Echter Differenzverstärker IV:
EMG-Vorverstärker Deluxe mit INA111
- Das Inhaltsverzeichnis meiner Elektronik-Minikurse
- Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!) - Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!) - Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Buch 1 Buch 2
Vorwort
Wie es das Titelbild zum Ausdruck bringt, ist mit diesem
Elektronik-Minikurs nicht einfach nur der Elektroniker, sondern ganz
speziell auch der Medizin-Elektroniker angesprochen, der mit
Elektromyographie (EMG) zu tun hat. Wenn so jemand vor der Aufgabe steht
einen EMG-Vorverstärker zu realisieren, dann ist das genau der richtige
Einstieg, unabhängig davon, ob man mit EMG-Biofeedback oder mit
EMG-Messung zu tun hat.
Der EMG-Vorverstärker Deluxe zeigt
eine elegante Lösung mit wenig Zusatzaufwand, um intramuskuläre
EMG-Messungen mittels Nadel- oder beinah haarfeinen Drähtchenelektroden,
im Muskel implementiert, durchzuführen. Das Wichtigste dabei ist die
stabile Neutralisation der Kapazität zwischen der Signalleitung und der
Abschirmung im Kabel auf dem Weg von der Elektrode zum Vorverstärker.
Der Sinn dieses Elektronik-Minikurses ist es, die bereits bestehenden
drei über Instrumentationsverstärker (echte Differenzverstärker)
fortzusetzen. Bereits in diesen drei ist der EMG-(Vor-)Verstärker
teilweise als praktische Anwendung thematisiert. U.a. deshalb gibt es
hier zuerst, im Stil der Indexseite, eine Liste der
Elektronik-Minikurse, die irgendetwas mit Elektro-Myographie (EMG) und
mit der Elektronik zur EMG-Signalverstärkung zu tun haben. Diese
Elektronik-Minikurse enthalten hier eine kleine Einführung zu ihren
Inhalten im Kapitel "Wichtige Links gleich am Anfang!". Mehr zum
Thema jeweils in den Links selbst. Wer nicht genügend Wissen über den
Instrumentationsverstärker mitbringt, möchte ich dringend empfehlen,
zuerst die Inhalte dieser Links zu lesen und zu verstehen.
Dieser Elektronik-Minikurs beginnt zuerst mit einer einfachen und
preiswerten EMG-Verstärkerschaltung. Diese Schaltung ist sehr
ausführlich beschrieben. Um Doppelspurigkeiten zu vermeiden gibt es in
den Texten häufig Links mit Zahlen in Klammern (n). Dies sind Links zu
den Elektronik-Minikursen, die sich bereits mit wichtigen Inhalten
befassen. Der Hauptteil befasst sich mit dem integrierten
Instrumentationsverstärker INA111 im Einsatz als EMG-Vorverstärker.
Diese Schaltung ermöglicht spezielle EMG-Messungen, die der
Rekonstruktion von Nerven-Aktionspotenzialen (APs) dienen. Da man es bei
EMG-Signalen mit sogenannten Motoneuronen zu tun hat, spricht man von
Motor-Unit-Action-Potential (MUAPs). Dazu benötigt man zusätzliche
Schaltungen als Treiber für die Abschirmung der Elektrodenkabel, weil
intramuskulär gemessene EMG-Signale sehr hochohmig sind. Die Kapazität
zwischen Signalleiter und Abschirmung muss man neutralisieren, um einen
unzulässigen Verlust der Frequenzbandbreite zu vermeiden. Dieser
Hauptteil beginnt mit der vollständigen Schaltung in Bild 3. Mit vielen
weiteren Bildern wird dieses Thema differenziert und ausführlich
behandelt.
Dieser Elektronik-Minikurs, ebenfalls im Stil von Workshops, ist sehr
umfangreich. Es gibt total 14 Bilder und, entsprechend dazu, viel Text.
Das geht nicht anders, wenn der Inhalt nicht oberflächlich sein soll.
Wer sich jedoch für das vorliegende Thema interessiert, für den lohnt es
sich, Zeit für diesen Elektronik-Minikurs zu investieren.
Wichtige Links gleich am Anfang!
1. Elektro-Myographie (EMG),
eine kleine Einführung:
Was ist Elektro-Myographie? Es wird in einfacher und kurzer Form
erklärt, wie diese bioelektrischen Signale erzeugt werden, welche
die Muskeln steuern und warum und wie sie gemessen werden können. Diese
Signale bezeichnet man als elektromyographisch (EMG).
Im anschliessenden Kapitel wird differenzierter erklärt wie man
EMG-Signale misst, dessen eigentliche Signalquellen die MUAPs sind. Man
unterscheidet grundsätzlich zwischen der Messung mittels Elektroden,
welche auf der Hautoberfläche und Elektroden, in Form von Nadeln oder
sehr feinen Drähten, welche intramuskulär fixiert werden. Die
erstgenannte Methode dient der Erfassung eines mittleren EMG-Pegels, die
zweitgenannte zur möglichst genauen Wiedergabe von MUAPs. Diese
Messmethode ist elektronisch wesentlich aufwändiger. Mit einem Bild wird
erklärt, wie feine Drahtelektroden mit einer Injektionsnadel in das
Muskelgewebe eingeführt werden und wie man Oberflächenelektroden, zur
Messung auf der Hautoberfläche, mit preiswerten Werkstoffen selbst
herstellen kann.
Es wird blockschematisch dargestellt wie ein EMG-Biofeedbackgerät mit
einfachem akustischen Feedback arbeitet und es wird ebenso gezeigt,
woraus blockschematisch ein EMG-Messgerät aufgebaut ist, das für
wissenschaftliche Arbeiten, z.B. an neurologischen Instituten,
eingesetzt wird. An dieser Stelle sei deutlich darauf hingewiesen,
dass fixfertige Schaltungen für beide Anwendungen öffentlich nicht zur
Verfügung stehen! Eine gewisse Unterstützung ist aber möglich. Man
lese dazu bitte dort den letzten Abschnitt.
2.
Operationsverstärker I:
Themen: Virtueller GND; virtuelle Spannung; Differenzspannung immer
Null Volt; GND; Referenzspannung und Eingangswiderstände bei
invertierender und nichtinvertierender Verstärkung; Aussteuerung des
Opamp; DC-Offsetkompensation; Unity-Gain-Bandbreite und Slewrate;
parasitäre Induktivität; unerwünschter Piezoeffekt;...
Siehe auch:
Operationsverstärker II
Operationsverstärker III
3. Echter
Differenzverstärker I:
Wenn man noch nicht so recht weiss wie ein Operationsverstärker (Opamp)
arbeitet, sollte man das Kapitel "Unsicher im Sattel" und vor
allem die dort empfohlenen Links zum Thema Opamp lesen. Im Kapitel
"Wozu überhaupt Instrumentationsverstärker?" beginnt es sogleich
unter dem Aspekt des Einsatzes als EMG-Vorverstärker, wobei auch ein
EKG-Vorverstärker angesprochen ist. Es geht dabei um die wichtige
Gleichtaktunterdrückung mit dem typischen Beispiel eines störenden
elektrischen Wechselfeldes mit der Frequenz von 50 Hz. Beim Weiterlesen
muss der Leser selbst beurteilen, ob er von den Inhalten bereits
genügend Kenntnisse hat. Erneut sehr wichtig in Zusammenhang mit dem
Thema EMG-Signalverstärkung wird es im Kapitel
"Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen", weil da
werden die elektrochemischen quasistationären DC-Spannungen zwischen den
Elektroden und dem Elektrolyten des organischen Gewebes thematisiert und
was man dagegen unternimmt.
4. Echter
Differenzverstärker II:
Hier wird speziell die Referenzierung der Eingangsspannung und des
Instrumentationsverstärkers thematisiert. Mit der Referenzierung der
Eingangsspannung wird der Arbeitspunkt der gesamten Verstärkerschaltung
festgelegt. Bei einer symmetrischen Betriebsspannung von ±Ub ist dies in
der Regel GND. Mit der Referenzierung des Instrumentationsverstärkers
(REF-SENSE) wird die DC-Offsetspannung des Instrumentationsverstärkers,
wenn nötig, kompensiert. Diese Art der Kompensation ist bei einem
EMG-Vorverstärker nicht notwendig, weil das notwendige passive
Hochpassfilter (HP-Filter) mit niedriger Grenzfrequenz, dafür sorgt,
dass DC-Spannungen bloss mit Verstärkung 1 verstärkt werden können.
Dieses HP-Filter braucht es, damit die elektrochemischen
quasistationären DC-Spannungen zwischen den Elektroden und dem
Elektrolyten des organischen Gewebes nicht stören können.
5. Echter
Differenzverstärker III:
Dieser Elektronik-Minikurs zerlegt den Instrumentationsverstärker derart
in seine Bestandteile, damit man ihn durch Lesen und Nachvollziehen
verstehen kann, und dies ohne Mathematik. Obwohl man diese
selbstverständlich auch benötigt. Es geht u.a. darum, dass man versteht
was unterschiedlich bei der Gegentakt- und Gleichtaktverstärkung vor
sich geht.
6. Polarisierter
Elektrolytkondensator für Wechselspannung...:
Das sind spezielle teilpolarisierte Elektrolytkondensatoren für den
Einsatz von einer AC-Spannung bis zu 80% der DC-Nennspannung und für
eine inverse DC-Spannung bis zu 30% der DC-Nennspannung. Dieser Elko
gehört zur Klasse der Aluminium-Festkörperelektrolytkondensatoren
(Alu-Elko). Sie sehen einem Tantal-Tropfenelko ähnlich, seine
elektrischen Eigenschaften sind aber nicht vergleichbar. Dieser
spezielle Alu-Elko eignet sich ganz besonders für den Einsatz von
Instrumentationsverstärkern, wenn diese als AC-Verstärker arbeiten. Sie
eignen sich aber ebenso hervorragend, wenn Opampschaltungen mit einer
symmetrischen Betriebsspannung arbeiten, die Gegenkopplung jedoch
mittels passivem HP-Filter mit niedriger Grenzfrequenz DC-entkoppelt
werden muss. Mehr dazu erfährt man mit einer EMG-Verstärkerschaltung
im Kapitel "Zwei Anwendungsbeispiele".
7. Rauschdämpfung mit
Tiefpassfilter:
Es werden zwei Systeme vorgestellt. Das aufwändigere mit gutem linearem
Frequenzgang im Übertragungsbereich und ein stark vereinfachtes Prinzip
mittels Verstärker und Filter in einem. Das zweite System eignet sich
vor allem dann, wenn es nicht auf präzise Pegelresultate ankommt und der
relativ schlechte Frequenzgang ebenfalls keine Rolle spielt. Diese
einfache Methode ist weiter unten in Bild 1 mit den beiden Opamps
IC:B1,B2 realisiert.
8. Überspannungsschutz
von empfindlichen Verstärkereingängen:
Es gibt eine einfache und sehr preiswerte Methode mittels
Kleinsignaldioden. Nachteilig ist allerdings der oft zu hohe Leckstrom
mit seinen Auswirkungen. Abhilfe schafft man mit Transistoren, die als
Pico-Ampere-Dioden arbeiten. Transistoren sind wesentlich preiswerter
als echte pA-Dioden. Der gefährliche Latchup-Effekt bei CMOS-Ein- und
CMOS-Ausgängen ist in kurzen Zügen das Schlussthema.
Der einfache und preiswerte EMG-Verstärker
Wir beginnen zunächst mit einem einfachen und preiswerten EMG-Verstärker. Verstärker und nicht Vorverstärker, weil die Gesamtverstärkung sehr gross und mittels Potmeter einstellbar ist und in der zweiten Verstärkerstufe ist gleich ein einfaches Tiefpassfilter (TP-Filter) enthalten, das der Rauschunterdrückung dient. In der Einführung zur Elektromyographie (1) lese man das Kapitel "Ein EMG-Biofeedbackgerät (Blockschaltbild)". Dort wird mit Bild 8 blockschematisch gezeigt, wie ein solches Feedbacksystem mit akustischem Feedback arbeitet. Hier ist die Verstärkerschaltung differenziert thematisiert. Die Schaltung in Bild 1 (Teilbild 1.2) wird nur soweit erklärt, als es nicht bereits passende Inhalte in andern Elektronik-Minikurse gibt, welche in diesem Text mit Indexzahlen, in ()-Klammern anklickbar (linke Maustaste), in einem zusätzlichen Fenster erreicht werden können.
Teilbild 1.1 zeigt blockschematisch die beiden Teile Vorverstärker und
Verstärker mit variabler Verstärkung und TP-Filterung zum Zweck der
Reduktion der Rauschspannung. Am Eingang des Instrumentationsverstärker
weisen R3 und C1 auf das wichtige HP-Filter hin, dessen Zweck in
(3) im Kapitel
"Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen"
beschrieben ist. Man lese dort unbedingt auch den Inhalt zu Bild 8, das
die Problematik von den quasistationären DC-Spannungen beschreibt,
welche den Kontaktübergang zwischen Gewebe-Elektrolyt (hier
Hautoberfläche) und der Metallelektrode verursacht. Das ist der Grund,
weshalb das R3C1-HP-Filter, hier in Bild 1, überhaupt nötig ist!
Ein anderer Elektronik-Minikurs
(6) befasst sich ganz
besonders mit dem Kondensator C1. Dieser Kondensator kann meist nur ein
Elektrolytkondensator sein, weil R3, wegen der meist relativ hohen
Verstärkung, niederohmig sein muss und die Grenzfrequenz des
R3C1-HP-Filter muss bei der vorliegenden Anwendung meist sehr
niederfrequent sein. R3 könnte man durchaus hochohmiger wählen und
proportinal dazu R4 und R5 (Teilbild 1.2) erhöhen. Damit erreichen R4
und R5 schnell einmal Werte im M-Ohm-Bereich und da muss man daran
denken, dass die Frequenzbandbreite leicht unerwünscht reduziert werden
kann. Schuld daran sind die parasitären Kapazitäten parallel zu R4 und
R5, erzeugt durch Leiterbahnen und Lötaugen und durch diese beiden
Widerstände selbst. Wenn R4 = R5 = 1 M-Ohm (R2 = 20 k-Ohm) und die
parasitären Kapazitäten betragen z.B. 20 pF, dann beträgt die
Frequenzbandbreite noch etwa 8 kHz. Für EMG-Messungen mittels
Oberflächen-Hautelektroden, reicht dies längst. Es gibt aber auch noch
die Angelegenheit mit dem Rauschen. Höherohmige Widerstände rauschen
mehr. Das würde sich bemerkbar machen wenn R3 20 k-Ohm statt nur 2 k-Ohm
hätte, weil nämlich der Kontaktwiderstand zwischen
Haut-Oberflächenelektrode und befeuchteter Haut in der selben
Grössenordnung liegt. Man hätte also zwei nichtkorrelierte
Rauschspannungen die sich addieren. Dazu kommt generell, dass analoge
Schaltungen, welche in vernünftigem Mass so niederohmig wie möglich
realisiert sind, weniger störanfällig sind.
Kommen wir noch einmal zurück zum speziellen Elektrolytkondensator
(6). Es gibt ihn von der
Firma VISHAY - vertrieben durch Distrelec und Farnell - welche eine
inverse DC-Spannung von 30 Prozent der Nenn-DC-Spannung dauerhaft
zulassen. Auf was man bei der Wahl der Nennspannung dieses speziellen
Elkos achten muss, liest man in
(6) im Kapitel
"Anwendungsbeispiele".
Die Eingänge für den Anschluss der Signalelektroden, -Ue und +Ue, sind
sehr hochohmig. Das ist notwendig, weil der Quellenwiderstand, der durch
den Kontaktübergang zwischen Gewebe-Elektrolyt (hier Hautoberfläche) und
der Metallelektrode verursacht wird, relativ hochohmig ist. Die für
solche Schaltungen verwendeten Opamps haben Eingangsstufen die meist aus
JFETs oder MOSFETS bestehen. Solche Eingänge sind extrem hochohmig. Sie
müssen deshalb vor elektrostatischen Überspannungen geschützt werden.
Dafür dient das Netzwerk aus R1, D1, D2 (Eingang -Ue) und R2, D3, D4
(Eingang +Ue). Wie diese Netzwerke bei Überspannungen arbeiten, erklärt
(8).
Wir kommen zum Opamp IC:A3. Er ist der eigentliche Differenzverstärker.
Er addiert die Spannungen an den beiden Eingängen +Ue und -Ue. Sind
diese beiden Spannungen gleich gross und in gleicher Phase bei
AC-Spannungen, resultiert am Ausgang von IC:A3 Pin 7 keine Spannung,
ausser der Referenzspannung Ux. Diese Spannung, erzeugt mit IC:A4, ist
nötig, weil die ganze Schaltung mit nur einer Betriebsspannung
(Single-Supply) arbeitet. Bei einer Betriebsspannung von 6 VDC, beträgt
Ux 2.57 VDC. Der Grund, warum Ux nicht, wie man annehmen könnte, exakt
+Ub/2 = 3 VDC beträgt, kommt daher, dass die in diesem Beispiel
verwendeten LinCMOS-Opamps nicht symmetrisch aussteuerbar sind. Über
diese aktive Referenzspannung, mittels eines als Spannungsfolger
geschalteten Opamp, liest man in
(2) im Kapitel
"Die Ub/2-Referenz und der synthetische GND".
Für das Studium der verwendeten LinCMOS-Opamp konsultiere man die
Datenblätter von
Texas-Instruments. Wie
der Instrumentationsverstärker genau arbeitet, erfährt man ausführlich
in den drei Elektronik-Minikursen
(3),
(4) und
(5).
Mit IC:B1 und IC:B2 geht es um den nachfolgenden Verstärker mit
einstellbarer Verstärkung an P1, der dazu dient, die gesamte Verstärkung
der individuellen EMG-Spannung anzupassen. Man stellt mit P1 die
Empfindlichkeit der Schaltung ein. Wie diese Schaltung inklusive dem
einfachen TP-Filter aus R12 mit C4 und R15 mit C5 arbeitet, das der
Reduktion der Rauschspannung dient, liest man im Elektronik-Minikurs
(7) im Kapitel
"Filter gleich im Verstärker implementiert".
Ein EMG-Biofeedbackgerät: Wenn man die EMG-Ausgangsspannung an
Ua, bezogen auf die Referenzspannung Ux gleichrichtet, mit einem
einfachen RC-Integrator glättet und diese DC-Spannung mittels eines VCO
(Voltage-Controlled-Oscillator) in eine Frequenz wandelt, die man mit
einer einfachen Audioendstufe hörbar macht, steht einem ein einfaches
akustisches EMG-Biofeedbackgerät zur Verfügung. Wichtig ist, dass man
dafür sorgen muss, dass die Verstärkerschaltung eine "lupenreine" und
stabile Betriebsspannung erhält, sonst arbeitet sie, wegen der sehr
hohen maximalen Verstärkung, nicht stabil genug. Für einen solchen
Ausbau, ist der Leser selbst zur Tat aufgerufen. Ein solcher Inhalt
ist nicht Teil dieses Elektronik-Minikurses und aus Zeitgründen kann ich
dazu keine Unterstützung, ausser ein paar kleine Ratschäge bieten.
Es sind natürlich Alternativen, wie z.B. optische Feedbackmethoden
möglich. Der schlaue Programmierer nutzt diese Verstärkerschaltung,
liefert über einen AD-Wandler das verstärkte EMG-Signal zum Computer und
erstellt eine Software, mit der man x-beliebige Feedbackmethoden
realisieren kann. Es ist alles auch eine Frage der Fantasie...
Referenzspannung nicht nötig: Bild 2 zeigt die selbe Schaltung
noch einmal, allerdings mit dem Unterschied, dass sie nicht mit einer
positiven Betriebsspannung +Ub (single-supply), sondern mit einer
symmetrischen Betriebsspannung ±Ub (dual-supply) gespiesen wird. Dadurch
ändert sich einiges. Es braucht keine Schaltung um die Referenzspannung
Ux zu erzeugen. GND selbst übernimmt die Funktion der Referenz und
deshalb wird die Referenzelektrode, im Fachjargon auch Neutralelektrode
genannt, direkt mit GND verbunden. Mehr zum Thema Elektroden und wie man
sie auch billig selbst herstellen kann, liest man im Elektronik-Minikurs
(1) im Kapitel
"Elektroden" und teilweise auch etwas in den den folgenden
Kapiteln. Die Referenzelektrode am Schwanz des Affen in
Bild 6 ist
natürlich nur ein lustiges Beispiel. Es ist aber richtig, dass diese
Elektrode grossflächigen Kontakt mit der Haut haben sollte. Dieser
Übergangswiderstand sollte so niederohmig wie möglich sein, um ein hohes
Mass an Gleichtaktunterdrückung zu erzielen. Praktisch bedeutet dies,
dass weniger Störsignale wegen E-Felder auftreten. Es gibt dafür
spezielle Elektrodenbänder mit Klettverschluss, die man befeuchtet. Es
gibt aber auch grossflächige spezielle Klebelektroden, die natürlich,
wie alles in der Medizin, stets sehr teuer sind. Man kann für eher
spielerische Versuche auch einen kleinen
Metallstab
benutzen, der gut in die Hand genommen werden kann.
Wie bereits zu Bild 1 erwähnt, befasst sich ein weiterer wichtiger Link
(6) ganz besonders
mit dem Kondensator C1. Dies gilt hier in Bild 2 ebenso mit C6, der wie
C1 ein teilpolarisierter oder ein nichtpolarisierter Elko sein muss,
weil es für ihn, bei der symmetrischen Spannungsversorgung keine
DC-Vorspannung gibt. Man könnte diese DC-Vorspannung dadurch erreichen,
dass man C6 nicht mit GND sondern mit -Ub verbindet. Warum dies keine
gute Idee ist, erklärt ebenso
(6) mit Bild 1. Man kann
sich allerdings fragen, wozu braucht es überhaupt C6? Könnte man nicht
auf C6 verzichten und R16 direkt mit GND verbinden? Das kann man, wenn
man dafür sorgt, dass die Opamps vor der Schaltung mit IC:B1 sehr
niedrige eigene DC-Offsetspannungen haben. Liegen die aber im
"Normalbereich" preiswerter, hier LinCMOS-Opamps, würde wegen der
relativ hohen Summenverstärkung von den beiden Teilschaltungen mit IC:A4
und IC:B1, eine relativ hohe DC-Offsetspannung an Ua wirken und das
beeinträchtigt die maximale Aussteuerbarkeit der Signalsspannung u.U.
beträchtlich.
EMG-Vorverstärker Deluxe
Dieser EMG-Vorverstärker eignet sich für den professionellen Einsatz in
EMG-Messsystemen. Das Herzstück der Schaltung ist der integrierte
Instrumentationsverstärker INA111 (IC:A) von Burr-Brown mit
MOSFET-Eingangsstufen. MOSFETs sind auch genau das Richtige, wenn es
darum geht, was man im
INA111-Datenblatt
unter Applications liest, nämlich MEDICAL INSTRUMENTATION.
Da innerhalb dieses Kapitels weitere Bilder dazu kommen und es sich
dabei empfiehlt Bild 3 gleichzeitig präsent zu haben, sollte man Bild 3
in ein separates Browserfenster stellen. Man klicke gleich hier
Bild 3 mit
der linken Maustaste.
Wir wollen nun sehen, was die wesentlichen Unterschiede sind zu den
Schaltungen in den Bildern 1 und 2. Zur Realisierung der Verstärkung
gibt's nur einen einzigen Widerstand. Es ist im INA111-Datenblatt
RG (Figure 1: Basis-Connections). Bei einem
Wert von 500 Ohm ergibt das eine Verstärkung von 100. Diese 500 Ohm sind
in Bild 3 mit zwei Widerständen R11 und R12 aufgeteilt. Diese Aufteilung
macht Sinn, wenn man die Verstärkung möglichst exakt definieren will.
Die Anpassung ist leichter. Es macht auch Sinn, wenn man diesen
Schaltungsteil möglichst symmetrisch haben will, was das Risiko der
Einkopplung von Störsignalen zusätzlich reduziert. Diese Überlegung
spielt hier eine gewisse Rolle, weil parallel zu C3 noch zwei grüne LEDs
LD1 und LD2 antiparallel geschaltet sind. Es geht also darum,
Leiterbahnen von hochsensiblen invertierenden Opamp-Eingängen so kurz
wie möglich zu halten, - übrigens eine generelle Empfehlung für alle
Schaltungen mit Opamps!
Wozu sollen diese LEDs an dieser Stelle gut sein?! So etwas Kurioses hat
man doch kaum irgendwo schon gesehen. Kann schon sein. Ich weiss es
nicht. Wie man im Datenblatt sieht, darf man den INA111 zwischen ±6 VDC
bis ±18 VDC speisen. Die Datenblattspezifikationen gelten für typisch
±15 VDC. Abweichungen sind aber unproblematisch. Ich setze diese
Schaltung mit ±9 VDC ein. Falls jemand auf die Idee kommt, nein es sind
nicht zwei 9V-Blockbatterien. Diese ±9 VDC haben sich aus dem gesamten
Umfeld ergeben und stammen aus einem Netzteil. Wenn +Ue oder/und -Ue
nicht über die Signalelektroden und dem menschlichen elektrischen
Körperwiderstand mit der Referenzelektrode mit GND verbunden sind, dann
stellt sich an diesen offenen Eingängen eine Spannung ein, welche durch
das augenblicklich vorhandene elektrische Feld (E-Feld) bestimmt wird.
Dies ist so, weil die Eingangswiderstände des INA111 extrem hochohmig
sind. Solche Spannungen an +Ue und -Ue werden aber durch die
Überspannungsschutzschaltung (T1 bis T4) auf die Werte der
Betriebsspannungen von ±Ub ±0.7V (Diodenflussspannung) begrenzt. Dadurch
sind die Eingänge des INA111 geschützt.
Teilbild 4.1 zeigt einen kleinen Ausschnitt aus Bild 3 mit dem INA111.
Die beiden Teilbilder 4.2a und 4.2b zeigen die inneren Details der
Eingangsstufe des INA111 mit den beiden Opamps am Eingang. Wir
betrachten an diesen Schaltungen, was an C3 passieren kann, wenn die
Eingänge von +Ue und -Ue (Bild 3) nicht oder nicht richtig angeschlossen
sind.
Teilbild 4.2a: Die beiden extrem hochohmigen nichtinvertierenden
Eingänge der beiden Opamps A1 und A2 sind offen und das umgebenden
E-Feld bewirkt zufällig, dass der nichtinvertierende Eingang von A1 eine
negative DC-Spannung erhält. Solange diese Spannung im Gleichtaktbereich
liegt, liegt am invertierenden Eingang von A1 die virtuelle Spannung mit
dem selben Wert und der selben Polarität, weil die Differenzspannung
zwischen den beiden Eingängen 0 V betragen muss. Bewirkt das E-Feld am
nichtinvertierenden Eingang von A1 eine Spannung die den
Gleichtaktbereich übersteigt, stellt sich am invertierenden Eingang von
A1 eine Spannung ein, die knapp den Wert von -Ub hat, dies allerdings
mit einem Quellwiderstand, der dem Gegenkopplungswiderstand von 25 k-Ohm
entspricht. Wir nehmen weiter an, dass mit A2 exakt das selbe passiert,
jedoch durch den Einfluss eines positiven E-Feldes. Die Spannung am
invertierenden Eingang von A2 hat beinahe den Wert von +Ub, und dies
ebenfalls mit einem Quellwiderstand von 25 k-Ohm. R11 und R12 werden
hier nicht berücksichtigt, weil diese eh sehr niederohmig sind bei hohen
Verstärkungswerten. In diesem Fall haben wir an C3 eine inverse Spannung
von etwa ±Ub, bzw. 2*Ub. Diese viel zu hohe Inversspannung kann man
leicht mit einer LED LD1 vermeiden, die man zum Elko C3 parallel
schaltet. Nimmt man eine grüne LED, dann liegt die LED-Spannung bei etwa
2 VDC. Die Inversspannung über C3 beträgt also etwa 2 VDC. Geht das? Ja
und zwar dauerhaft, wenn man einen Elko verwendet, wie er in
(6) vorgestellt wird,
vorausgesetzt, dass seine Nennspannung mindestens 6 VDC beträgt. Die
Inversspannung darf 30% von der Nennspannung betragen. Natürlich kann
man auch echte nicht polarisierte Elkos verwenden, die ebenfalls in
(6) beschrieben sind.
Teilbild 4.2b: Die Situation des Einflusses durch ein E-Feld ist
umgekehrt, wodurch C3 eine richtig gepolte Spannung erhält. Allerdings
kann diese Spannung mit beihnahe 2*Ub sehr gross sein. Das bedeutet eine
entsprechend hohe Nennspannung des Elko und wenn auch noch eine hohe
Kapazität zum Einsatz kommen soll, sind die mechanischen Abmessungen
auch entsprechend gross. Dies vermeidet man ganz einfach mit einer
zweiten grünen LED LD2, antiparallel geschaltet zur LED LD1. Damit
reduziert sich die Nennspannung von C3 ebenfalls auf 2VDC. Das hält die
mechanischen Abmessungen des Elko klein. Diese beiden LEDs eignen sich
auch beim Einsatz eines nichtpolarisierten Elko C3.
Wir stellen uns jetzt die Frage, funktioniert denn dieser Trick mit den
antiparallel geschalteten LEDs überhaupt? Und wenn ja, könnte man nicht
ebenso gut "gewöhnliche" Kleinsignaldioden verwenden? Eins nach dem
anderen. Wenn die Anschlüsse der Signalelektroden +Ue und -Ue und die
Referenzelektrode richtig angeschlossen sind, ist das kein Problem.
Antwort gibt uns Elektronik-Minikurs
(3) im Kapitel
"Instrumentationsverstärker für Wechselspannungen". Wichtig dazu
sind Bild 8 und die beiden nachfolgenden Abschnitte. Die DC-Spannungen,
welche zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten (Haut- oder
Muskelgewebe) entstehen, werden zum grossen Teil kompensiert, weil die
Metalle der Elektroden stets die selben sein müssen. Die
Eingangs-DC-Spannung liegt zwischen +Ue und -Ue in der Regel noch bei
wenigen 10 mVDC. Diese DC-Offsetspannung liegt auch an C3. Die Polarität
dieser Spannung ist dabei zufällig davon, welche der beiden
Signalelektroden die etwas höhere DC-Spannung erzeugt. Will man also
sicher sein, dass diese DC-Spannung, wie es sein sollte, an A1 und A2
(Bild 4) nur mit dem Faktor 1 verstärkt wird, muss man dafür sorgen,
dass durch die LEDs kein Strom fliessen kann. Dem ist garantiert auch
so, weil die LED-Spannung mindestens 20 mal höher ist als die restliche
biochemisch erzeugte DC-Offsetspannung, falls diese im schlimmsten Fall
gleich 100 mVDC betragen würde. Bei stark unterschiedlich "verwitterten"
Elektroden, könnte der Spannungsunterschied allerdings auch grösser
sein. Selbst dann, sperren auch rote LEDs mit nur 1.6 V
Diodenflussspannung noch immer ausreichend genug. Normalerweise wird die
Flussspannung einer roten LED mit 1.8 V angeben. Das gilt jedoch für den
Normstrom, der meist bei 20 mA liegt. Dies ist hier nicht der Fall, der
LED-Strom beträgt weniger als 1 mA. Im Übersteuerungsfall leuchten diese
LEDs auch nur ganz schwach, ausser man nimmt dafür extra die teureren
Lowcurrent-LED. Damit hätte man gleich noch einen optischen
Übersteuerungsindikator, wenn der Blick auf den Print frei ist. Jetzt
kommt die Antwort auf die Frage, ob "gewöhnliche" Kleinsignaldioden
ebenso genügen. Unter Einbezug einer Worstcase-Betrachtung, eher nicht,
weil die Diodenflussspannung mit 0.65 V doch etwas niedrig ist. Falls
die DC-Offsetspannung auch nur schon einen ganz kleinen Strom durch die
Dioden fliessen lässt, würde die DC-Verstärkung dramatisch zunehmen und
dies hätte eine hohe DC-Offsetspannung am Ausgang des
Instrumentationsverstärkers zur Folge.
Wir kommen zum Thema Überspannungsschutz (Bild 3: T1 bis T4). Es ist mit
einer Aussnahme alles im Elektronik-Minikurs
(8) beschrieben. Der
Grund warum Transistoren als preiswerte und deshalb auch leicht
erhältliche Picoampere-Dioden zum Einsatz kommen, wird hier in
Zusammenhang mit der intramuskulären EMG-Anwendung (iEMG) erläutert. In
(8) liest man im Kapitel
"Warum Transistoren anstelle von Dioden", dass man bei der
Verstärkung und Messung quasistationärer DC-Spannungen das Problem haben
kann, dass eine Verfälschung durch zu hohe Sperrströme enstehen können,
wenn der Quellwiderstand nicht gerade niederohmig ist. Dazu kommt, dass
der zu hoher Sperrstrom von Kleinsignaldioden zu den sehr kleinen Bias-
und Offsetströmen eines INA111 generell nicht passt. Deshalb eignen sich
pA-Dioden eben besser als Kleinsignaldioden. Ein zu hoher Sperrstrom hat
auch einen reduzierten Eingangswiderstand zur Folge und das kann
besonders dann problematisch werden, wenn man auf Grund von hochohmigen
Spannungsquellen (iEMG) gerade erst recht einen hochwertigen
Instrumentationsverstärker verwenden will, der selbst extremst hochohmig
ist. Wir betrachten dieses Problem an Bild 5:
Teilbild 5.1 zeigt an einer vereinfachten Schaltung mit einem Opamp die
Situation mit den Dioden D1 und D2. Der Sperrstrom Is für eine
1N914-Diode beträgt bei 15 VDC etwa 25 nA bei 25 °C. An Ue angeschlossen
ist eine AC-Spannungsquelle mit einer kleinen Spannung. Der
Quellwiderstand Ri ist mit 1 M-Ohm hochohmig. 15 VDC über einem Bauteil,
das einen Strom von 25 nA verursacht, hat einen Widerstand von 600
M-Ohm. Das kommt auf das selbe raus, wie wenn zwischen Ue und +Ub und
zwischen Ue und -Ub je ein Widerstand von 600 M-Ohm platziert ist, wie
dies Teilbild 5.2 zeigt. Diese beiden Widerstände muss man allerdings,
bezüglich dem Eingangswiderstand der Schaltung, parallel addieren.
Daraus folgt ein Eingangswiderstand an Ue von 300 M-Ohm. Für einen
Quellenwiderstand einer AC-Spannungsquelle (Teilbild 5.1) von 1 M-Ohm
wäre dieser Eingangswiderstand allerdings noch immer sehr hochohmig. Man
muss aber bedenken, dass sich der maximale Sperrstrom von 25 nA auf 25
°C bezieht. Beim Extremwert von 150 °C ist dieser Sperrstrom mit 50 µA
2000 mal grösser. Das bedeutet, dass die Strombeeinflussung und damit
die Beeinflussung des Eingangswiderstandes, durch Änderungen im
niedrigen Temperaturbereich, je nach Anwendung, nicht zu vernachlässigen
sind.
Dazu kommt noch: Ein Eingangswiderstand mit "nur" etwa 300 M-Ohm ist so
niederohmig, dass die Einwirkung eines DC-E-Feldes bei offenem Eingang
nur eine sehr kurzzeitige Wirkung zeigt, wie dies im Text zu Bild 4
beschrieben ist. Wenn pA-Dioden zum Einsatz kommen, dann ist die Wirkung
signifikant, und das bedeutet, dass C3 (Bild 3) dadurch aufgeladen
werden kann und die Spannung länger anhält. Die Funktion dieser
pA-Dioden wird von den Transistoren T1 bis T4 in Bild 3 übernommen.
Noch etwas anderes. Exemplarstreuungen bezüglich der Sperrströme der
beiden Dioden D1 und D2 erzeugen eine erhebliche DC-Offsetspannung am
nichtinvertierenden Eingang eines Opamp mit extrem hochohmigen
MOSFET-Eingängen, wobei eine DC-Spannung nur mit Verstärkung 1 (Teilbild
5.1) verstärkt wird. Diese DC-Offsetspannung wirkt sich besonders dann
aus, wenn an Ue keine Spannungsquelle angeschlossen ist. Teilbild 5.3
zeigt dies. Diese angebenen Strom- und Spannungswerte sind nur ungfähr,
weil Dioden auch im Sperrstrombereich, in Funktion der Spannung,
nichtlinear sind. So beträgt im vorliegenden Beispiel die
DC-Offsetspannung etwa +5 VDC, wenn an Ue keine Quelle anliegt. Hat es
jedoch eine Spannungsquelle mit einem Innenwiderstand Ri von z.B. 1
M-Ohm reduziert diese DC-Offsetspannung auf etwa +10 mVDC.
Schirmtreiber: Es geht dabei darum, dass die Kapazität zwischen
dem Leiter, der das EMG-Signal zum Vorverstärker überträgt, und der
Abschrimung neutralisiert wird. Tut man dies nicht und die
AC-Spannungsquelle ist sehr hochohmig, wie dies im Falle der Messung von
iEMG-Signalen zutrifft, wird die Frequenzbandbreite massiv reduziert
und auch nur eine annähernde Reproduktion der MUAPs
(1) ist nicht möglich.
Wenn die iEMG-Quelle beispielsweise einen Quellwiderstand von 500 k-Ohm
hat und die Kapazität zwischen Leitung und Abschirmung beträgt 150 pF,
resultiert eine Grenzfrequenz von etwa 2 kHz. Diese Bandbreite eignet
sich längst, wenn es nur darum geht den Mittelwert einer EMG-Spannung zu
messen. Für eine approximative MUAP-Reproduktion sollten es etwa 5 kHz
sein, je nachdem ist es besser mit 10 kHz oder mehr. Mittels
Neutralisation der Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung
verzehnfacht sich die Bandbreite oder mehr. Wieviel man wirklich
erreicht, kommt auch sehr auf einen kapazitätsarmen Aufbau der Schaltung
bis zu den Anschlusskontakten an.
Diese Neutralisierung erreicht man, in dem man die EMG-Spannung,
konvertiert auf eine niedrige Impedanz mittels Impedanzwandler, auf die
Abschirmung schaltet. Solange beide Spannungen die selben Werte und die
selbe Phasenlage haben, existiert die Kapazität zwischen Leiter und
Abschirmung nicht, weil durch diese Kapazität kein Strom fliessen kann.
Trotzdem wirkt die Abschirmung gegen äussere störende E-Felder genauso,
weil die Impedanz auf der Abschirmung ähnlich niederohmig ist, wie wenn
diese mit GND verbunden wäre. Diese Methode ist in kurzen Zügen in
(1) im Kapitel
"Ein EMG-Messgerät (Blockschaltbild)" thematisiert. Mehr
schaltungstechnische Details erfährt man hier in Bild 6 in Bezug mit der
Hauptschaltung in Bild 3:
In Teilbild 6.1 sieht man die einfache EMG-Messmethode mittels
zweiadrigem abgeschirmten Kabel. Wie bereits erläutert mit dem Nachteil
der relativ hohen Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung. Da diese
Methode jedoch nur dazu dient EMG-Mittelwerte zu erfassen und die
Elektroden für die Hautoberfläche in Relation zu Drähtchenelektroden
relativ grossflächig sind, ist die Frequenzbandbreite hier unkritisch.
Teilbild 6.2 zeigt als Blockschaltbild die Methode der Neutralisation
zwischen Leiter und Abschirmung. Ein EMG-Signal erreicht den
nichtinvertierenden Eingang eines Opamp, der Teil eines
Instrumentationsverstärkers ist. Der invertierende Eingang, der
allerdings die selbe Spannung und Phasenlage wie das ankommende
EMG-Signal haben muss, gelangt über den Impedanzwandler Z zur
Abschirmung. Man benutzt vorzugsweise dazu nicht das originale
EMG-Signal, damit dieses nicht noch zusätzlich belastet wird. Es sei,
man beutzt für Z eine hochwertige Schaltung, die ebenfalls eine sehr
hohe Eingangsimpdanz hat und sehr niedriges Rauschen produziert. Gerade
wegen dem Rauschen ist das nicht so einfach. Darum also die Methode der
Anzapfung am invertierenden Eingang. Wir wissen jetzt, dass es wichtig
ist, dass innerhalb der EMG-Bandbreite Spannung und Phasenlage
übereinstimmen müssen. Ganz besonders was die Phasenlage betrifft, ist
es wichtig, dass die Frequenzbandbreite des Verstärkers sehr viel
grösser ist, als die Frequenzbandbreite des EMG-Signals. Dies ist
eindeutig der Fall, wenn man den INA111 mit einer Verstärkung von 100
einsetzt, weil dann die Grenzfrequenz noch immer 450 kHz beträgt. Bei
einer Verstärkung von 1000 wären es nur noch 50 kHz und dies wäre
zuwenig.
Wir kommen jetzt zu den beiden sogenannten Schirmtreibern, die
Impedanzwandler Z, realisiert mit den T5 und T6, in Bild 3. Diese beiden
Schaltungen treiben die Abschirmungen mit niederimpedanten EMG-Signalen.
Warum so einfache Schaltungen mit Transistoren und erst noch solche die
universell und billig sind? Genau diese Frage stellte ich mich, als ich
diese Schaltungen untersuchte, als ich es zuvor mit rauscharmen Opamps
probiert habe. Das Problem ist, dass auch bei rauscharmen Opamps, die
Rauschspannung der Ausgangsstufen dieser Opamps nicht speziell niedrig
sind. Aber genau das braucht es, wenn ein solcher Ausgang mit der
Abschirmung verbunden werden muss. Ist die Rauschspannung der
Ausgangsstufe zu hoch, koppelt sich diese Spannung in den Leiter mit der
EMG-Spannung und das verschlechtert messbar den Signal/Rausch-Abstand
der ganzen Schaltung. Mit dieser einfachen diskreten
Impedanzwandlerstufe mit T5 (T6), stellte ich fest, dass es die
Rauschspannung nicht signifikant verschlechtert. Man könnte den
Kollektor von T5 (T6) direkt mit +Ub verbinden, nur wäre dann der
Schirmtreiber nicht kurzschlussfest. Ein Kurzschluss zwischen
Abschirmung und GND könnte T5 (T6) zerstören. C1 (C2) sorgt für niedrige
Impedanz am Kollektor und das unterstützt die Stabilität der ganzen
Schaltung.
Wir kommen noch einmal kurz zurück zu den abgeschirmten Leitungen und
betrachten Bild 7:
Das Blockschaltbild von Teilbild 6.2 ist hier in Teilbild 7.1 noch
einmal wiederholt, um es zum Vergleich zum Blockschaltbild in Teilbild
7.2 gegenüber zu stellen. Ich bin überzeugt, dass einigen Lesern jetzt
die Frage auf der Zunge brennt, ob man denn, wenn es darum geht die
Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung zu neutralisieren, wirklich
zwei abgeschirmte Leitungen, also eine abgeschirmte Stereoleitung
benötigt, wie man dies schliesslich bei Audioanlagen gewohnt ist. Ja,
so ist es! Und warum, sollte jetzt eigentlich klar sein...
Trotzdem ich verstehe die Verunsicherung, denn in fast jedem Datenblatt
zu einem intergrierten Instrumentationsverstärker sieht man die
Applikation, wie sie Teilbild 7.2 zeigt. Nur will man damit etwas ganz
anderes erreichen. Die Kapazitäten zwischen den Leitern und der
gemeinsamen Abschirmung sind nicht exakt gleich und dies verschlechtert
die Eigenschaft der Gleichtaktunterdrückung der gesamten Schaltung, wenn
die Impedanz der zu messenden Quelle relativ hochohmig ist. Die
Schaltung in Teilbild 7.2 kompensiert diesen Fehler. Der
Hinweis"Das funktioniert nicht!" über Teilbild 7.2 bezieht
sich auf die Neutralisation der Kapazität zwischen Leiter und
Abschirmung, wenn es darum geht, die Frequenzbandbreite des
Eingangssignales möglichst zu erhalten.
Es sei hier jedem Leser selbst die Aufgabe gestellt, durch das
Nachvollziehen der Signale, heraus zu finden, warum in Teilbild 7.2 die
Neutralisierung der Kapazität nicht möglich sein kann. Man muss seine
Gedanken bloss auf die beiden Widerstände R?1 und R?2 fixieren und es
ist wirklich ganz einfach. Die Fragezeichen mögen anregen über die Werte
dieser Widerstände nachzudenken...
Nachdem wir uns ergiebig mit der Eingangsbeschaltung befasst haben,
interessiert uns in
Bild 3
noch die Schaltung nach dem Ausgang des INA111. Es folgt ein passives
HP-Filter mit einer Grenzfrequenz von nur 0.3 Hz, bestehend aus C4 und
R13. Diese niedrige Grenzfrequenz gibt's nur dann, wenn der Wert von R13
durch den Innenwiderstand der nachfolgenden Schaltung nicht reduziert
wird. Dies trifft mit dem angedeuteten Beispiel mit IC:B zu. Wozu
benötigt man dieses HP-Filter und warum bei dieser niedrigen Frequenz?
Da die Gesamtverstärkung eines EMG-Messgerätes leicht bis 20'000
betragen kann, ist es wichtig, dass selbst am Ausgang des Vorverstärkers
möglichst keine DC-Offsetspannung anliegt. Bei einer weiteren
Verstärkung von bis zu 200 kann aus z.B. 5 mVDC leicht 1 VDC entstehen.
Ob man dieses HP-Filter wirklich benötigt, kommt ganz auf die Art der
weiteren Schaltung drauf an. Die HP-Grenzfrequenz muss so niedrig
gewählt werden, dass die eigentlich dimensionierte und erwünschte
System-HP-Grenzfrequenz nicht signifikant durch C4*R13 beeinflusst wird.
INA111 gestattet am Ausgang mit 1000 pF eine relativ hohe Kapazität.
Siehe INA111-Datenblatt. Eine Kapazität im 100pF-Bereich braucht es
schnell, wenn zwischen EMG-Vorverstärker und der nachfolgenden
Schaltungen eine lange abgeschirmte Leitung wirkt. R14 wirkt zusätzlich
dem Risiko unerwünschter Oszillationen entgegen. Der einfache
Überspannungsschutz mit D1 und D2 am Ausgang ist keineswegs übertrieben.
Wenn man selbst elektrostatisch aufgeladen ist, man hantiert mit dem
Verbindungskabel und es kommt zufällig zur nur schon beinahen Berührung
mit dem Signal am Stecker, könnte ohne diese D1-D2-Massnahme der INA111
durchaus zerstört werden. Der Leser möge selbst entscheiden, ob er
selbst auch solche Worstcase-Betrachtungen anstellen will. Ich denke, es
lohnt sich, weil der damit verbundene zusätzliche Aufwand sehr gering
ist.
Filterschaltungen, kritisch betrachtet
Um zu vermeiden, dass die elektrochemischen quasistationären
DC-Spannungen zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten des
organischen Gewebes mitverstärkt werden, braucht man ein HP-Filter und
wie das gemacht wird, wissen wir bereits. Zu sehen ist dies noch einmal
als Ausschnitt im Teilbild 8.1. Einen bereits ebenso bekannten kleinen
Nachteil besteht darin, dass man einen speziellen Alu-Elko braucht, der
eine gewisse inverse DC-Spannung zulässt oder man setzt einen
nichtpolarisierten Elko ein. Warum diese Methode, wegen dem speziellen
Alu-Elko, in Teilbild 8.1 nur ein kleiner Nachteil ist, werden wir
gleich sehen.
Teilbild 8.2 zeigt uns eine Hochpass-Alternative. Diese Methode wird in
Figure 9 im INA111-Datenblatt empfohlen. Der erste Nachteil dieser
Methode besteht darin, dass man zwei passive HP-Filter braucht und dazu
gesellt sich gleich der zweite Nachteil, denn die Grenzfrequenzen der
beiden HP-Filter müssen sehr genau übereinstimmen. Ist dies nicht der
Fall, verschlechtert sich sehr empfindlich die Gleichtaktunterdrückung
und dies nicht nur in der Nähe der HP-Grenzfrequenzen. Es sind gleich
zwei Effekte, welche die Gleichtaktunterdrückung reduzieren. Es sind die
nur schon geringen Pegelunterschiede und die Phasenunterschiede, welche
noch weit weg von der HP-Grenzfrequenz im Übertragungsbereich liegen
können. Drittens kommt dazu, dass die notwendigen Widerstände R1 und R2
zwecks Referenzbildung für die beiden Eingänge, den sehr viel höheren
Eingangswiderstand der Eingänge des Instrumentationsverstärkers zunichte
machen. Zum vierten Nachteil: Wählen wir für R1 und R2 je einen Wert von
10 M-Ohm, dann bekommt man sicher noch Widerstände mit einer Toleranz
von 1 %. Für eine HP-Grenzfrequenz von z.B. 10 Hz, müsste man für C1 und
C2 je einen Wert von 1.5 nF einsetzen. Man muss dabei hochwertige
Polystyrol-Kondensatoren einsetzen, die eine hohe Kapazitätestabilität
und bestenfalls Toleranzen von 1 % haben. Es ist aber gar nicht mehr so
einfach solche einprozentige Kondensatoren zu bekommen. Auf keramische
Kondensatoren muss man wegen der hohen Piezoempfindlichkeit verzichten,
weil die Eingänge, wegen der hohen Verstärkung, sehr empfindlich sind.
R1, R2 und C1, C2 können im ungünstigsten Fall, mit einprozentigen
Komponenten, eine gemeinsame Maximaltoleranz von 4 % haben und das wirkt
sich auf die Symmetrie der beiden HP-Filter und dies vor allem auf die
Gleichtaktunterdrückung sehr ungünstig aus. Soviele Nachteile in
Teilbild 8.2, da bleiben wir doch lieber gleich bei Teilbild 8.1, wo ein
einziges HP-Filter sich auf beide Opamps am Eingang des
Instrumentationsverstärker gleichermassen auswirkt!
Es gibt noch einen andern verführerischen Trick um sich von der Methode
Teilbild 8.1 zu verabschieden. Es ist die Schaltung in Teilbild 9.1,
entsprechend Figure 11 im INA111-Datenblatt. Diese Schaltung ist dann
hervorragend, wenn man direkt am Ausgang des Instrumentationsverstärkers
eine besonders niedrige DC-Offsetspannung haben will. Eine
DC-Spannung wird regeltechnisch wegkompensiert. Bei DC-Spannung
arbeitet der Opamp IC:B praktisch mit seiner vollen sehr hohen inneren
Verstärkung (Open-Loop-Gain). Die GND-Referenzierung erfolgt am
nichtinvertierenden Eingang von IC:B, der als aktiver Integrator
(aktives TP-Filter erster Ordnung) arbeitet. Weil das TP-Filter
invertierend arbeitend in einer Gegenkopplung wirkt, resultiert in der
Gesamtschaltung ein HP-Filter.
Wo ist jetzt aber der Haken bei dieser Applicationnote aus dem
INA111-Datenblatt? Wir betrachten dazu Teilbild 9.2, dessen Schaltung
prinzipiell die von Teilbild 9.1 wiederholt, jedoch differenzierter
dargestellt ist. Die Opamp-Bezeichnung mit IC:A1 bis IC:A4 deutet an,
dass man die selbe Schaltung auch mit einem einzigen billigen
Quad-Opamp, z.B. TL074, realisieren kann. Allerdings ohne die hohen
Qualitäten des INA111 zu erreichen! Was passiert wenn eine DC-Spannung
zwischen -Ue und +Ue so gross ist, dass die Verstärkung von IC:A1 und
IC:A2 ihre Ausgänge in die Begrenzung steuert, also die maximale
Spannung, durch ±Ub begrenzt, anliegt? In diesem Sättigungszustand geht
nichts mehr. Es kann kein AC-Signal (EMG-Signal) mehr verstärkt werden
und die Gleichktaktunterdrückung arbeitet auch nicht mehr richtig. Genau
das kann wegen den bekannten und unerwünschten DC-Spannungen bei
EMG-Messungen auftreten. Daher eignet sich auch diese
DC-Kompensationsmethode nicht und es empfiehlt sich ein weiteres
Mal die schaltungstechnisch einfache Methode von Teilbild 8.1, bei der
es auch keinen zusätzlichen Opamp braucht.
Ein paar technische Daten zu Bild 3
Da die Schaltung in Bild 3 vielseitig mit weiteren Schaltungen eingesetzt werden kann, beschränken sich hier die technischen Daten auf wenige Messwerte betreffs Rauschspannungen bezogen auf den Eingang. Die Messungen erfolgten mit einem abgeschirmten Stereokabel mit einer Länge von je 1.8 Meter und einer Kapazität von je 180 pF. Als Rauschquellen dienten einfache Metallfilmwiderstände in einem abschirmenden Gehäuse mit ausreichend grossen Abständen, damit zwischen diesen Widerständen und dem Metallgehäuse eine möglichst niedrige Kapazität vorliegt. Dargestellt ist diese Anordnung in Bild 10:
Die Rauschspannungen und ganz besonders die Wirkung der Neutralisation der Kapazität (Frequenzbandbreite), sind vom Aufbau der Schaltung in Bild 3 abhängig. Ein besonders kapazitätsarmer Aufbau erzeugt die besten Werte bezüglich Frequenzbandbreite. Eine erreichte Bandbreite von mehr als 20 kHz ist für intramuskuläre EMG-Messungen mehr als ausreichend.
Erste Stufe stärker als die zweite
Beim Betrachten von Datenblättern stellt man in der Regel fest, dass bei einem Instrumentationsverstärker mit hoher Verstärkung stets die erste Stufe die gesamte Verstärkung übernimmt. Die zweite Stufe, welche die verstärkte symmetrische Eingangsspannung zur asymmetrischen Spannung umsetzt, verstärkt nur mit einem Faktor von 1. Diese Art der Aufteilung der Verstärkung hat sehr praktische Gründe, welche in diesem Kapitel thematisiert werden. Solches habe ich bisher noch in keinem Buch gelesen, jedoch ist diese Tatsache, aus der Praxis hergeleitet, einleuchtend und leicht nachvollziehbar. Auch der hier thematisierte INA111 macht keine Ausnahme:
Teilbild 11.1 zeigt das Anschlussschema des INA111 und Teilbild 11.2 das Blockschaltbild davon, bestehend aus drei Opamps. Stufe 1 bildet den Differenzverstärker mit den hochohmigen Eingängen, der eine niedrige aber auch sehr hohe Verstärkung ermöglicht. Bei einer Verstärkung von 1000 beträgt die Frequenzbandbreite immer noch 50 kHz. Der verstärkerbestimmende Widerstand RG hat dabei einen Wert von 50 Ohm. Aus der 1%-Widerstandsreihe ist dies ein Widerstand mit 49.9 Ohm.
Bild 12 zeigt einen signifikanten Vorteil in Bezug auf die Unterdrückung
der Gleichtaktspannung, wenn die erste Stufe den Löwenanteil der
Gesamtverstärkung übernimmt. Einfacher für die Erklärung ist es, wenn
nur die erste Stufe, wie im Fall des INA111, alleine verstärkt.
Teilbild 12.1 illustriert den Gegentaktbetrieb, wobei Stufe 1 mit einer
Verstärkung von 200 arbeitet. Die Verstärkung ergibt sich aus dem
Quotienten aus zwei mal R2 geteilt durch R1, wie die Formel unter der
Tabelle zeigt. Bei so hohen Verstärkungen kann man "1+" getrost
vernachlässigen, weil der Rechenfehler sehr niedrig ist. Zeile 1 in der
Tabelle zeigt eine differenzielle symmetrische Eingangsspannung von 20
mV (+10 mV und -10 mV). Aus der Verstärkung der Stufe 1 resultiert eine
differenzielle und symmetrische Ausgangsspannung zwischen +Ue' und -Ue'
von 4 V. Da Stufe 2 mit einem Faktor von 1 verstärkt, resultiert an Ua
eine asymmetrische Ausgangsspannung von ebenfalls 4 V.
Die Zeilen 2 bis 4 zeigen weitere Beispiele, wobei ein interessanter
Effekt auffällt. Selbst dann, wenn die Eingangsspannung stark
asymmetrisch ist (Zeile 2: +10 mV und 0 mV), ist das Resultat an +Ue'
und -Ue' mit ±1 V trotzdem symmetrisch. Allerdings gilt das nur für die
relativ grobe Betrachtung und bei relativ hoher Verstärkung, aber das
genügt auch meist in der Praxis. Tatsächlich ist es so, dass -Ue' um 10
mV positiver ist als +Ue'. Was sich zwischen Zeile 1 und Zeile 2
signifikant ändert, ist die differenzielle Ausgangsspannung der Stufe 1,
reduziert auf den halben Wert von 2 V, weil eingangsseitig ebenfalls nur
die halbe differenzielle Spannung von 10 mV anliegt. Darauf kommt es an.
Wenn die Verstärkung der Stufe 1 niedrig ist, wirkt sich eine Asymmetrie
der differenziellen Eingangsspannung relativ zur Asymmetrie der
differenziellen Ausgangsspannung stärker aus. Das ist im
Elektronik-Minikurs
Echter Differenzverstärker III
ab Kapitel "Teil 1: Die Eingangsstufe" thematisiert.
Teilbild 12.2 illustriert den Gleichtaktbetrieb, wobei Stufe 1 ebenfalls
mit einer Verstärkung von 200 arbeitet. Alle vier Zeilen in der Tabelle
zeigen Gleichtaktspannungen und alle haben zur Folge, dass die Stufe 1
anstelle der Verstärkung von 200 nur mit 1 arbeitet. Das kommt davon,
dass nicht nur die virtuellen Eingangsspannungen identisch sind mit den
echten Eingangsspannungen, auch diese untereinander sind sich gleich. Es
gilt: -Ue = -UeV, +Ue = +UeV und -Ue = +Ue. Das bedeutet, dass an R1
keine Spannung anliegt und deshalb durch R1 auch kein Strom fliessen
kann. Das kommt auf dasselbe raus, wie wenn im Gegentaktbetrieb R1
fehlt. Deshalb ist R1 punktiert gezeichnet.
So ideal ist die Realität auch hier nicht ganz, weil auch noch so
geringe DC-Eingangs-Offsetspannungen/ströme eine gewisse parasitäre
Rolle spielen, die auffallen, wenn die Eingangsspannungen klein sind.
Trotzdem ist diese Wirkung vorhanden und unterstützt die
Gleichtaktunterdrückung, dessen Aufgabe der Stufe 2 zugedacht ist,
erheblich.
Ein paar Worte zu den R3-Widerständen bei der Stufe 2. Die '1' im
Widerstandssymbol deutet an, dass es engtolerierte Widerstände mit einer
Präzision von maximal ±1 % sein müssen. Wesentlich bessere
Gleichtaktunterdrückung erreicht man allerdings mit dem Ableich von
einem der R3-Widerstände. Anstelle dieses R3-Widerstandes kommt ein
Trimmpotmeter und ein in Serie geschalteter Widerstand zur Anwendung.
Diese Kombination unterstützt eine hervorragende Feinabstimmung.
Bild 1
mit IC:A3 und TP1 illustriert dies. In integrierten
Instrumentationsverstärker sind diese Widerstände lasergetrimmt. Das
kostet selbstverständlich seinen Preis.
Es gibt allerdings einen praktischen Grund die Gesamtverstärkung eines
Instrumentationsverstärkers in Stufe 1 und 2 aufzuteilen, wobei es aus
einem bereits beschriebene Grund sinnvoll ist, den grösseren
Verstärkungsanteil auf die Stufe 1 zu setzen. Bleiben wir mit Bild 13
bei der selben Gesamtverstärkung von 200. Teilbild 13.1 zeigt eine
Aufteilung der Verstärkung von 40 (Stufe 1) und 5 (Stufe 2). Die
unterstützende Wirkung der Stufe 1 betreffs Gleichtaktunterdrückung ist
dadurch schwächer. Sinn macht eine solche Aufteilung der
Gesamtverstärkung dann, wenn Stufe 1 betreffs Frequenzbandbreite, wegen
unzureichender Frequenzbandbreite bei Einheitsverstärkung
(Unitygain-Bandwidth), nicht genügt.
Weil dieses Problem genauso einfache Verstärkerschaltungen mit Opamps
betrifft, gilt auch hier die Aufteilung einer Gesamtverstärkung auf zwei
oder mehrere Opamps. Teilbild 13.2 zeigt dies am Beispiel des
Oldy-Opamp
LM741,
der aber, nichts desto trotz, noch immer bei Distrelec und Farnell
sogar RoHS-konform problemlos erhältlich ist (Datum: 12.2010).
Die einfache Verstärkerschaltung in Teilbild 13.21 erzeugt mit nur einem
741er eine Verstärkung von 1000. Das ist problemlos machbar, wenn eine
Frequenzbandbreite von 1.5 kHz ausreicht. Für den Audiobereich wohl eher
nicht. Da sich in der Bastelkiste noch haufenweise 741er aufhalten, also
los, man baut sich eine zweistufige Verstärkerschaltung und teilt die
Gesamtverstärkung in zwei gleich grosse Teile von je einem Faktor von
31.623 auf. So genau kommt's ja nicht drauf an und wir runden auf je 32
auf. Die Unity-Gain-Bandbreite (UGBW) des LM741 beträgt 1.5 MHz.
Dividiert durch die Verstärkung von 32, gibt das eine Frequenzbandbreite
von 47 kHz bei einer Dämpfung von 3 dB. Da sich die selbe Dämpfung
beider Teilschaltungen addieren, beträgt die Dämpfung der ganzen
Schaltung 6 dB bei 47 kHz. Bei der üblich definierten 3dB-Bandbreite,
beträgt diese immerhin etwa 30 kHz. Mehr als ausreichend für
Audioanwendungen.
Etwas mehr zu diesem Thema in einem andern Elektronik-Minikurs, wobei es
geht dort um die Kombination von zwei Opampverstärkerstufen, die beide
je auch noch eine einfache Tiefpassfilterfunktion haben. Wie diese
beiden Teilfilter zusammenwirken wird dort erklärt. Der einzige
Unterschied zwischen der Schaltung dort und der hier liegt darin, dass
die Funktion der Tiefpassfilterung hier systembedingt ist
(Unity-Gain-Bandbreite) und dort ganz bewusst als Zusatz in der
Verstärkerschaltung zum Einsatz kommt. Der langen Rede kurzer Sinn, hier
ist der Link:
- Rauschdämpfung mit Tiefpassfilter (siehe Kapitel: "Filter gleich im Verstärker implementiert"
ACHTUNG! Diese Verstärkerschaltungen in Teilbild 13.2 dienen alleine als
Beispiel für die Erklärung der Verstärkeraufteilung. Baut man einen
Niederfrequenz-Verstärker (Audioverstärker), ist es unbedingt ratsam
zuerst weitere wichtige Überlegungen anzustellen, wie Signalquelle,
Eingangsempfindlichkeit, Rauschen von Quelle und Verstärker,
Ausgangspegel, Slewrate, DC-Offset (AC-Entkopplung = ?), Single- oder
Dual-Supply, usw. Einfach nur so nachbauen geht nicht! All diese Themen
würden hier den Minikurs sprengen. Es gibt aber andere
Elektronik-Minikurse die sich teilweise mit diesen Inhalten
auseinandersetzen:
Zum Schluss wieder zurück zum Instrumentationsverstärker. Der ganz grosse praktische Vorteil, wenn man Stufe 1 mit dem Löwenanteil der Gesamtverstärkung beschäftigt, liegt darin, dass man mit einem einzigen Widerstand R1 die Gesamtverstärkung definieren oder auch variabel ändern kann, ohne dass man auch noch auf die Gleichtaktunterdrückung achten muss. Ändert man die Verstärkung der Stufe 2, geht das immer nur mit zwei Widerständen. Entweder mit den beiden R3 oder mit den beiden R4. Bild 14 zeigt, welchen Nachteil sich ergibt, wenn R1 nicht beide Opamps der Stufe 1 "bedient":
Teilbild 14.1 wiederholt mit dem Unterschied Teilbild 12.1, dass die
Tabelle rechts an je nur zwei Beispielen Gegen- (GET) und Gleichtakt
(GLT) zusammenfasst. Bisher wurde gezeigt, wie nachteilig es sich für
die Unterdrückung der Gleichtaktspannung auswirken kann, wenn die hohe
Verstärkung Stufe 2 übernehmen muss. Den selben Nachteil muss man in
Kauf nehmen, wenn die Stufe 1 so realisiert wird, wie es Teilbild 14.2
zeigt, obwohl Stufe 1 den hohen Anteil der Verstärkung übernimmt. Hier
ist R1 aufgeteilt in zwei Widerstände R1a und R1b und jeder bezieht sich
auf GND. Auf diese Weise arbeiten beide Verstärkerschaltung in Stufe 1
getrennt. Weil es den spannungs- und stromlosen Zustand durch R1a und
R1b nicht geben kann, verstärken die beiden Opamps IC:A1,A2 bei
Gegentakt mit der selben hohen Verstärkung wie bei Gleichtakt. Das
zeigen die Zeilen 3 und 4 in der Tabelle im Vergleich mit den selben
Zeilen in der Tabelle von Teilbild 14.1. +Ue' und -Ue' sind hoffnungslos
übersteuert und dies bei einer Eingangsspannung ab etwa 0.1 V. Darum,
bei relativ hoher Gleichtaktstörspannung kann diese Schaltung nicht mehr
korrekt arbeiten. Oder anders formuliert: Der Gleichtakt-Dynamik sind
enge Grenzen gesetzt, wie dies für Teilbild 13.1 ähnlich zutrifft.
Wie kommt man überhaupt auf diese Idee, IC:A1,A2 getrennt zu betreiben?
Zum Beispiel dann, wenn jemand noch keine Erfahrung hat und beginnt mit
einem einfachen Differenzverstärker (Stufe 2). Weil die
Eingangsimpedanzen unsymmetrisch und zu niederohmig sind und deshalb
Probleme auftauchen, erweitert man Stufe 2 mit IC:A1,A2 als
Impedanzwandler (Stufe 1). Wunderbar, es funktioniert. Dann stellt man
fest, dass man auch noch verstärken will und baut sich wegen Unkenntnis
der Gesamtzusammenhänge aus den Impedanzwandlern mit Verstärkung 1
einzelne getrennt arbeitende Verstärkerstufen, wie eben Teilbild 14.2
(Stufe 1) zeigt, und der Ärger fängt dann erst richtig an, wenn in einem
Messaufbau etwas zu hohe Gleichtaktspannungen ihr Unwesen treiben...
Thomas Schaerer, 20.05.2008 ; 20.12.2010 ; 17.04.2011