 10 % auftritt, weil sonst etliche Schaltungen und Geräte mit Trafos wegen Kernsättigungseffekten überhitzt und zerstört würden. Anderseits muss man daran denken, dass die Sinusscheitelwerte der Netzspannungen auch nicht mehr das sind was sie einst waren. Die sehr grosse Anzahl von "harten" Schaltnetzteilen in Computern und vielen andern Geräten, tragen einiges dazu bei, dass die Spitzen der Sinusscheitelwerte "angeknabbert" sind. Mit andern Worten: die Sinusspannung hat einen Dachschaden. Dies reduziert etwas die Spitzenspannung und somit auch das Verhältnis von Spitzenwert zu Effektivwert. Daher darf man den Umschaltspannungswert nicht zu niedrig ansetzen, weil sonst bei der Anwendung im 115-VAC-Netz das Netzteil spontan in die 230-VAC-Betriebsart umschalten könnte.

Relais, Trafo und Kaltleiter

Die Schaltung in Bild 4 zeigt einen Trafo mit zwei 115-VAC-Primärwicklungen, einer geerdeten Schirmwicklung oder Schirmfolie und einer oder auch mehrere beliebige Sekundärwicklungen. Zur Umschaltung der Primärwicklungen kommt ein empfindliches 230-VAC-Relais des Typs RT424730 von der Firma SCHRACK zum Einsatz. Man kann ein solches Relais mit einem Trick sogar an bloss 115VAC betreiben. Man erzeugt mit einer einzigen Diode eine Halbwellen-DC-Spannung und versorgt damit die Relaispule. Ein zur Spule parallelgeschalteter Kondensator C4 glättet die Relaisspannung soweit, dass durch die Spule etwa der Nennstrom fliesst, damit das Magnetfeld im Eisenkern der Spule stark genug ist. Dieser Strom beträgt bei diesem Relais 3.3 mA. Dieser Trick funktioniert auch mit andern 230-VAC-Relais, wenn diese etwa die selben Spulendaten aufweisen. Bei Abweichungen muss man der Wert von C4 entsprechend anpassen. Mehr zum Thema dieser speziellen Relaisschaltung erfährt man im Elektronik-Minikurs Relaisbetrieb an 230 VAC.

Der maximale Schaltstrom liegt bei diesem Relais bei 8A. Bei kleinen Trafo bis maximal etwa 100 VA, genügt die direkte Einschaltung des Trafo an die 115-VAC- bzw. 230-VAC-Netzspannung. Wie kann man aber feststellen ab welcher Trafoleistung eine Einschaltstrombegrenzung betreffs maximalem Schaltstrom des Relais notwendig ist? Man misst den DC-Innenwiderstand der einzelnen Primärwicklungen und dividiert den Scheitelwert von 115VAC durch diesen Widerstandswert. Dies ergibt etwa den maximalen Strom pro Wicklung im Augenblick des Einschaltens und dieser sollte auf jedenfall den maximalen Schaltstrom der Relaiskontakte nicht wesentlich überschreiten. Etwa, weil man einwenden kann, je näher im Moment des Einschaltens der Sinusspannungswert beim Scheitelwert ist, um so grösser ist auch der Einschaltspitzenstrom. Dies ist zwar richtig, er ist allerdings auch zeitlich kürzer. Angenommen, es wird im Augenblick des positiven Sinusscheitelwertes eingeschaltet, dann nimmt die Sinusspannung sogleich wieder ab in die negative Richtung und wenn dann der Restmagnetismus im Eisen des Trafo einen positiven Wert hat, wird der Kern danach nicht mehr in die Sättigung getrieben. Das Gegenteil ist der Fall und die Kernmagnetisierung folgt sogleich dem primären Sinusstrom. Dieses Beispiel soll bloss zeigen, dass das Erfassen des Einschaltspitzenstromes und dessen Dauer nicht ganz so einfach zu bestimmen ist.

Dies ist allerdings nicht das einzige Kriterium für den Einsatz einer Einschaltstrombegrenzung. Wenn eine superträge Feinsicherung (Typ: TT) mit dem Stromwert knapp oberhalb des primären Nennstromes des Trafo das Einschalten nicht sicher überlebt, ist eine Einschaltstrombegrenzung angezeigt. Auf Grund meiner Erfahrung empfehle ich diese Massnahme für Ringkerntrafos oberhalb etwa 100 VA. Der folgende Link zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung einer elektronischen Einschaltstrombegrenzung, die zusätzlich für Audioanwendungen eine Antiploppschaltung enthält, welche auch noch dafür sorgt, dass bei Netzausfall die Lausprecher sofort stumm geschaltet werden, um keine lästigen Klangverzerrungen in der Abschaltphase von sich zu geben. Auf diesen Schaltungsteil kann man jedoch verzichten, wenn er nicht gebraucht wird. Für diesen Fall gibt es auch eine elegante Einfachstversion in Form eines Leserbeitrag im folgenden Elektronik-Minikurs:

• Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos

Bei der vorliegenden automatischen Netzspannungsumschaltung in Bild 4 wurde ein 50-VA-Ringkerntrafo eingesetzt. Der Nennstrom beträgt bei Parallelschaltung beider Primärwicklungen am 115-VAC-Netz 440 mA, pro Wicklung also 220 mA. Verwendet man einen Trafo, wie hier, mit zwei Primärwicklungen, müssen wegen der Möglichkeit zur Parallelschaltung beide Wicklungen separat gegen Überlast und Kurzschluss getrennt gesichert werden (PT1 und PT2). Bei Parallelschaltung (115 VAC = halbe 230-VAC-Netzspannung) fliesst bei Trafonennlast der doppelte Netzstrom. Bei Serieschaltung (230 VAC) sind die beiden Sicherungselemente PTC1 und PTC2 in Serie geschaltet. An beiden Netzen ist der Nennstrom pro Primärwicklung stets gleich gross. An Stelle von Schmelzsicherungen können, wie hier, Kaltleiter (PTC) verwendet werden. Diese müssen so gewählt werden, dass bei etwas mehr als Trafonennlast die beiden Primärströme die beiden Kaltleiter gerade so stark aufheizen, dass diese langsam hochohmig werden und bei konstanter hoher Temparatur dies bleiben. Man muss dazu die PTC-Datenblätter studieren. Die Primärströme reduzieren sich dabei drastisch und der Trafo wird thermisch entlastet. Die Rückstellung der Kaltleiter erfolgt nach deren Abkühlung durch das Ausschalten der Betriebsspannung mit Schalter S. Allerdings ist damit alleine nur das Symptom aber nicht die Ursache behoben!

Für eine Trafonennleistung von 50 VA empfiehlt sich der Kaltleitertyp C830-22 von EPCOS. Sein Nennstrom beträgt 250 mA, er hat einen Kaltwiderstand von 3.5 Ohm, hält im heissen Zustand 265 VAC aus und die maximale Temperatur beträgt 80 Grad Celsius. Der Kaltwiderstand von 3.5 Ohm ist praktisch vernachlässigbar, weil dieser bei einem Nennstrom von 0.22 A bloss einen Spannungsabfall von 0.77 VAC bewirkt. Bei 230 VAC sind es 1.54 VAC (zwei PTC in Serie). Dies sind bloss 0.67% Abweichung von der Netzspannung, welche jedoch selbst eine Toleranz von ± 5% haben darf. In ländlichen Gegenden mit langen örtlichen Mittelspannungsleitungen sind es leicht noch mehr. Für Trafos mit abweichender VA-Leistung ist die Wahl der PTCs entsprechend anzupassen.

Betriebssicherheit

Das richtige Timing

Betrachten wir was geschieht, wenn die Schaltung am 230-VAC-Netz betrieben wird. Nach dem Einschalten mit Schalter S steigt U1 sehr schnell auf den Wert von 6.8 VDC. Während dem schnellen Spannungsanstieg von U1 "hinkt" U2 hinterher. Die Ladung von C1 und C2 durch R1, R2 und R3 geschieht wesentlich langsamer bis zum Begrenzereinsatz mit ZD. U1 bleibt also während der ganzen Einschalt- und Aufladephase grösser als U2. Damit bleibt gewährleistet, dass der Ausgang von IC:A1 auf LOW-Pegel bleibt und das Relais REL nie anziehen und somit nie in den 115-VAC-Betrieb schalten kann. Dies wäre äusserst verhängnisvoll, weil der Trafo praktisch einen Kurzschluss verursachen würde. Die Kernsättigung wäre sofort total und PTC1 und PTC2 würden sehr schnell ansprechen!

Als Nächstes untersuchen wir den Fall eines kurzen Unterbruchs der Netzspannung. C3 (U1) entladet sich nur sehr langsam mit einer Zeitkonstante von 5 s über R10, während C1 und C2 sich schneller durch P1, R4 und R5 entladen. Diese Zeitkonstante beträgt etwa 2 s. Die Spannung U2 fällt somit schneller als die Spannung U1. Wenn der Netzspannungsunterbruch vorüber ist und U1 und U2 erneut ansteigen, hat U1 wiederum ständig den höheren Wert als U2. Das Relais kann nicht anziehen.

Betrachten wir was geschieht, wenn die Schaltung am 115-VAC-Netz betrieben wird. Nach dem Einschalten steigt U1 sehr schnell auf den Wert von 3.1 VDC. Während des schnellen Spannungsanstieges von U1 "hinkt" U2 wiederum hinterher, das Relais bleibt zunächst abgeschaltet und die beiden Primärwicklungen sind seriell geschaltet. U2 übersteigt aber den Wert von U1, der Ausgang von IC:A1 schaltet auf logisch HIGH, das Relais zieht an und die beiden Primärwicklungen des Trafo sind parallel geschaltet, wie es bei 115 VAC auch sein soll.

Als Nächstes untersuchen wir auch hier den Fall eines kurzen Unterbruchs der Netzspannung. U2 fällt wiederum schneller als U1. Bei nur sehr kurzem Netzspannungsunterbruch wird das Relais beim Wiedereinschalten sogleich auf Parallelbetrieb der Primärwicklungen schalten, weil U2 noch immer grösser ist als U1. Bei etwas längerem Unterbruch, wird das Relais wiederum verzögert anziehen und erst dann auf Parallelbetrieb schalten.

Um bereits hier einem möglichen Denkfehler vorzubeugen, die Tatsache, dass die verzögerte Einschaltung des Relais den Trafo erst schwach und dann verzögert voll einschaltet, bedeutet keineswegs etwa die Funktion einer Einschaltstrombegrenzung! Dies ist nicht der Fall, weil beim Umschalten der Kontakte die Primärstomflüsse kurzzeitig unterbrochen werden! Die Relaiskontakte haben die Funktion des Breaking-before-Making, was unbedingt auch richtig ist. Der Begriff Breaking-before-Making kommt von elektronischen Analogschaltern.

Noch einmal der Zinkoxyd-Überspannungsschutz VAR

Seine Funktion ist weiter oben bereits beschrieben. Hier geht es um die Funktionssicherheit. Der VAR ist durch die beiden Kaltleiter PTC1 und PTC2 geschützt. Sollte VAR durch einen zu hochenergetischen von aussen einwirkenden Überspannungsimpuls in der Weise zerstört werden, dass er kurzschliesst, arbeiten PTC1 und PTC2 als Sicherungen und werden sofort hochohmig bei einer konstanten hohen Temperatur.

Die Speisung der Elektronik erfolgt hinter den beiden PTCs. Der eine oder andere Leser mag sich fragen, wozu, denn schliesslich ist die Elektronik, welche nur wenig Leistung verbraucht, mit der Feinsicherung F zusätzlich gesichert. Es geht hier nicht um eine doppelte Sicherung. Man kann auf F sogar verzichten, wenn auf Grund eines kleinen Trafos PTCs im 10-mA-Bereich (z.B. 50 mA) verwendet werden. Es geht hier einzig darum, dass die Elektronik direkt durch VAR geschützt wird. Würde man die Elektronik direkt vom Netz speisen, liegt zum VAR der Widerstand der beiden PTCs in Serie. Dies könnte die Wirksamkeit des VAR auf die Elektronik verschlechtern, wenn ein relativ energiereicher Überspannungsimpuls von aussen in die Schaltung hereinkommt.

Thomas Schaerer, 16.04.2002 ; 29.04.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 04.12.2004 ; 28.01.2007 ; 03.05.2009 ; 23.08.2009