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Operationsverstärker
und
Instrumentationsverstärker

Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker

Käufer Elektronik-Workshop Kundenmeinung:
Mein Lob gilt der übersichtlichen und schönen Darstellung und der guten didaktischen Aufbereitung. Selten werden Schaltungen so gut erklärt, dass es auch noch Spaß macht sich damit zu beschäftigen.

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Timer 555

Timer 555

Käufer des Timer-Buchs Kundenmeinung:
Hätte ich das Timer-Buch schon früher gehabt, dann hätte ich mir die Rumfrickelei am NE555 sparen können.

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Elektronik-Fibel

Die Elektronik-Fibel, das Elektronik-Buch

Käufer der Elektronik-Fibel Kundenmeinung:
Die Elektronik-Fibel ist einfach nur genial. Einfach und verständlich, nach so einem Buch habe ich schon lange gesucht. Es ist einfach alles drin was man so als Azubi braucht. Danke für dieses schöne Werk.

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Echter Differenzverstärker IV:
EMG-Vorverstärker Deluxe mit INA111

 



Vorwort

Wie es das Titelbild zum Ausdruck bringt, ist mit diesem Elektronik-Minikurs nicht einfach nur der Elektroniker, sondern ganz speziell auch der Medizin-Elektroniker angesprochen, der mit Elektromyographie (EMG) zu tun hat. Wenn so jemand vor der Aufgabe steht einen EMG-Vorverstärker zu realisieren, dann ist das genau der richtige Einstieg, unabhängig davon, ob man mit EMG-Biofeedback oder mit EMG-Messung zu tun hat. Der EMG-Vorverstärker Deluxe zeigt eine elegante Lösung mit wenig Zusatzaufwand, um intramuskuläre EMG-Messungen (iEMG) mittels Nadel- oder beinah haarfeinen Drähtchenelektroden, im Muskel implementiert, durchzuführen. Das Wichtigste dabei ist die stabile Neutralisation der Kapazität zwischen der Signalleitung und der Abschirmung im Kabel auf dem Weg von den Elektroden zum Vorverstärker. Dies ist notwendig, weil der Kontaktwiderstand zwischen Elektrode und Muskelgewebe, auf Grund der sehr kleinen Kontaktfläche, sehr hochohmig ist. Ohne eine solche Massnahme wäre die Frequenzbandbreite viel zu niedrig und deshalb für iEMG-Messungen untauglich.

Der Sinn dieses Elektronik-Minikurses ist es, die bereits bestehenden drei zum Thema Instrumentationsverstärker (echte Differenzverstärker) zu ergänzen. Bereits in diesen drei ist der EMG-(Vor-)Verstärker teilweise als praktische Anwendung thematisiert. U.a. deshalb gibt es hier zuerst, im Stil der Indexseite, eine Liste der Elektronik-Minikurse, die irgendetwas mit Elektro-Myographie (EMG) und mit der Elektronik zur EMG-Signalverstärkung zu tun haben. Diese Elektronik-Minikurse enthalten hier eine kleine Einführung zu ihren Inhalten im Kapitel "Wichtige Links gleich am Anfang!". Mehr zum Thema jeweils in den Links selbst. Wer nicht genügend Wissen über den Instrumentationsverstärker mitbringt, möchte ich dringend empfehlen, zuerst die Inhalte dieser Links zu lesen und zu verstehen.

Dieser Elektronik-Minikurs beginnt zuerst mit einer einfachen und preiswerten EMG-Verstärkerschaltung. Diese Schaltung ist sehr ausführlich beschrieben. Um Doppelspurigkeiten zu vermeiden gibt es in den Texten häufig Links mit Zahlen in Klammern (n). Dies sind Links zu den Elektronik-Minikursen, die sich bereits mit wichtigen Inhalten befassen.

Der Hauptteil befasst sich mit dem integrierten Instrumentationsverstärker INA111 im Einsatz als EMG-Vorverstärker. Diese Schaltung ermöglicht spezielle EMG-Messungen, die der Rekonstruktion von Nerven-Aktionspotenzialen (APs) dienen. Da man es bei EMG-Signalen mit sogenannten Motoneuronen zu tun hat, spricht man von Motor-Unit-Action-Potential (MUAP). Dazu benötigt man zusätzliche Schaltungen als Treiber für die Abschirmung der Elektrodenkabel, weil intramuskulär gemessene EMG-Signale (iEMG) sehr hochohmig sind. Die Kapazität zwischen Signalleiter und Abschirmung muss man neutralisieren, um einen unzulässigen Verlust der Frequenzbandbreite zu vermeiden. Dieser Hauptteil beginnt mit der vollständigen Schaltung in Bild 3. Mit vielen weiteren Bildern wird dieses Thema differenziert und ausführlich behandelt. Die Bezeichnung iEMG für intramuskuläre Messung von EMG-Signalen, ist eine "lokale" Wortschöpfung in einem Team der Zusammenarbeit und ist keine offizielle Bezeichnung.

Dieser Elektronik-Minikurs, ebenfalls im Stil von Workshops, ist sehr umfangreich. Es gibt total 16 Bilder mit Schaltungen und Tabellen und entsprechend dazu unumgänglich viel Text. Das geht nicht anders, wenn der Inhalt nicht oberflächlich sein soll. Wer sich jedoch für das vorliegende Thema interessiert, für den lohnt es sich, die Zeit dafür zu investieren.



Wichtige Links gleich am Anfang!

1.   Elektro-Myographie (EMG), eine kleine Einführung:

Was ist Elektro-Myographie? Es wird in einfacher und kurzer Form erklärt, wie diese bioelektrischen Signale erzeugt werden, welche die Muskeln steuern und warum und wie sie gemessen werden können. Diese Signale bezeichnet man als elektromyographisch (EMG).

Im anschliessenden Kapitel wird differenzierter erklärt wie man EMG-Signale misst, dessen eigentliche Signalquellen die MUAPs sind. Man unterscheidet grundsätzlich zwischen der Messung mittels Elektroden, welche auf der Hautoberfläche und Elektroden, in Form von Nadeln oder sehr feinen Drähten, welche intramuskulär fixiert werden. Die erstgenannte Methode dient der Erfassung eines mittleren EMG-Pegels, die zweitgenannte zur möglichst genauen Wiedergabe von MUAPs. Diese Messmethode ist elektronisch wesentlich aufwändiger. Mit einem Bild wird erklärt, wie feine Drahtelektroden mit einer Injektionsnadel in das Muskelgewebe eingeführt werden und wie man Oberflächenelektroden, zur Messung auf der Hautoberfläche, mit preiswerten Werkstoffen selbst herstellen kann.

Es wird blockschematisch dargestellt wie ein EMG-Biofeedbackgerät mit einfachem akustischen Feedback arbeitet und es wird ebenso gezeigt, woraus blockschematisch ein (i)EMG-Messgerät aufgebaut ist, das für wissenschaftliche Arbeiten, z.B. an neurologischen Instituten, eingesetzt wird.


2.   Operationsverstärker I:

Themen: Virtueller GND; virtuelle Spannung; Differenzspannung immer Null Volt; GND; Referenzspannung und Eingangswiderstände bei invertierender und nichtinvertierender Verstärkung; Aussteuerung des Opamp; DC-Offsetkompensation; Unity-Gain-Bandbreite und Slewrate; parasitäre Induktivität; unerwünschter Piezoeffekt;...

Siehe auch:
Operationsverstärker II
Operationsverstärker III


3.   Echter Differenzverstärker I:

Wenn man noch nicht so recht weiss wie ein Operationsverstärker (Opamp) arbeitet, sollte man das Kapitel "Unsicher im Sattel" und vor allem die dort empfohlenen Links zum Thema Opamp lesen. Im Kapitel "Wozu überhaupt Instrumentationsverstärker?" beginnt es sogleich unter dem Aspekt des Einsatzes als EMG-Vorverstärker, wobei auch ein EKG-Vorverstärker angesprochen ist. Es geht dabei um die wichtige Gleichtaktunterdrückung mit dem typischen Beispiel eines störenden elektrischen Wechselfeldes mit der Frequenz von 50 Hz. Beim Weiterlesen muss der Leser selbst beurteilen, ob er von den Inhalten bereits genügend Kenntnisse hat. Erneut sehr wichtig in Zusammenhang mit dem Thema EMG-Signalverstärkung wird es im Kapitel "Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen", weil da werden die elektrochemischen quasistationären DC-Spannungen zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten des organischen Gewebes thematisiert und was man dagegen unternimmt.


4.   Echter Differenzverstärker II:

Hier wird speziell die Referenzierung der Eingangsspannung und des Instrumentationsverstärkers thematisiert. Mit der Referenzierung der Eingangsspannung wird der Arbeitspunkt der gesamten Verstärkerschaltung festgelegt. Bei einer symmetrischen Betriebsspannung von ±Ub ist dies in der Regel GND. Mit der Referenzierung des Instrumentationsverstärkers (REF-SENSE) wird die DC-Offsetspannung des Instrumentationsverstärkers, wenn nötig, kompensiert. Diese Art der Kompensation ist bei einem EMG-Vorverstärker nicht notwendig, weil das notwendige passive Hochpassfilter (HP-Filter) mit niedriger Grenzfrequenz, dafür sorgt, dass DC-Spannungen bloss mit Verstärkung 1 verstärkt werden können. Dieses HP-Filter braucht es, damit die elektrochemischen quasistationären DC-Spannungen zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten des organischen Gewebes nicht verstärkt werden und so nicht stören können.


5.   Echter Differenzverstärker III:

Dieser Elektronik-Minikurs zerlegt den Instrumentationsverstärker derart in seine Bestandteile, damit man ihn durch Lesen und Nachvollziehen verstehen kann, und dies ohne Mathematik. Obwohl man diese selbstverständlich auch benötigt. Es geht u.a. darum, dass man versteht was unterschiedlich bei der Gegentakt- und Gleichtaktverstärkung vor sich geht.


6.   Polarisierter Elektrolytkondensator für Wechselspannung...:

Das sind spezielle teilpolarisierte Elektrolytkondensatoren für den Einsatz von einer AC-Spannung bis zu 80% der DC-Nennspannung und für eine inverse DC-Spannung bis zu 30% der DC-Nennspannung. Dieser Elko gehört zur Klasse der Aluminium-Festkörperelektrolytkondensatoren (Alu-Elko). Sie sehen einem Tantal-Tropfenelko ähnlich, seine elektrischen Eigenschaften sind aber nicht vergleichbar. Dieser spezielle Alu-Elko eignet sich ganz besonders für den Einsatz von Instrumentationsverstärkern, wenn diese als AC-Verstärker arbeiten. Sie eignen sich aber ebenso hervorragend, wenn Opampschaltungen mit einer symmetrischen Betriebsspannung arbeiten, die Gegenkopplung jedoch mittels passivem HP-Filter mit niedriger Grenzfrequenz DC-entkoppelt werden muss. Mehr dazu erfährt man mit einer EMG-Verstärkerschaltung im Kapitel "Zwei Anwendungsbeispiele".


7.   Rauschdämpfung mit Tiefpassfilter:

Es werden zwei Systeme vorgestellt. Das aufwändigere mit gutem linearem Frequenzgang im Übertragungsbereich und ein stark vereinfachtes Prinzip mittels Verstärker und Filter in einem. Das zweite System eignet sich vor allem dann, wenn es nicht auf präzise Pegelresultate ankommt und der relativ schlechte Frequenzgang ebenfalls keine Rolle spielt. Dies ist z.B. beim einfachen EMG-Biofeedback der Fall. Diese einfache Methode ist hier weiter unten in Bild 1 mit den beiden Opamps IC:B1,B2 im Kapitel "Der einfache und preiswerte EMG-Verstärker" thematisiert.


8.   Überspannungsschutz von empfindlichen Verstärkereingängen:

Es gibt eine einfache und sehr preiswerte Methode mittels Kleinsignaldioden. Nachteilig ist allerdings der oft zu hohe Leckstrom mit seinen Auswirkungen. Abhilfe schafft man mit Transistoren, die als Pico-Ampere-Dioden (pA-Dioden) arbeiten. Transistoren sind wesentlich preiswerter als echte pA-Dioden. Der gefährliche Latchup-Effekt bei CMOS-Ein- und CMOS-Ausgängen ist in kurzen Zügen das Schlussthema. Hier in diesem Elektronik-Minikurs wird allerdings neu eine SMD-Doppel-pA-Diode thematisiert, die preiswert ist und zum Einsatz kommt, - die BAV199. Update vom Januar 2014.


9.   EMG-Testgenerator . . . . . . . . Amplifier-Attenuator

Der EMG-Testgenerator ist eine einfache batteriebetriebene Testschaltung um zu prüfen ob die iEMG-Messanlage funktioniert, bevor man den Probanden oder Patienten zur Messung vorbereitet. Es ist eine einfache Go/NoGo-Testschaltung. Der Amplifier-Attenuator ist u.a. ein einstellbarer Abschwächer, mit dem es möglich ist sehr kleine symmetrische und rauscharme Ausgangsspannungen bis in den µV-Bereich zu erzeugen. Am Eingang wird ein externer Sinus- oder Funktionsgenerator angeschlossen. Diese Schaltung dient der genauen Prüfung, wie z.B. Linearität und Frequenzgang.


Wichtige Datenblätter zum Verständnis dieses Elektronik-Minikurses:
BAV199(F) | 1N914 | TLC274 | INA111 | LM385-2.5 |



Der einfache und preiswerte EMG-Verstärker

Wir beginnen zunächst mit einem einfachen und preiswerten EMG-Verstärker. Verstärker und nicht Vorverstärker, weil die Gesamtverstärkung sehr gross und mittels Potmeter einstellbar ist und in der zweiten Verstärkerstufe ist gleich ein einfaches Tiefpassfilter (TP-Filter) enthalten, das der Rauschunterdrückung dient. In der Einführung zur Elektromyographie (1) empfiehlt sich das Kapitel "Ein EMG-Biofeedbackgerät (Blockschaltbild)". Dort wird mit Bild 8 blockschematisch gezeigt, wie ein solches Feedbacksystem mit akustischem Feedback arbeitet. Hier ist die Verstärkerschaltung ausführlich thematisiert. Die Schaltung in Teilbild 1.2 wird aber nur soweit erklärt, als es nicht bereits passende Inhalte in andern Elektronik-Minikursen gibt, welche hier im Text mit Indexzahlen, in ()-Klammern anklickbar (linke Maustaste) sind. Der Link erfolgt jeweils in einem zusätzlichen Fenster.

Teilbild 1.1 zeigt blockschematisch die beiden Teile Vorverstärker und Verstärker mit variabler Verstärkung und TP-Filterung zum Zweck der Reduktion der Rauschspannung. Am Eingang des Instrumentationsverstärker weisen R3 und C1 auf das wichtige HP-Filter hin, dessen Zweck in (3) im Kapitel "Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen" beschrieben ist. Man lese dort unbedingt auch den Inhalt zu Bild 8, das die Problematik von den quasistationären DC-Spannungen beschreibt, welche den Kontaktübergang zwischen Gewebe-Elektrolyt (hier Hautoberfläche) und der Metallelektrode verursacht. Das ist der Grund, weshalb das R3*C1-HP-Filter, hier in Bild 1, überhaupt nötig ist!

Ein anderer Elektronik-Minikurs (6) befasst sich ganz besonders mit dem Kondensator C1. Dieser Kondensator kann meist nur ein Elektrolytkondensator sein, weil R3, wegen der meist relativ hohen Verstärkung, niederohmig sein muss und die Grenzfrequenz des R3*C1-HP-Filter muss bei der vorliegenden Anwendung meist sehr niederfrequent sein. R3 könnte man durchaus hochohmiger wählen und proportinal dazu R4 und R5 (Teilbild 1.2) erhöhen. Damit erreichen R4 und R5 schnell Werte im M-Ohm-Bereich und da muss man daran denken, dass die Frequenzbandbreite leicht unerwünscht reduziert werden kann. Schuld daran sind die parasitären Kapazitäten parallel zu R4 und R5, erzeugt durch Leiterbahnen und Lötaugen und durch diese beiden Widerstände selbst. Wenn R4 = R5 = 1 M-Ohm (R3 = 20 k-Ohm) und die parasitären Kapazitäten betragen z.B. 20 pF, dann beträgt die Frequenzbandbreite noch etwa 8 kHz. Für EMG-Messungen mittels Oberflächen-Hautelektroden, reicht dies längst. Es gibt aber auch noch die Angelegenheit mit dem Rauschen. Höherohmige Widerstände rauschen mehr. Das würde sich bemerkbar machen wenn R3 20 k-Ohm statt nur 2 k-Ohm hätte.

Kommen wir noch einmal zurück zum speziellen Elektrolytkondensator (6). Es gibt ihn von der Firma VISHAY - vertrieben durch Distrelec und Farnell - welche eine inverse DC-Spannung von 30 Prozent der Maximal-DC-Spannung dauerhaft zulassen. Auf was man bei der Wahl der Maximalspannung dieses speziellen Elkos achten muss, liest man in (6) im Kapitel "Anwendungsbeispiele".

Die Eingänge für den Anschluss der Signalelektroden, -Ue und +Ue, sind sehr hochohmig. Das ist notwendig, weil der Quellwiderstand, der durch den Kontaktübergang zwischen Gewebe-Elektrolyt (hier Hautoberfläche) und der Metallelektrode verursacht wird, selbst hochohmig ist. Die für solche Schaltungen verwendeten Opamps haben Eingangsstufen die meist aus JFETs oder MOSFETS bestehen. Solche Eingänge sind extrem hochohmig. Sie sollten deshalb vor elektrostatischen Überspannungen auch dann geschützt werden, wenn ein solcher Schutz IC-intern vorhanden ist, gemäss Datenblatt. Dafür dient das Netzwerk aus R1, D1, D2 (Eingang -Ue) und R2, D3, D4 (Eingang +Ue). Wie diese Netzwerke bei Überspannungen arbeiten, erklärt (8).

Wir kommen zum Opamp IC:A3. Er ist der eigentliche Differenzverstärker. Er addiert die mit IC:A1,A2 verstärkten Spannungen an den beiden Eingängen +Ue und -Ue. Sind diese beiden verstärkten Spannungen gleich gross und in gleicher Phase, resultiert am Ausgang von IC:A3 Pin 7 keine Spannung, ausser die Referenzspannung Ux. Diese Spannung, erzeugt mit IC:A4, ist nötig, weil die ganze Schaltung mit nur einer Betriebsspannung (Single-Supply) arbeitet. Bei einer Betriebsspannung von 6 VDC, beträgt Ux 2.57 VDC. Der Grund, warum Ux nicht, wie man annehmen könnte, exakt +Ub/2 = 3 VDC beträgt, kommt daher, dass die in diesem Beispiel verwendeten LinCMOS-Opamps nicht symmetrisch aussteuerbar sind. Zu dieser aktiven Referenzspannung, mittels eines als Spannungsfolger geschalteten Opamp, liest man in (2) im Kapitel "Die Ub/2-Referenz und der synthetische GND".

Für das Studium des verwendeten LinCMOS-Opamp konsultiere man das Datenblatt des TLC274 von Texas-Instruments. Wie der Instrumentationsverstärker genau arbeitet, erfährt man ausführlich in den drei Elektronik-Minikursen (3), (4) und (5).

IC:B1 und IC:B2 arbeiten als den nachfolgenden Verstärker mit einstellbarer Verstärkung mit P1, der dazu dient, die gesamte Verstärkung der individuellen EMG-Spannung anzupassen. Man stellt mit P1 die Empfindlichkeit der Schaltung ein. Wie diese Schaltung, inklusive dem einfachen TP-Filter aus R12 mit C4 und R15 mit C5, arbeitet, das der Reduktion der Rauschspannung dient, liest man im Elektronik-Minikurs (7) im Kapitel "Filter gleich im Verstärker implementiert".

Ein EMG-Biofeedbackgerät: Wenn man die verstärkte EMG-Ausgangsspannung an Ua, bezogen auf die Referenzspannung Ux gleichrichtet, mit einem einfachen RC-Integrator glättet und diese DC-Spannung mittels eines VCO (Voltage-Controlled-Oscillator) in eine Frequenz wandelt, die man mit einer einfachen Audioendstufe hörbar macht, steht ein einfaches akustisches EMG-Biofeedbackgerät zur Verfügung. Wichtig ist, dass man dafür sorgen muss, dass die Verstärkerschaltung eine rippelfreie und stabile Betriebsspannung erhält, sonst arbeitet sie, wegen der sehr hohen maximalen Verstärkung, nicht stabil genug. Für einen solchen Ausbau, ist der Leser selbst zur Tat aufgerufen. Aus meinem P&S-Praktikum stelle ich diese Schaltung für den Eigengebrauch zur Verfügung. Weitere Erklärungen dazu sind hier nicht möglich, aber ich denke mit den vorhandenen Elektronik-Minikursen und sonstigem erwerbbarem Eigenwissen, kann man diese Schaltung verstehen lernen und umsetzen. Der kommerzielle Nutzen dieser Schaltung ist verboten!"

Es sind Alternativen, wie z.B. optische Feedbackmethoden, möglich. Der schlaue Programmierer nutzt diese Verstärkerschaltung, liefert via einen AD-Wandler das verstärkte EMG-Signal zum Computer und erstellt eine Software, mit der man x-beliebige optische und klangliche Feedbackmethoden realisieren kann. Der Fantasie sind da wohl kaum Grenzen gesetzt...

Referenzspannung nicht nötig: Bild 2 zeigt die selbe Schaltung noch einmal, allerdings mit dem Unterschied, dass sie nicht mit einer positiven Betriebsspannung +Ub (single-supply), sondern mit einer symmetrischen Betriebsspannung ±Ub (dual-supply) gespiesen wird. Dadurch ändert sich einiges. Es braucht keine Schaltung um die Referenzspannung Ux zu erzeugen. GND selbst übernimmt die Funktion der Referenz und deshalb wird die Referenzelektrode, im Fachjargon auch Neutralelektrode genannt, direkt mit GND verbunden. Mehr zum Thema Elektroden und wie man sie auch billig selbst herstellen kann, liest man im Elektronik-Minikurs (1) im Kapitel "Elektroden" und teilweise auch etwas in den den folgenden Kapiteln. Die Referenzelektrode am Schwanz des Affen in Bild 6 ist natürlich nur ein lustiges Beispiel. Es ist aber richtig, dass diese Elektrode grossflächigen Kontakt mit der Haut haben sollte. Dieser Übergangswiderstand sollte so niederohmig wie möglich sein, um ein hohes Mass an Gleichtaktunterdrückung zu erzielen. Praktisch bedeutet dies, dass weniger Störsignale wegen E-Felder auftreten. Es gibt dafür spezielle Elektrodenbänder mit Klettverschluss, die man befeuchtet. Es gibt aber auch grossflächige spezielle Klebelektroden, die natürlich, wie alles in der Medizin, stets sehr teuer sind. Man kann für eher spielerische Versuche auch einen kleinen Metallstab benutzen, der gut in die Hand genommen werden kann.

Wie bereits zu Bild 1 erwähnt, befasst sich ein weiterer wichtiger Link (6) ganz besonders mit dem Kondensator C1. Dies gilt hier in Bild 2 ebenso mit C6, der wie C1 ein teilpolarisierter oder ein nichtpolarisierter Elko sein muss, weil es für ihn, bei der symmetrischen Spannungsversorgung keine DC-Vorspannung gibt. Man könnte diese DC-Vorspannung dadurch erreichen, dass man C6 nicht mit GND sondern mit -Ub verbindet. Warum dies keine gute Idee ist, erklärt ebenso (6) mit Bild 1. Man kann sich allerdings fragen, wozu braucht es überhaupt C6? Könnte man nicht auf C6 verzichten und R16 direkt mit GND verbinden? Das kann man, wenn man dafür sorgt, dass die Opamps vor der Schaltung mit IC:B1 sehr niedrige eigene DC-Offsetspannungen haben. Liegen die aber im "Normalbereich" preiswerter, hier LinCMOS-Opamps, würde wegen der relativ hohen Summenverstärkung von den beiden Teilschaltungen mit IC:A4 und IC:B1, eine relativ hohe DC-Offsetspannung an Ua wirken und das beeinträchtigt die maximale Aussteuerbarkeit der Signalspannung u.U. beträchtlich.



EMG-Vorverstärker Deluxe

Dieser EMG-Vorverstärker eignet sich für den professionellen Einsatz in EMG-Messsystemen. Das Herzstück der Schaltung ist der integrierte Instrumentationsverstärker INA111 (IC:A) von Burr-Brown mit MOSFET-Eingangsstufen. MOSFETs sind auch genau das Richtige, wenn es darum geht, was man im INA111-Datenblatt unter Applications liest, nämlich MEDICAL INSTRUMENTATION.

Wichtig: Da innerhalb dieses Kapitels weitere Bilder dazu kommen und es sich dabei empfiehlt Bild 3 gleichzeitig präsent zu haben, sollte man Bild 3 in ein separates Browserfenster stellen. Man klicke gleich hier auf Bild 3 mit der linken Maustaste.

Wir wollen nun sehen, was die wesentlichen Unterschiede sind zu den Schaltungen in den Bildern 1 und 2. Zur Realisierung der Verstärkung gibt's nur einen einzigen Widerstand. Es ist im INA111-Datenblatt RG (Figure 1: Basis-Connections). Bei einem Wert von 500 Ohm ergibt es eine Verstärkung von 100. Diese 500 Ohm sind in Bild 3 mit zwei Widerständen R11 und R12 aufgeteilt. Diese Aufteilung macht Sinn, wenn man die Verstärkung möglichst exakt definieren will. Die Anpassung ist leichter. Es macht auch Sinn, wenn man diesen Schaltungsteil möglichst symmetrisch haben will, was das Risiko der Einkopplung von Störsignalen zusätzlich reduziert. Diese Überlegung spielt hier eine gewisse Rolle, weil parallel zu C3 noch zwei grüne LEDs LD1 und LD2 antiparallel geschaltet sind. Es geht also darum, Leiterbahnen von hochsensiblen invertierenden Opamp-Eingängen so kurz wie möglich zu halten, - übrigens eine generelle Empfehlung für alle Schaltungen mit Opamps!

Wozu sollen diese LEDs an dieser Stelle gut sein?! So etwas Kurioses hat man doch kaum irgendwo schon gesehen. Kann schon sein. Ich weiss es nicht. Wie man im Datenblatt sieht, darf man den INA111 zwischen ±6 VDC bis ±18 VDC speisen. Die Datenblattspezifikationen gelten für typisch ±15 VDC. Abweichungen sind aber unproblematisch. Ich setze diese Schaltung mit ±10 VDC ein. Diese ±10 VDC haben sich aus dem gesamten Umfeld ergeben und stammen aus einem zusätzlichen Netzteil das extra nur für eine Anzahl dieser EMG-Vorverstärker zuständig ist. Wenn +Ue oder/und -Ue nicht über die Signalelektroden und dem menschlichen elektrischen Körperwiderstand mit der Referenzelektrode mit GND verbunden sind, dann stellt sich an diesen offenen Eingängen eine Spannung ein, welche durch das augenblicklich vorhandene elektrische Feld (E-Feld) bestimmt wird. Dies ist so, weil die Eingangswiderstände des INA111 extrem hochohmig sind. Solche Spannungen an +Ue und -Ue werden aber durch die Überspannungsschutzschaltung (T1 bis T4) auf die Werte der Referenzspannung ±Uz±0.7V (Diodenflussspannung) begrenzt. Dadurch sind die Eingänge des INA111 geschützt.

Mehr als nur ein Überspannungsschutz: Der aufmerksame Leser überlegt sich, wozu braucht es dafür speziell Uz mit einer Spannung von ±2.5 VDC mit den zwei Bandgap-Referenzen Z (LM385-2.5)? Zum Schutz der Eingänge des INA111 braucht es dies absolut nicht. Es ginge ebenso, wenn die Kollektoren von T1 und T3 an +Ub und die Basis/Emitter von T2 und T4 an -Ub angeschlossen sind. Es gibt aber noch eine ganz andere Perspektive! Angenommen, es trifft die Worstcase-Situation ein und einer der als Pico-Ampere-Dioden (pA-Dioden) arbeitenden Transistoren T1 bis T4 geht kaputt und schliesst dabei kurz, dann liegt zwischen der betroffenen Signal- und GND-Elektrode eine Spannung von 15 VDC (±Ub = ±15 VDC). Wenn z.B. T1 und T4 kaputt gehen, liegen zwischen den beiden Signalelektroden sogar 30 VDC. Dies wohlverstanden mit einem totalen Seriewiderstand von etwa 10 k-Ohm (R1+R2). Der maximale Strom beim Kurzschliessen der beiden Signalelektroden beträgt 3 mA. Der Körperstrom mit Oberflächen-Elektroden würde sich auf etwa 0.6 mA (50 k-Ohm) reduzieren und bei intramuskulärer Messung auf sicher weniger als 0.3 mA (>100 k-Ohm). In der Regel beträgt der Kontaktwiderstand mit feinen Drähtchen-Elektroden um die 300 k-Ohm, oft auch mehr. Der Körperstrom beträgt dann noch etwa 0.1 mA. Allerdings ist diese Angabe sehr unsicher, denn der Widerstandswert kann teilweise auch wesentlich niederohmiger, manchmal auch hochohmiger sein. Die SEV-Vorschriften (DIN EN 60601-1) erlauben nur einen maximalen DC-Dauerstrom - gemeint ist der Patienten-DC-Hilfsstrom - von 50 µA. Das gilt auch hier.

Teilbild 3.1: Für die positive und negative Referenzspannung dienen zwei Bandgap-Referenzen des Typs LM385-2.5, der mit einem Strombereich zwischen 20 µA bis zu 20 mA arbeitet, wobei die untere Grenze typisch bei 8 µA und maximal bei 20 µA liegt. Der INA111 arbeitet in einem Bereich von ±Ub zwischen ± 6 VDC und ±18 VDC.

Berechnung von Rv:
   Rv = (Ub - Uz) / 20µA    (20 µA wegen Worstcase-Betriebsicherheit)
        Rv = 180 k-OHM  @  ± 6 VDC
        Rv = 330 k-OHM  @  ± 9 VDC
        Rv = 470 k-OHM  @  ±12 VDC
        Rv = 560 k-OHM  @  ±15 VDC
        Rv = 680 k-OHM  @  ±18 VDC


Bandgap-Referenz versus Zenerdiode: Nur die Bandgap-Spannungsreferenz weist einen "scharfen" Spannungs/Strom-Knick im Übergangsbereich auf. Alleine dies garantiert, dass bei einer Eingangsspannung mit relativ hohem DC-Anteil (DC-Spannung zwischen Elektrode und Muskelgewebe) der Eingang sehr hochohmig bleibt, bis der als pA-Diode verwendete Transistor (T1 bis T4) zwischen Basis und Kollektor zu leiten beginnt. Dieser DC-Anteil darf daher mindestens einen Wert von +2.5 VDC oder -2.5 VDC annehmen ohne den Eingangswiderstand auch nur im Geringsten zu beeinflussen. Ist sie höher, z.B. bei +2.8 VDC oder -2.8 VDC, dann beträgt die Flussspannung der involvierten "pA-Diode" zwar erst 0.3 VDC anstatt etwa 0.6 VDC. Sie leitet noch nicht eindeutig, jedoch trotzdem sehr schwach und dies reduziert dann schon eindeutig den Eingangswiderstand. Wichtig ist die Sicherheit, welche ±Uz liefert mit seinen ±2.5 VDC. Darauf kann man sich verlassen.

Anstelle von T1 bis T4 (Bild 3) echte pA-Dioden: pA-Dioden sind allgemein sehr teuer und diese Qualität benötigt man bei dieser Anwendung nicht. Darum die Wahl von gewissen Kleinsignal-Transistoren, wie der BC550C. Es gibt jedoch eine mir bekannte Ausnahme einer echten pA-Diode. Ist man bereit SMD-Bauteile zu verarbeiten, dann eignet sich die Doppeldiode BAV199(F) von Infineon, erhältlich bei Farnell und Distrelec.

Warum genügt nicht Rv alleine?: Betrachten wir dazu als Beispiel T1 und +Uz. Gelangt ein Hochspannungsimpuls an den Eingang -Ue, fliesst der Entladestrom von -Ue über T1 nach +Uz. Z (LM385-2.5) ist mit einem differenziellen Widerstand von nur 0.6 Ohm sehr niederohmig. Auf diese Weise wird die Überspannung in Richtung INA111 auf etwa 3.2 VDC (Uz + 0.7V) begrenzt. R3 (R4) als zusätzlichen Schutz könnte man grundsätzlich weglassen, weil die Uz-Spannung sehr viel niedriger ist als die Ub-Spannung, und so bleibt auch bei einer Überspannung, die INA111-Eingangsspannung innerhalb des Common-Mode-Bereiches. Genau dies ist der eine Grund weshalb Z (LM385-2.5) notwendig ist. Ein anderer Grund ist die Absorption allfälliger Hochspannungsimpulse durch elektrostatische Entladung. Ck vermag zwar einiges. Die elektrische Kapazität eines Menschen beträgt etwa 100 pF. Lädt sich der Mensch durch Reibung im Extremfall auf 5000 VDC auf und eine Entladung erfolgt per Funke auf eine Elektrode auf Uz (ohne Z), dann steigt auf Ck die Spannung um 5 VDC, weil diese Kapazität von 100 nF tausend mal höher ist, als die des Menschen mit etwa 100 pF. Bei mehreren solchen Entladungen gleich hintereinander kann diese Spannung zu hoch werden. Z begrenzt sie zuverlässig auf 2.5 VDC.

Hochspannungs-Entladungstest: Ein Kondensator wurde mit 470 pF (fast fünf mal mehr als die elektrische Kapazität eines Menschen) auf 5 kVDC geladen. Es folgte mittels Funkenstrecke die Entladung über die Basis-Kollektor-Strecke (Plus an Basis) eines BC550C mit einem Vorwiderstand von 4.7 k-Ohm (Wert von R1 oder R2). Während 30 Sekunden erfolgten 120 Entladungen. Es zeigten sich keine Schäden am Transistor und am Widerstand. Erst bei einer Reduktion auf 470 Ohm, zeigten sich progressiv Schäden am Kohlenschicht-Widerstand durch Ansteigen des Widerstandswertes. Eine weitere schrittweise Reduktion des Widerstandes ergab erst bei weniger als 50 Ohm ein Totalschaden am Transistor durch dauerhaften Kurzschluss der Basis-Emitter-Strecke. Dies ist ein Extremereignis, das in Wirklichkeit kaum je eintreffen wird.

Was passiert trotzdem, falls es in dieser Weise zutrifft, für den Probanden (Patienten)? An der Elektrode liegt die Spannung von Uz mit einem Quellwiderstand gegeben durch den Wert von Rv. Es fliesst maximal ein Strom durch den Körper von 25 bis 30 µA, je nach Betriebsspannung von ±Ub zwischen ±6 VDC und ±18 VDC. Der Widerstand zwischen Muskel und Elektrode ist dabei unberücksichtigt. In Wirklichkeit ist der Strom deutlich niedriger. Die SEV erlaubt, wie weiter oben beschrieben, 50 µA. Falls Z (LM385-2.5) zerstört wird, dann ebenfalls mit einem Kurzschluss. ±Uz beträgt dann 0 VDC.

Welchen Einfluss hat der zu Z (LM385-2.5) geschaltete Kondensator Ck mit einer Kapazität von 100 nF? Wenn der soeben beschriebebe Störfall auftritt, während die Elektroden mit dem Muskelgewebe in Kontakt sind, fliesst der soeben genannte Strom von 25 bis 30 µA durch das Muskelgewebe. Am Verhalten ändert Ck nichts, ausser der Störfall tritt ein, bevor die Elektroden kontaktiert werden. Dann entladet sich Ck mit seiner Spannung von 2.5 VDC über den Innenwiderstand des Muskelgewebes. Bei 100 k-Ohm beträgt die Zeitkontante gerade mal 10 ms. Das ist ungefährlich und dazu kommt, dass man vor einer einer Messung mit all seinen Vorbereitungen erstmal testet, ob die EMG-Messeinheit auch funktioniert. Dazu bietet sich folgende sehr einfache Go/NoGo-Testschaltung als EMG-Testgenerator an.

Supressor- und Cera-Dioden: Ist es möglich auf ±Uz mit der Zusatzschaltung zu verzichten, wenn man ESD-Schutzelemente verwendet? Diese schaltet man direkt zwischen Signalleiter und GND. Das funktioniert beim Einsatz von derart hochohmigen Quellen nicht, weil die die Kapazität viel zu hoch ist. Diese zerstört die Wirkung der Neutralisierung der Kapazität zwischen dem Signalleiter und dessen aktiv getriebenen Abschirmung. Dazu kommt, dass diese ESD-Schutzelemente viel zu hohe Sperrströme haben.

Bild 3a fasst die Problematik zusammen, damit man die Übersicht hat, was taugt und was nicht. Die Teilbilder zeigen nur die eine Hälfte eines quasidiskret aufgebauten Instrumentationsverstärkers, entsprechend Bild 2. Die selben Worte gelten aber genau so für einen integrierten Instrumentationsverstärker, wie z.B. der INA111 in der Schaltung in Bild 3. Mit den Dioden D1 und D2 sind pA-Dioden gemeint, entweder richtige wie BAV199 oder mit BC550C-Transistoren realisiert. ZD1 und ZD2 sind Zener- oder Avalanche-Dioden.

Teilbild 3a.1: Die Schaltung enthält zwei antiparallel geschaltete Dioden zwischen den beiden Eingängen eines der beiden eingangsseitigen Opamps eines quasi-diskret aufgebauten Instrumentationsverstärkers mit drei Opamps, wie dies Bilder 1 und 2 zeigen. Damit wird zuverlässig eine zu hohe Differenzspannung vermieden. Allerdings schützt es eine überhöhte Gleichtakt-Eingangsspannung überhaupt nicht. Dazu kommt, dass diese Massnahme purer Unsinn ist, weil nämlich die invertierenden Eingänge der beiden eingangsseitigen Opamps nur der Einstellung der Verstärkung dienen. Eine Spannung von Aussen wird nicht zugeführt. Diese Schaltung ist ungeschützt und daher unbrauchbar!

Teilbild 3a.2: Die Dioden sind ebenfalls antiparallel geschaltet, jedoch zwischen Signalpfad und GND. Dies funktioniert bei niedrigen AC-Spannungen bei Werten bis etwa zu 200 mVpp unproblematisch, bei einem nicht zu hohen Quellwiderstand an Ue. Kommt noch eine DC-Überlagerung hinzu, wie bei EMG-Messungen, erzeugt diese eine Amplitudenverzerrung. Diese Schaltung ist geschützt und trotzdem unbrauchbar!

Teilbild 3a.3: ZD1 und ZD2 sind antiseriell geschaltete Zener- oder Avalanchedioden. Damit erhöht man die Begrenzerspannung gegenüber Teilbild 3a.2, jedoch ist diese Schaltung für hochohmige Messungen, wegen zu hohem Strom im Sperrbereich unterhalb der Zener- oder Avalanche-Spannung, nicht geeignet. Diese Schaltung ist geschützt und trotzdem unbrauchbar!

Teilbild 3a.4: Diese Schaltung ist okay, jedoch nur für EMG-Messungen mit Haut-Oberflächenelektroden. D1 und D2 dürfen auch 1N914 bzw. 1N4148 sein. Vor allem geeignet für den Eigenbedarf, weil nicht SEV-Konform. Kommt jedoch nur eine niedrige Betriebsspannung von maximal etwa ±5 VDC (dual-supply) oder +10 VDC (single-supply) zum Einsatz, kann man die Schaltung als ungefährlich einstufen, wenn denn D1 oder D4 (Bild 2) kaputt gehen und kurzschliessen, was aber sehr unwahrscheinlich ist. Man berühre mal die Kontakte einer 9V-Blockbatterie mit feuchtem Finger. Man spürt nichts.

Teilbild 3a.5: Wenn für die Schutzdioden D1 bis D4 (Bild 3) pA-Dioden zum Einsatz kommen, hat man mit ±Uz = ±2.5 VDC eine ideale Voraussetzung für sehr hochohmige intramuskuläre EMG-Messungen (iEMG). Für einen Deluxe-iEMG-Vorverstärker, der richtige Überspannungsschutz!

Teilbilder 3a.4 und 3a.5: Ob R4 zwischen dem Diodennetzwerk und dem nichtinvertierenden Eingang notwendig ist, ergibt sich aus der Innenbeschaltung des Opamp. LinCMOS-Opamps (Bild 2: TLC274) haben zwischen dem Eingang und dem MOSFET einen Vorwiderstand. Siehe im Datenblatt des TLC274 auf Seite 3 das Schema mit R1 und R2. Was man nicht sieht, sind die parasitären Thyristoren, welche einen Latchupeffekt dann auslösen, wenn (ohne R1 und R2) bei Überspannung ein zu hoher Gatestrom zustande kommt. Im TLC274-Datenblatt liest man "Designed-In Latch-Up Immunity" und "ESD-Protection Circuitry". Der Überspannungsschutz gilt bis 2000 V. Es können aber auch mal mehr sein. Um es noch sicherer zu machen, empfiehlt sich ein vorgeschaltetes Dioden-Netzwerk. Ein Latchup wird bis zu einem Impulsstrom von 100 mA vermieden. Bei einer direkten statischen Entladung reicht dies nicht immer. Es gelang mir jedenfalls experimentell einen Latchup zu erzeugen.

Mit einem vorgeschalteten Diodennetzwerk, kann dies nicht passieren. Die Gefahr eines Latchup-Effektes besteht immer nur dann, wenn die Eingangsspannung die Betriebsspannung über- oder unterschreitet. Wird die Eingangsspannung mit ±Uz auf eine Spannung begrenzt die niedriger ist als ±Ub, kann man auf R4 verzichten. Darum ist in Teilbild 3a.5 R4 nicht zwingend nötig. Man kann den nichtinvertierenden Eingang direkt mit dem Diodennetzwerk verbinden. Wenn ein INA111 zum Einsatz kommt, muss man wissen, dass dieser integrierte Instrumentationsverstärker keinen eingebauten ESD-Schutz hat, weil nur so kann man einen extrem hohen Eingangswiderstand sicherstellen. Man muss also unbedingt selbst Massnahmen mit Hilfe von pA-Dioden ergreifen.

Teilbild 3a.6: Wiederholung der Schaltung zur Erzeugung von ±Uz aus Teilbild 3.1.

Es geht jetzt mit Bild 4 weiter mit Details zum Thema der INA111-Eingangsstufe. Auch hier nochmals LD1 und LD2 zum Thema:

Spezieller Alu-Elko: Teilbild 4.1 zeigt einen kleinen Ausschnitt aus Bild 3 mit dem INA111. Die beiden Teilbilder 4.2a und 4.2b zeigen die inneren Details der Eingangsstufe des INA111 mit den beiden Opamps am Eingang. Wir betrachten an diesen Schaltungen, was an C3 passieren kann, wenn die Eingänge von +Ue und -Ue (Bild 3) nicht oder nicht richtig angeschlossen sind.

Teilbild 4.2a: Die beiden extrem hochohmigen nichtinvertierenden Eingänge der beiden IC-internen Opamps A1 und A2 sind offen und das umgebende E-Feld bewirkt zufällig, dass der nichtinvertierende Eingang von A1 eine negative DC-Spannung erhält. Solange diese Spannung im Gleichtaktbereich liegt, liegt am invertierenden Eingang von A1 die virtuelle Spannung mit dem selben Wert und der selben Polarität, weil die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen 0 V betragen muss. Bewirkt das E-Feld am nichtinvertierenden Eingang von A1 eine Spannung die den Gleichtaktbereich übersteigt, stellt sich am invertierenden Eingang von A1 eine Spannung ein, die knapp den Wert von -Ub hat, dies allerdings mit einem Quellwiderstand, der dem Gegenkopplungswiderstand von 25 k-Ohm entspricht. Wir nehmen weiter an, dass mit A2 exakt das selbe passiert, jedoch durch den Einfluss eines positiven E-Feldes. Die Spannung am invertierenden Eingang von A2 hat beinahe den Wert von +Ub, und dies ebenfalls mit einem Quellwiderstand von 25 k-Ohm. R11 und R12 werden hier nicht berücksichtigt, weil diese eh sehr niederohmig sind bei hohen Verstärkungswerten. In diesem Fall haben wir an C3 eine inverse Spannung von etwa ±Ub, bzw. 2*Ub. Diese viel zu hohe Inversspannung kann man leicht mit einer LED LD1 vermeiden, die man zum Elko C3 parallel schaltet. Nimmt man eine grüne LED, dann liegt die LED-Spannung bei etwa 2 VDC. Die Inversspannung über C3 beträgt also etwa 2 VDC. Geht das? Ja und zwar dauerhaft, wenn man einen Elko verwendet, wie er in (6) vorgestellt wird, vorausgesetzt, dass seine Nennspannung mindestens 6 VDC beträgt. Die Inversspannung darf 30% von der Nennspannung betragen. Natürlich kann man auch echte nicht polarisierte Elkos verwenden, die ebenfalls in (6) erklärt sind.

Teilbild 4.2b: Die Situation des Einflusses durch ein E-Feld ist umgekehrt, wodurch C3 eine richtig gepolte Spannung erhält. Allerdings kann diese Spannung mit beinahe 2*Ub sehr gross sein. Das bedeutet eine entsprechend hohe Nennspannung des Elko und wenn auch noch eine hohe Kapazität zum Einsatz kommen soll, sind die mechanischen Abmessungen auch entsprechend gross. Dies vermeidet man ganz einfach mit einer zweiten grünen LED LD2, antiparallel geschaltet zur LED LD1. Damit reduziert sich die Nennspannung von C3 ebenfalls auf 2VDC. Das hält die mechanischen Abmessungen des Elko klein.

Wir stellen uns jetzt die Frage, funktioniert denn dieser Trick mit den antiparallel geschalteten LEDs überhaupt? Und wenn ja, könnte man nicht ebenso gut "gewöhnliche" Kleinsignaldioden verwenden?
Eins nach dem anderen. Wenn die Anschlüsse der Signalelektroden +Ue und -Ue und die Referenzelektrode richtig angeschlossen sind, ist das kein Problem. Antwort gibt uns Elektronik-Minikurs (3) im Kapitel "Instrumentationsverstärker für Wechselspannungen". Wichtig dazu sind Bild 8 und die beiden nachfolgenden Abschnitte. Die DC-Spannungen, welche zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten (Haut- oder Muskelgewebe) entstehen, werden zum grossen Teil kompensiert, weil die Metalle der Elektroden stets die selben sein müssen. Die Eingangs-DC-Spannung liegt zwischen +Ue und -Ue in der Regel noch bei wenigen 10 mVDC. Diese DC-Offsetspannung liegt auch an C3. Die Polarität dieser Spannung ist dabei zufällig davon, welche der beiden Signalelektroden die etwas höhere DC-Spannung bezogen auf die GND-Elektrode erzeugt. Will man also sicher sein, dass diese DC-Spannung, wie es sein sollte, an A1 und A2 (Bild 4) nur mit dem Faktor 1 verstärkt wird, muss man dafür sorgen, dass durch die LEDs kein Strom fliessen kann. Dem ist garantiert auch so, weil die LED-Spannung mindestens 20 mal höher ist als die restliche biochemisch erzeugte DC-Offsetspannung, falls diese im allerschlimmsten Fall 100 mVDC betragen würde. Bei stark unterschiedlich "verwitterten" Elektroden, könnte der Spannungsunterschied allerdings auch grösser sein. Selbst dann, sperren auch rote LEDs mit nur 1.6 V Diodenflussspannung noch immer ausreichend genug. Normalerweise wird die Flussspannung einer roten LED mit 1.8 V angeben. Das gilt jedoch für den Nennstrom, der meist bei 20 mA liegt. Dies ist hier nicht der Fall, der LED-Strom beträgt weniger als 1 mA. Im Übersteuerungsfall leuchten diese LEDs auch nur ganz schwach, ausser man nimmt dafür extra die teureren Lowcurrent-LED. Damit hätte man gleich noch einen optischen Übersteuerungsindikator, wenn der Blick auf den Print frei ist. Jetzt kommt die Antwort auf die Frage, ob "gewöhnliche" Kleinsignaldioden ebenso genügen. Unter Einbezug einer Worstcase-Betrachtung, bestimmt nicht, weil die Diodenflussspannung mit 0.65 V zu niedrig ist. Falls die DC-Offsetspannung auch nur schon einen ganz kleinen Strom durch die Dioden fliessen lässt, würde die DC-Verstärkung dramatisch zunehmen und dies hätte eine hohe DC-Offsetspannung am Ausgang des Instrumentationsverstärkers zur Folge.

Wir kommen jetzt wieder zum Thema Überspannungsschutz (Bild 3: T1 bis T4). Es ist mit einer Ausnahme alles im Elektronik-Minikurs (8) beschrieben. Der Grund warum Transistoren als preiswerte und deshalb auch leicht erhältliche pA-Dioden zum Einsatz kommen, wird hier in Zusammenhang mit der intramuskulären EMG-Anwendung (iEMG) erläutert. In (8) liest man im Kapitel "Warum Transistoren anstelle von Dioden", dass man bei der Verstärkung und Messung quasistationärer DC-Spannungen das Problem haben kann, dass eine Verfälschung durch zu hohe Sperrströme entstehen können, wenn der Quellwiderstand hochohmig ist. Dazu kommt, dass der zu hohe Sperrstrom von Kleinsignaldioden zu den sehr niedrigen Bias- und Offsetströmen eines INA111 generell nicht passt. Deshalb eignen sich pA-Dioden eben besser als Kleinsignaldioden. Ein zu hoher Sperrstrom hat auch einen reduzierten Eingangswiderstand zur Folge und das kann besonders dann problematisch werden, wenn man auf Grund von hochohmigen Spannungsquellen (iEMG) gerade erst recht einen hochwertigen Instrumentationsverstärker verwenden will, der selbst extremst hochohmig ist. Wir betrachten dieses Problem an Bild 5:

Teilbild 5.1 zeigt an einer vereinfachten Schaltung mit einem Opamp die Situation mit den Dioden D1 und D2. Für diese Betrachtung wird die reduzierte Referenzspannung (±Uz in Bild 3) für die Funktion des Überspannungsschutzes nicht mit einbezogen. Es gilt hier für ±Uz die Betriebsspannung ±Ub = ±15 VDC.

Der Sperrstrom Is für eine 1N914-Diode beträgt bei 15 VDC etwa 25 nA bei 25 °C. An Ue angeschlossen ist eine AC-Spannungsquelle mit einer kleinen Spannung. Der Quellwiderstand Ri ist mit 1 M-Ohm hochohmig. 15 VDC über einem Bauteil, das einen Strom von 25 nA verursacht, hat einen Widerstand von 600 M-Ohm. Das kommt auf das selbe heraus, wie wenn zwischen Ue und +Ub und zwischen Ue und -Ub je ein Widerstand von 600 M-Ohm platziert ist, wie dies Teilbild 5.2 zeigt. Allerdings gilt dieser Vergleich zwischen Diode und Widerstand nur beim selben Wert von ±Ub. Diese beiden Widerstände muss man allerdings, bezüglich dem Eingangswiderstand der Schaltung, parallel addieren. Daraus folgt ein Eingangswiderstand an Ue von 300 M-Ohm. Für einen Quellwiderstand einer AC-Spannungsquelle (Teilbild 5.1) von 1 M-Ohm wäre dieser Eingangswiderstand allerdings noch immer sehr hochohmig. Man muss aber bedenken, dass sich der maximale Sperrstrom von 25 nA auf 25 °C bezieht. Beim Extremwert von 100 °C ist dieser Sperrstrom mit 1 µA 40 mal grösser. Der Widerstand von 300 M-Ohm sinkt auf 7.5 M-Ohm. Das bedeutet, dass die Strombeeinflussung und damit die Beeinflussung des Eingangswiderstandes, durch Änderungen auch im niedrigen Temperaturbereich, je nach Anwendung, nicht zu vernachlässigen sind.

Dazu kommt noch: Ein Eingangswiderstand mit "nur" etwa 300 M-Ohm ist so niederohmig, dass die Einwirkung eines DC-E-Feldes bei offenem Eingang nur eine sehr kurzzeitige Wirkung zeigt, wie dies im Text zu Bild 4 beschrieben ist. Wenn pA-Dioden zum Einsatz kommen, dann ist die Wirkung signifikant, und das bedeutet, dass C3 (Bild 3) dadurch aufgeladen werden kann und die Spannung länger anhält. Die Funktion dieser pA-Dioden wird von den Transistoren T1 bis T4 in Bild 3 übernommen.

Noch etwas anderes. Exemplarstreuungen bezüglich der Sperrströme der beiden Dioden D1 und D2 erzeugen eine erhebliche DC-Offsetspannung am nichtinvertierenden Eingang eines Opamp mit extrem hochohmigen MOSFET-Eingängen, wobei eine DC-Spannung nur mit Verstärkung 1 (Teilbild 5.1) verstärkt wird. Diese DC-Offsetspannung wirkt sich besonders dann aus, wenn an Ue keine Spannungsquelle angeschlossen ist. Teilbild 5.3 zeigt dies. Diese angebenen Strom- und Spannungswerte sind nur ungefähr, weil Dioden auch im Sperrstrombereich, in Funktion der Spannung, nicht linear sind. So beträgt im vorliegenden Beispiel die DC-Offsetspannung etwa +5 VDC, wenn an Ue keine Quelle anliegt. Hat es jedoch eine Spannungsquelle mit einem Innenwiderstand Ri von z.B. 1 M-Ohm reduziert sich diese DC-Offsetspannung auf etwa +10 mVDC. Wäre die AC-Spannungsquelle kapazitiv mit C1 entkoppelt, bleibt die DC-Offsetspannung unabhängig auf mit +5 VDC. Fazit: Will man dieser Problematik ganz einfach aus dem Weg gehen, lohnt sich der Einsatz von Transistoren in der Funktion von pA-Dioden!

Schirmtreiber: Es geht dabei darum, dass die Kapazität zwischen dem Leiter, der das EMG-Signal zum Vorverstärker überträgt, und der Abschirmung neutralisiert wird. Tut man dies nicht und die AC-Spannungsquelle ist sehr hochohmig, wie dies im Falle der Messung von iEMG-Signalen zutrifft, wird die Frequenzbandbreite massiv reduziert und auch nur eine annähernde Reproduktion der MUAPs (1) ist nicht möglich. Wenn die iEMG-Quelle beispielsweise einen Quellwiderstand von 500 k-Ohm hat und die Kapazität zwischen Leitung und Abschirmung beträgt 150 pF, resultiert eine Grenzfrequenz von etwa 2 kHz. Diese Bandbreite eignet sich längst, wenn es nur darum geht den Mittelwert einer EMG-Spannung zu messen. Für eine approximative MUAP-Reproduktion sollten es etwa 5 kHz sein, je nachdem ist es besser mit 10 kHz. Mittels Neutralisation der Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung verzehnfacht sich die Bandbreite oder sogar mehr. Wieviel man wirklich erreicht, kommt auch sehr auf einen kapazitätsarmen Aufbau der Schaltung bis zu den Anschlusskontakten an.

Diese Neutralisierung erreicht man, in dem man die EMG-Spannung, konvertiert auf eine niedrige Impedanz mittels Impedanzwandler, auf die Abschirmung schaltet. Solange beide Spannungen die selben Werte und die selbe Phasenlage haben, existiert die Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung nicht, weil durch diese Kapazität kein Strom fliessen kann. Trotzdem wirkt die Abschirmung gegen äussere störende E-Felder genauso, weil die Impedanz auf der Abschirmung ähnlich niederohmig ist, wie wenn diese mit GND verbunden wäre. Diese Methode ist in kurzen Zügen in (1) im Kapitel "Ein EMG-Messgerät (Blockschaltbild)" thematisiert. Mehr schaltungstechnische Details erfährt man hier in Bezug auf die Hauptschaltung (Bild 3) in Bild 6:

In Teilbild 6.1 sieht man die einfache EMG-Messmethode mittels zweiadrigem abgeschirmten Kabel. Wie bereits erläutert mit dem Nachteil der relativ hohen Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung. Da diese Methode jedoch nur dazu dient EMG-Mittelwerte zu erfassen und die Elektroden für die Hautoberfläche in Relation zu Drähtchenelektroden relativ grossflächig sind (keine MUAPs), ist die Frequenzbandbreite hier unkritisch.

Teilbild 6.2 zeigt als Blockschaltbild die Methode der Neutralisation zwischen Leiter und Abschirmung. Ein EMG-Signal erreicht den nichtinvertierenden Eingang eines Opamp, der Teil eines Instrumentationsverstärkers ist. Der invertierende Eingang, der die selbe Spannung und die selbe Phasenlage wie das ankommende EMG-Signal haben muss, gelangt über den Impedanzwandler Y zur Abschirmung. Man benutzt vorzugsweise dazu nicht das originale EMG-Signal, damit dieses nicht noch zusätzlich belastet wird. Es sei, man benutzt für Y eine hochwertige Schaltung, die ebenfalls eine sehr hohe Eingangsimpdanz hat und sehr niedriges Rauschen produziert. Gerade wegen dem Rauschen ist das nicht so einfach. Darum also die Methode der Anzapfung am invertierenden Eingang. Wir wissen jetzt, dass es wichtig ist, dass innerhalb der EMG-Bandbreite Spannung und Phasenlage übereinstimmen müssen. Ganz besonders was die Phasenlage betrifft, ist es wichtig, dass die Frequenzbandbreite des Verstärkers sehr viel grösser ist, als die Frequenzbandbreite des EMG-Signals. Dies ist eindeutig der Fall, wenn man den INA111 mit einer Verstärkung von 100 einsetzt, weil dann die Grenzfrequenz noch immer 450 kHz (-3dB) beträgt. Bei einer Verstärkung von 1000 wären es nur noch 50 kHz und dies wäre bereits zuwenig.

Transistor besser Opamp: Wir kommen jetzt zu den beiden Schirmtreibern, die Impedanzwandler Y, realisiert mit den Transistoren T5 und T6, in Bild 3. Diese beiden Schaltungen treiben die Abschirmungen mit niederimpedanten EMG-Signalen. Warum so einfache Schaltungen mit Transistoren und erst noch solche die universell und billig sind? Genau diese Frage stellte ich mich, als ich diese Schaltungen untersuchte, als ich es zuvor mit rauscharmen Opamps probiert habe. Das Problem ist, dass auch bei rauscharmen Opamps, die Rauschspannung der Ausgangsstufen dieser Opamps nicht speziell niedrig ist. Aber genau das braucht es, wenn ein solcher Ausgang mit der Abschirmung verbunden werden muss. Ist die Rauschspannung der Ausgangsstufe Y zu hoch, koppelt sich diese kapazitiv in den Leiter mit der EMG-Spannung und das verschlechtert messbar den Signal/Rausch-Abstand der ganzen Schaltung. Mit dieser einfachen diskreten Impedanzwandlerstufe Y mit T5 (T6), stellte ich fest, dass es die Rauschspannung nicht messbar verschlechtert. Man könnte den Kollektor von T5 (T6) in Bild 3 direkt mit +Ub verbinden, nur wäre dann der Schirmtreiber nicht kurzschlussfest. Ein Kurzschluss zwischen Abschirmung und GND könnte T5 (T6) zerstören. C1 (C2) sorgt für niedrige Impedanz am Kollektor und dies unterstützt die Stabilität der ganzen Schaltung.

Wir kommen noch einmal kurz zurück zu den abgeschirmten Leitungen und betrachten Bild 7:

Das Blockschaltbild von Teilbild 6.2 ist hier in Teilbild 7.1 noch einmal wiederholt, um es mit dem Blockschaltbild in Teilbild 7.2 zu vergleichen. Ich bin überzeugt, dass einigen Lesern jetzt die Frage auf der Zunge brennt, ob man denn, wenn es darum geht die Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung zu neutralisieren, wirklich zwei abgeschirmte Leitungen, also eine abgeschirmte Stereoleitung benötigt, wie man dies schliesslich bei Audioanlagen gewohnt ist. Ja, so ist es! Und warum, sollte jetzt eigentlich klar sein...

Trotzdem verstehe ich die Verunsicherung, denn in fast jedem Datenblatt zu einem integrierten Instrumentationsverstärker sieht man die Applikation, wie sie Teilbild 7.2 zeigt. Nur will man damit etwas ganz anderes erreichen. Die Kapazitäten zwischen den Leitern und der gemeinsamen Abschirmung sind nicht exakt gleich und dies verschlechtert die Eigenschaft der Gleichtaktunterdrückung (CMRR) der gesamten Schaltung, wenn die Impedanz der zu messenden Quelle relativ hochohmig ist. Die Schaltung in Teilbild 7.2 kompensiert diesen Fehler. Der Hinweis"Das funktioniert nicht!" über Teilbild 7.2 bezieht sich auf die Neutralisation der Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung, wenn es darum geht, die Frequenzbandbreite des Eingangssignales möglichst zu erhalten. Siehe dazu Figure 13 im INA111-Datenblatt.

Nachdem wir uns ergiebig mit der Eingangsbeschaltung befasst haben, interessiert uns in Bild 3 noch die Schaltung nach dem Ausgang des INA111. Es folgt ein passives HP-Filter mit einer Grenzfrequenz von nur 0.3 Hz, bestehend aus C4 und R13. Diese niedrige Grenzfrequenz gibt's nur dann, wenn der Wert von R13 durch den Innenwiderstand der nachfolgenden Schaltung nicht reduziert wird. Dies trifft mit dem angedeuteten Beispiel mit IC:B zu. Wozu benötigt man dieses HP-Filter und warum bei dieser niedrigen Grenzfrequenz? Da die Gesamtverstärkung eines EMG-Messgerätes leicht bis 20'000 betragen kann, ist es wichtig, dass selbst am Ausgang des Vorverstärkers möglichst keine DC-Offsetspannung anliegt. Bei einer weiteren Verstärkung bis zu 200 kann aus z.B. 5 mVDC leicht 1 VDC entstehen. Ob man dieses HP-Filter wirklich benötigt, kommt ganz auf die Art der weiteren Schaltung an. Die HP-Grenzfrequenz muss so niedrig gewählt werden, dass die eigentlich dimensionierte und erwünschte System-HP-Grenzfrequenz nicht signifikant durch C4*R13 beeinflusst wird. Der INA111 erlaubt am Ausgang mit maximal 1000 pF eine relativ hohe Kapazität. Siehe INA111-Datenblatt. Eine Kapazität im 100pF-Bereich entsteht locker, wenn zwischen EMG-Vorverstärker und der nachfolgenden Schaltungen eine lange abgeschirmte Leitung zum Einsatz kommt. R14 wirkt zusätzlich dem Risiko unerwünschter Oszillationen entgegen. Der einfache Überspannungsschutz mit D1 und D2 am Ausgang ist keineswegs übertrieben. Wenn man selbst elektrostatisch aufgeladen ist, man hantiert mit dem Verbindungskabel und es kommt zufällig zur nur schon beinahen Berührung mit dem Signal am Stecker, könnte ohne diese D1-D2-Massnahme der INA111 durchaus zerstört werden. Der Leser möge selbst entscheiden, ob er selbst auch solche Worstcase-Betrachtungen anstellen will. Ich denke, es lohnt sich, weil der damit verbundene zusätzliche Aufwand sehr gering ist.



Filterschaltungen, kritisch betrachtet

Um zu vermeiden, dass die elektrochemischen quasistationären DC-Spannungen zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten des organischen Gewebes mitverstärkt werden, braucht man ein HP-Filter und wie das gemacht wird, wissen wir bereits. Zu sehen ist dies noch einmal als Ausschnitt im Teilbild 8.1. Einen bereits ebenso bekannten kleinen Nachteil besteht darin, dass man einen speziellen Alu-Elko braucht, der eine gewisse inverse DC-Spannung zulässt oder man setzt einen nichtpolarisierten Elko ein. Warum diese Methode, wegen dem speziellen Alu-Elko, in Teilbild 8.1 nur ein kleiner Nachteil ist, werden wir noch sehen.

Irrweg einer offiziellen Applikation: Teilbild 8.2 zeigt uns eine Hochpass-Alternative. Diese Methode wird in Figure 9 im INA111-Datenblatt empfohlen. Der erste Nachteil dieser Methode besteht darin, dass man zwei passive HP-Filter braucht und dazu gesellt sich gleich der zweite Nachteil, denn die Grenzfrequenzen der beiden HP-Filter müssen sehr genau übereinstimmen. Ist dies nicht der Fall, verschlechtert sich sehr empfindlich die Gleichtaktunterdrückung und dies nicht nur in der Nähe der HP-Grenzfrequenzen. Es sind gleich zwei Effekte, welche die Gleichtaktunterdrückung reduzieren. Es sind die nur schon geringen Pegelunterschiede und die Phasenunterschiede, welche noch weit oberhalb von der HP-Grenzfrequenz im Übertragungsbereich liegen können. Drittens kommt dazu, dass die notwendigen Widerstände R1 und R2 zwecks Referenzbildung für die beiden Eingänge, den sehr viel höheren Eingangswiderstand der Eingänge des Instrumentationsverstärkers zunichte machen. Zum vierten Nachteil: Wählen wir für R1 und R2 je einen Wert von 10 M-Ohm, dann bekommt man sicher noch Widerstände mit einer Toleranz von 1 %. Für eine HP-Grenzfrequenz von z.B. 10 Hz, müsste man für C1 und C2 je einen Wert von 1.5 nF einsetzen. Man muss dabei hochwertige Polystyrol-Kondensatoren einsetzen, die eine hohe Kapazitätstabilität und minimale Toleranzen von 1 % haben. Es ist aber gar nicht mehr so einfach solche einprozentige Kondensatoren zu bekommen. Auf keramische Kondensatoren muss man wegen der hohen Piezoempfindlichkeit verzichten, weil die Eingänge, wegen der hohen Verstärkung, sehr empfindlich sind. R1, R2 und C1, C2 können im ungünstigsten Fall, mit einprozentigen Komponenten, eine gemeinsame Maximaltoleranz von 4 % haben und das wirkt sich auf die Symmetrie der beiden HP-Filter und dies vor allem auf die Gleichtaktunterdrückung sehr ungünstig aus. So viele Nachteile in Teilbild 8.2, da bleiben wir doch lieber gleich bei Teilbild 8.1, wo ein einziges HP-Filter sich auf beide Opamps am Eingang des Instrumentationsverstärker gleichermassen auswirkt und dieses Schaltungsteil erst noch niederohmig dimensionierbar ist und so erst recht zur Stabilität beiträgt.

Es gibt noch einen andern verführerischen Trick um sich von der Methode Teilbild 8.1 zu distanzieren. Es ist die Schaltung in Teilbild 9.1, entsprechend Figure 11 (High-Pass Input Filter) im INA111-Datenblatt. Diese Schaltung ist dann hervorragend, wenn man direkt am Ausgang des Instrumentationsverstärkers eine besonders niedrige DC-Offsetspannung haben will. Eine DC-Spannung wird regeltechnisch wegkompensiert. Bei DC-Spannung arbeitet der Opamp IC:B praktisch mit seiner vollen sehr hohen inneren Verstärkung (Open-Loop-Gain). Die GND-Referenzierung erfolgt am nichtinvertierenden Eingang von IC:B, der als aktiver Integrator (eine Art aktives TP-Filter erster Ordnung) arbeitet. Weil dieses TP-Filter invertierend arbeitend in einer Gegenkopplung wirkt, resultiert in der Gesamtschaltung ein HP-Filter.

Wo ist jetzt aber der "Haken" bei dieser Applicationnote aus dem INA111-Datenblatt? Wir betrachten dazu Teilbild 9.2, dessen Schaltung prinzipiell die von Teilbild 9.1 wiederholt, jedoch differenzierter dargestellt ist. Die Opamp-Bezeichnung mit IC:A1 bis IC:A4 deutet an, dass man die selbe Schaltung auch mit einem einzigen preiswerten Quad-Opamp, z.B. TL074, realisieren kann, wenn einem die damit erreichbare Präzision genügt. Was passiert aber, wenn eine DC-Spannung zwischen -Ue und +Ue so gross ist, so dass die Verstärkung von IC:A1 und IC:A2 ihre Ausgänge in die Begrenzung steuert, also die maximale Spannung, durch ±Ub begrenzt, anliegt? In diesem Sättigungszustand geht nichts mehr. Es kann kein AC-Signal (EMG-Signal) mehr verstärkt werden und die Gleichktaktunterdrückung arbeitet auch nicht mehr richtig. Genau das kann wegen den bekannten und unerwünschten DC-Spannungen bei EMG-Messungen auftreten. Daher eignet sich auch diese DC-Kompensationsmethode nicht und es empfiehlt sich ein weiteres Mal die schaltungstechnisch einfache Methode von Teilbild 8.1, bei der es auch keinen zusätzlichen Opamp braucht. Die Methode in Bild 9 eignet sich vor allem dann, wenn die DC-Offsetspannung, die der Instrumentationsverstärker selbst erzeugt, auf annähend Null kompensiert werden soll. Allerdings mit Nachteil für andere Anwendungen, dass man keine DC-Spannung verstärken kann. Eine echte Auto-Zero-Offset ist dies nicht, wie man es beim LMC669 noch gewohnt war, als es diesen begehrenswerten Baustein von NSC noch gab...



Ein paar technische Daten zu Bild 3

Da die Schaltung in Bild 3 vielseitig mit weiteren Schaltungen eingesetzt werden kann, beschränken sich hier die technischen Daten auf wenige Messwerte betreffs Rauschspannungen bezogen auf den Eingang. Die Messungen erfolgten mit einem abgeschirmten Stereokabel mit einer Länge von 1.8 Meter und einer Kapazität von je 180 pF. Als Rauschquellen dienten einfache Metallfilmwiderstände in einem abschirmenden Gehäuse mit ausreichend grossen Abständen, damit zwischen diesen Widerständen und dem Metallgehäuse eine möglichst niedrige Kapazität vorliegt. Dargestellt ist diese Anordnung in Bild 10:

Eine wichtige Information ist die, welche zeigt, wie stark sich die Neutralisation der Abschirmungskapazität auf die Frequenzbandbreite auswirkt und dies in Abhängigkeit mit einem Quellwiderstand von 500 k-Ohm, der etwa für die Messung von iEMG zutrifft. Es gilt der Widerstandswert zwischen den beiden Signalelektroden Rq. Der Widerstand zwischen einer Signalelektrode und Referenzelektrode ist mit Rq/2 = 250 k-Ohm etwa halb so gross. Etwa solche Werte ergeben sich, wenn man teflonisolierte Elektrodendrähte aus oxydierfreiem Stahl, mit einem Durchmesser von 0.1 mm, einsetzt. Die Kontaktfläche besteht dabei nur aus der blanken Stirnseite dieses feinen Drahtes. Ohne Neutralisation der Kapazität beträgt die Bandbreite 1.8 kHz, mit der Neutralisation sind es 27 kHz.

Die Rauschspannungen (µV in TrueRMS) und ganz besonders die Wirkung der Neutralisation der Kapazität (Frequenzbandbreite), sind vom Aufbau der Schaltung in Bild 3 abhängig. Ein besonders kapazitätsarmer Aufbau erzeugt die besten Werte bezüglich Frequenzbandbreite. Eine erreichte Bandbreite von mehr als 20 kHz ist für intramuskuläre EMG-Messungen mehr als ausreichend.



Erste Stufe stärker als die zweite

Beim Betrachten von Datenblättern stellt man in der Regel fest, dass bei einem Instrumentationsverstärker mit hoher Verstärkung stets die erste Stufe die gesamte Verstärkung übernimmt. Die zweite Stufe, welche die verstärkte symmetrische Eingangsspannung zur asymmetrischen Spannung umsetzt, verstärkt nur mit einem Faktor von 1. Diese Art der Aufteilung der Verstärkung hat einen sehr praktischen Grund, welcher in diesem Kapitel thematisiert wird. Solches habe ich bisher noch in keinem Buch gelesen, jedoch ist diese Tatsache, aus der Praxis hergeleitet, einleuchtend und leicht nachvollziehbar. Auch der hier thematisierte INA111 macht keine Ausnahme:

Teilbild 11.1 zeigt das Anschlussschema des INA111 und Teilbild 11.2 die vereinfachte Schaltung (Funktion) davon, bestehend aus drei Opamps. Stufe 1 bildet den Differenzverstärker mit den hochohmigen Eingängen, der eine niedrige, aber auch sehr hohe Verstärkung ermöglicht. Bei einer Verstärkung von 1000 beträgt die Frequenzbandbreite immer noch 50 kHz. Der verstärkerbestimmende Widerstand RG hat dabei einen Wert von 50 Ohm. Aus der 1%-Widerstandsreihe ist dies ein Widerstand mit 49.9 Ohm. Stufe 2 hat eine fixe Verstärkung von 1 mit sehr hoher Präzision. R1 und R2 sind lasergetrimmt (LT).

Bild 12 zeigt den signifikanten Vorteil in Bezug auf die Unterdrückung der Gleichtaktspannung, wenn die erste Stufe den Löwenanteil der Gesamtverstärkung übernimmt. Einfacher für die Erklärung ist es, wenn nur die erste Stufe, wie im Fall des INA111, alleine verstärkt.

Teilbild 12.1 illustriert den Gegentaktbetrieb, wobei Stufe 1 mit einer Verstärkung von 200 arbeitet. Die Verstärkung ergibt sich aus dem Quotienten aus zwei mal R2 geteilt durch R1, wie die Formel unter der Tabelle zeigt. Bei so hohen Verstärkungen kann man "1+" in der Formel getrost vernachlässigen, weil der Rechenfehler sehr klein ist. Zeile 1 in der Tabelle zeigt eine differenzielle symmetrische Eingangsspannung von 20 mV (+10 mV und -10 mV). Aus der Verstärkung der Stufe 1 resultiert eine differenzielle und symmetrische Ausgangsspannung zwischen +Ue' und -Ue' von 4 V. Da Stufe 2 mit einem Faktor von 1 verstärkt, resultiert an Ua eine asymmetrische Ausgangsspannung von ebenfalls 4 V.

Die Zeilen 2 bis 4 zeigen weitere Beispiele, wobei ein interessanter Effekt auffällt. Selbst dann, wenn die Eingangsspannung stark asymmetrisch ist (Zeile 2: +10 mV und 0 mV), ist das Resultat an ±Ue' mit ±1 V trotzdem symmetrisch. Allerdings gilt das nur für die relativ grobe Betrachtung und bei relativ hoher Verstärkung, aber das genügt auch meist in der Praxis. Tatsächlich ist es so, dass -Ue' um 10 mV positiver ist als +Ue'. Was sich zwischen Zeile 1 und Zeile 2 signifikant ändert, ist die differenzielle Ausgangsspannung der Stufe 1, reduziert auf den halben Wert von 2 V, weil eingangsseitig ebenfalls nur die halbe differenzielle Spannung von 10 mV anliegt. Darauf kommt es an. Wenn die Verstärkung der Stufe 1 niedrig ist, wirkt sich eine Asymmetrie der differenziellen Eingangsspannung relativ zur Asymmetrie der differenziellen Ausgangsspannung stärker aus. Das ist im Elektronik-Minikurs Echter Differenzverstärker III ab Kapitel "Teil 1: Die Eingangsstufe" thematisiert.

Teilbild 12.2 illustriert den Gleichtaktbetrieb, wobei Stufe 1 ebenfalls mit einer Verstärkung von 200 arbeitet. Alle vier Zeilen in der Tabelle zeigen Gleichtaktspannungen und alle haben zur Folge, dass die Stufe 1 anstelle der Verstärkung von 200 nur mit 1 arbeitet. Das kommt davon, dass nicht nur die virtuellen Eingangsspannungen identisch sind mit den echten Eingangsspannungen, auch diese untereinander sind sich gleich. Es gilt: -Ue = -UeV, +Ue = +UeV und -Ue = +Ue. Das bedeutet, dass an R1 keine Spannung anliegt und deshalb durch R1 auch kein Strom fliessen kann. Das kommt auf dasselbe heraus, wie wenn im Gleichtaktbetrieb R1 fehlt. Deshalb ist R1 punktiert gezeichnet.

So ideal ist die Realität auch hier nicht ganz, weil auch noch so geringe DC-Eingangs-Offsetspannungen/ströme eine gewisse parasitäre Rolle spielen, die auffallen, wenn die Eingangsspannungen klein sind. Trotzdem ist diese Wirkung vorhanden und unterstützt die Gleichtaktunterdrückung, dessen Aufgabe der Stufe 2 zugedacht ist, erheblich.

Ein paar Worte zu den R3-Widerständen bei der Stufe 2. Die '1' im Widerstandssymbol deutet an, dass es eng tolerierte Widerstände mit einer Präzision von maximal ±1 % sein müssen. Wesentlich bessere Gleichtaktunterdrückung erreicht man allerdings mit dem Ableich von einem der R3-Widerstände. Anstelle dieses R3-Widerstandes kommt ein Trimmpotmeter und ein in Serie geschalteter Widerstand zur Anwendung. Mit einer solchen Kombination grenzt man den Einstellbereich ein und der Ableich ist leichter. Dabei empfiehlt sich ein hochwertiges Cermet-Trimmpot (siehe Wiki unter Schichtpotentiometer) mit 10 oder 20 Umdrehungen. Bild 1 mit IC:A3, R9 und TP1 illustriert dies. In integrierten Instrumentationsverstärkern sind diese Widerstände lasergetrimmt. Das kostet selbstverständlich seinen Preis.

Es gibt allerdings einen praktischen Grund die Gesamtverstärkung eines Instrumentationsverstärkers in Stufe 1 und 2 aufzuteilen, wobei es aus einem bereits beschriebene Grund sinnvoll ist, den grösseren Verstärkungsanteil auf die Stufe 1 zu setzen. Bleiben wir mit Bild 13 bei der selben Gesamtverstärkung von 200. Teilbild 13.1 zeigt eine Aufteilung der Verstärkung von 40 (Stufe 1) und 5 (Stufe 2). Die unterstützende Wirkung der Stufe 1 betreffs Gleichtaktunterdrückung ist dadurch schwächer. Sinn macht eine solche Aufteilung der Gesamtverstärkung dann, wenn Stufe 1 wegen unzureichender Frequenzbandbreite bei Einheitsverstärkung (Unitygain-Bandwidth), für eine hohe Verstärkung nicht genügt.

Weil dieses Problem genauso einfache Verstärkerschaltungen mit Opamps betrifft, gilt auch hier die Aufteilung einer Gesamtverstärkung auf zwei oder mehrere Opamps. Teilbild 13.2 zeigt dies am Beispiel des Oldy-Opamp LM741, der aber noch immer bei Distrelec und Farnell sogar RoHS-konform problemlos erhältlich ist (Datum: Dezember 2013).

Die einfache Verstärkerschaltung in Teilbild 13.21 erzeugt mit nur einem 741er eine Verstärkung von 1000. Das ist problemlos machbar, wenn eine Frequenzbandbreite von 1.5 kHz ausreicht. Für den Audiobereich wohl eher nicht. Da sich in der Bastelkiste noch haufenweise 741er aufhalten, also los, man baut sich eine zweistufige Verstärkerschaltung (Teilbild 13.22) und teilt die Gesamtverstärkung in zwei gleich grosse Teile von je einem Faktor von 31.623 auf. So genau kommt's ja nicht drauf an und wir runden auf je 32 auf. Die Unity-Gain-Bandbreite (UGBW) des LM741 beträgt 1.5 MHz. Dividiert durch die Verstärkung von 32, gibt das eine Frequenzbandbreite von 47 kHz bei einer Dämpfung von 3 dB. Da sich die selbe Dämpfung beider Teilschaltungen addieren, beträgt die Dämpfung der ganzen Schaltung 6 dB bei 47 kHz. Bei der üblich definierten 3dB-Bandbreite, beträgt diese immerhin etwa 30 kHz. Das ist 20 mal mehr als die Schaltung in Teilbild 13.21. Mehr als ausreichend für Audioanwendungen.

Etwas mehr zu diesem Thema in einem andern Elektronik-Minikurs, wobei es geht dort um die Kombination von zwei Opampverstärkerstufen, die beide je auch noch eine einfache Tiefpassfilterfunktion haben. Wie diese beiden Teilfilter zusammenwirken wird dort erklärt. Der einzige Unterschied zwischen der Schaltung dort und der hier liegt darin, dass die Funktion der Tiefpassfilterung hier systembedingt ist (Unity-Gain-Bandbreite) und dort ganz bewusst als Zusatz in der Verstärkerschaltung zum Einsatz kommt. Der langen Rede kurzer Sinn, hier ist der Link:

ACHTUNG! Diese Verstärkerschaltungen in Teilbild 13.2 dienen alleine als Beispiel für die Erklärung der Verstärkeraufteilung. Baut man einen Niederfrequenz-Verstärker (Audioverstärker), ist es unbedingt ratsam zuerst weitere wichtige Überlegungen anzustellen, wie Signalquelle, Eingangsempfindlichkeit, Rauschen von Quelle und Verstärker, Ausgangspegel, Slewrate, DC-Offset (AC-Entkopplung = ?), Single- oder Dual-Supply, usw. Einfach nur so nachbauen geht nicht! All diese Themen würden hier den Rahmen dieses Minikurses sprengen. Es gibt aber andere Elektronik-Minikurse die sich teilweise mit diesen Inhalten auseinandersetzen:

Zum Schluss wieder zurück zum Instrumentationsverstärker. Der ganz grosse praktische Vorteil, wenn man Stufe 1 mit dem Löwenanteil der Gesamtverstärkung beschäftigt, liegt darin, dass man mit einem einzigen Widerstand R1 die Gesamtverstärkung definieren oder auch variabel ändern kann, ohne dass man auch noch auf die Gleichtaktunterdrückung achten muss. Ändert man die Verstärkung der Stufe 2, geht das immer nur mit zwei Widerständen. Entweder mit den beiden R3 oder mit den beiden R4. Bild 14 zeigt, welchen Nachteil sich ergibt, wenn R1 nicht beide Opamps der Stufe 1 "bedient":

Teilbild 14.1 wiederholt mit dem Unterschied Teilbild 12.1, dass die Tabelle rechts an je nur zwei Beispielen Gegen- (GET) und Gleichtakt (GLT) zusammenfasst. Bisher wurde gezeigt, wie nachteilig es sich für die Unterdrückung der Gleichtaktspannung auswirken kann, wenn die hohe Verstärkung Stufe 2 übernehmen muss. Den selben Nachteil muss man in Kauf nehmen, wenn die Stufe 1 so realisiert wird, wie es Teilbild 14.2 zeigt, obwohl Stufe 1 den hohen Anteil der Verstärkung übernimmt. Hier ist R1 aufgeteilt in zwei Widerstände R1a und R1b und jeder bezieht sich auf GND. Auf diese Weise arbeiten beide Verstärkerschaltungen in Stufe 1 getrennt. Weil es den spannungs- und stromlosen Zustand durch R1a und R1b nicht geben kann, verstärken die beiden Opamps IC:A1,A2 bei Gegentakt mit der selben hohen Verstärkung wie bei Gleichtakt. Das zeigen die Zeilen 3 und 4 in der Tabelle im Vergleich mit den selben Zeilen in der Tabelle von Teilbild 14.1. +Ue' und -Ue' sind hoffnungslos übersteuert und dies bei einer Eingangsspannung ab etwa 0.1 V. Darum, bei relativ hoher Gleichtaktstörspannung kann diese Schaltung nicht mehr korrekt arbeiten. Oder anders formuliert: Der Gleichtakt-Dynamik sind enge Grenzen gesetzt, wie dies für Teilbild 13.1 ähnlich zutrifft, wenn auch aus der nicht selben Ursache.

Wie kommt man überhaupt auf diese Idee, IC:A1,A2 getrennt zu betreiben? Zum Beispiel dann, wenn jemand noch keine Erfahrung hat und beginnt mit einem einfachen Differenzverstärker (Stufe 2). Weil die Eingangsimpedanzen unsymmetrisch und zu niederohmig sind und deshalb Probleme auftauchen, erweitert man Stufe 2 mit IC:A1,A2 als Impedanzwandler (Stufe 1). Wunderbar, es funktioniert. Dann stellt man fest, dass man auch noch verstärken will und baut sich wegen Unkenntnis der Gesamtzusammenhänge aus den Impedanzwandlern mit Verstärkung 1 einzelne getrennt arbeitende Verstärkerstufen, wie eben Teilbild 14.2 (Stufe 1) zeigt, und der Ärger fängt dann erst richtig an, wenn in einem Messaufbau etwas zu hohe Gleichtaktspannungen ihr Unwesen treiben...



8-KANAL-EMG-MESSANLAGE

Es wurde mir erlaubt, die Inhalte dieses Projektes auch andern Interessenten zukommen zu lassen, welche an der praktischen Elektromyographie-Elektronik interessiert sind. Sei es für die persönliche Weiterbildung, für einen Schulungszweck oder für eine Forschungstätigkeit. Oder auch nur aus Interesse an der elektronischen Schaltungstechnik dieser Art. Was betreffs Gebrauch dieser Schaltungen erlaubt ist und was nicht, liest man ausführlich im Informations-File read_first.txt in EMG8DOKU_PDF.ZIP!

Bild 15 ist das Blockschema einer bestehenden achtkanaligen EMG-Messanlage, die seit mehr als 20 Jahren regel- und unregelmässig im Einsatz ist. Ganz links der achtkanalige EMG-Vorverstärker. Angedeutet sind die Abschirm-Treiber (Active-Guard-Drive), die notwendig sind für die intramuskuläre EMG-Messung. Dieses Gerät ist relativ klein und handlich mit dem Anschluss von maximal acht Elektrodenkabeln. Dieses Gerät trägt der Patient oder der Proband in seiner Nähe. Danach folgen der achtkanalige Isolationsverstärker und das Hauptgerät mit den einzeln einstellbaren Verstärkern, die Antialiasing-Tiefpassfilter, die 50-Hz-Notchfilter in SC-Technologie, und die aktiven Hochpassfilter.

Dass der achtkanalige Isolationsverstärker in einem separaten Gehäuse ist, dazu gibt es keinen elektronischen Grund. Das hat sich so ergeben aus der historischen Entwicklung von einer vier- zu einer achkanaligen Anlage. Die einzelnen Schaltungen dieser Anlage kann man auch für ganz andere Anwendungen einsetzen. In diesem Fall dienen diese Schaltungen auch als Ideenlieferanten. Wenn man die Messanlage in zwei statt drei Geräten unterbringen will, dann sollte man den Isolationsverstärker in das Hauptgerät integrieren, damit der Vorverstärker ohne eigenes Netzteil betrieben werden kann. Ob dies ein konventionelles mit Trafo, Gleichrichtung und linearer Spannungsregelung oder ein geschaltetes Netzteil ist, in beiden Fällen hätte man Störsignalprobleme.

Ein temporärer Wermutstropfen zum Isolationsverstärker: Es gibt den teuren ISO121 nicht mehr. Festgestellt habe ich dies Ende 2012 oder Anfangs 2013. Es gibt neu, seit Februar 2013, eine alternative Lösung mit dem Optokoppler HCNR200 von der Firma AVAGO. Dieser HCNR200 ist sehr viel billiger als der ISO121, aber man muss einiges an zusätzlicher Elektronik selbst bauen. Mit dem folgenden Elektronik-Minikurs kann man sich die Entwicklungsarbeit sparen, ausser man will etwas Spezielles realisieren. In diesem Fall kann die vorgeschlagene Schaltung noch nach den eigenen Bedürfnissen angepasst oder/und ergänzt werden. Bild 16 zeigt kurz wie dieser lineare Optokoppler HCNR200 beschaltet ist:

NACHTRAG: Neuerdings gibt es den ISO121 für viel Geld wieder. Mehr dazu hier bei Texas Instruments und Digikey (Stichdatum: März 2014).
Für Einzelanfertigungen oder für sehr niedrige einmalige Stückzahlen, mag es sich lohnen, den Selbstbau mit dem HCNR200 zu umgehen. Man weiss aber nie wann es wieder soweit ist, dass die ISO121-Produktion ein weiteres Mal eingestellt wird. Der HCNR200 ist universeller einsetzbar, deshalb hat dieses preiswertere IC eine wahrscheinlich bessere längerfristige Überlebenschance.



Wunsch zum Nachbau...

Falls der Wunsch eines Nachbaus oder Teilnachbaus dieses EMG-Projektes besteht, oder einfach das Interesse an elektronischer Schaltungstechnik dieser Art im Vordergrund steht, kann man bei mir EMG8DOKU_PDF.ZIP via E-Mail bestellen. Dieses ZIP-File besteht aus allen Schemata in einem BILDER-Ordner, aus dem Doku-File emgisi8k.pdf, aus dem Info-File read_first.txt.

Voraussetzung: Ich antworte nicht auf anonyme EMails. Ich erwarte Echtnamen. Ich wünsche mir auch einen kurzen Dialog um zu erfahren, worin das Interesse an diesen Schaltungen besteht. Hat es mit Elektromyographie zu tun, interessieren mich ganz einfach auch wenig die Hintergründe, z.B. betreffs Forschung oder/und Unterricht. Kommerziell dürfen diese Schaltungen nicht genutzt werden!

Das Erste und das Wichtigste: Nach dem Entpacken des File EMG8DOKU_PDF.ZIP muss man das Informations-File read_first.txt exakt durchlesen, weil damit bereits gewisse Fragen beantwortet sind und nicht wiederholt gestellt werden müssen. Zusätzliche Fragen, beantworte ich gerne. Betrifft dies Schaltungen oder Teile daraus, ist es notwendig, dass man mir Quelle (Filenamen), Schaltbild, Bauteilenummer und zugehöriger Text nennt. Es wird auch ein wichtiger Sicherheitsaspekt thematisiert. Bereits an dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass ich keine Verantwortung dafür übernehme, wenn irgend etwas nicht funktioniert, schiefgeht oder/und jemand einen Unfall baut. Man muss selbst wissen, ob das eigene Wissen über Elektrotechnik/Elektronik ausreicht, um die Schaltungen nachzubauen und einzusetzen!

Der Inhalt dieser Betriebsanleitung eignet sich nicht als Bausatzbeschreibung! Sie ist keine Bauanleitung!



Thomas Schaerer, 20.05.2008 ; 20.12.2010 ; 17.04.2011 ; 06.07.2012 ; 14.02.2013 ; 26.01.2014 ; 04.08.2014