Die Power-Zenerdiode aus Zenerdiode und Transistor
Die präzise einstellbare geregelte Power-Zenerdiode
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Einleitung
Zenerdioden (Z-Dioden) setzt man dort ein, wo Spannungen begrenzt werden müssen, wobei besonders hohe Präzision und sehr kleine Spannungstoleranzen eher nicht gefragt sind. Eine kleine Einführung darüber wie Z-Dioden funktionieren, erfährt man in:
Eine Vertiefung zum Thema Z-Dioden, über den differenziellen Innenwiderstand, den Temperaturkoeffizienten und eine kleine Einführung über hochpräzise Spannungsrefenzen liest man in:
Wenn man eine Spannung begrenzen will, bei der Leistung eine Rolle
spielt, benötigt man eine Z-Diode, die in der Lage ist genügend hohe
Leistung zu verarbeiten. Es gibt teure Leistungs-Z-Dioden bis weit in
den 10-Watt-Bereich, wobei der passende Spannungstyp nicht immer leicht
erhältlich ist. Es gibt allerdings eine preiswertere Methode aus einer
Kombination mit einer kleinen Z-Diode und zwei Transistoren, wobei der
eine dieser beiden ein Leistungstransistor sein muss. Mit dieser etwas
aufwändigeren Methode ist man nicht von schwierig erhältlichen
Leistungs-Z-Dioden abhängig und man ist sehr flexibel in der Gestaltung
von Begrenzungsspannung und zulässiger Verlustleistung. Davon handelt
dieser Elektronik-Minikurs.
Will man es komfortabler mit einstellbarer präziser Spannungsbegrenzung,
kommt eine Bandgap-Spannungsreferenz, ein Operationsverstärker (Opamp)
und eine Transistorstufe zur Anwendung. Siehe dazu das Kapitel "Die
präzise einstellbare und geregelte Power-Zenerdiode".
Nicht für kurzzeitige Überspannungsimpulse!
Damit keine Missverständnisse entstehen, es geht hier nicht darum
kurzzeitige Überspannungsimpulse abzuleiten. Dafür gibt es
Zinkoxyd-Varistoren und kleine hochleistungsfähige
Überspannungsbegrenzer mit Leistungen bis zu 1500 Watt während maximal
einer Millisekunde. Solche Überspannungsbegrenzer findet man bei
Farnell
die kaum grösser sind als eine Leistungs-Z-Diode von 5 Watt.
Ein Grundlagenkurs über
Varistoren gibt es im Elektronik-Kompendium von
Patrick Schnabel.
In diesem Elektronik-Minikurs soll eine Möglichkeit vorgestellt werden,
wie man eine leistungsstarke Speisespannung dauerhaft vor Überspannungen
schützen kann. Benötigt man beides, also ein Schutz vor dauerhafter
Überspannung und ein Schutz vor kurzen Überspannungsimpulsen, benötigt
man auch beides. Dann sollte man zu der hier vorgeschlagenen Schaltung
einen schnellen Überspannungsbegrenzer parallelschalten.
Von der Z-Diode zur Power-Z-Diode
Bild 1 zeigt links die traditionelle Z-Diodenstabilisierungsschaltung,
bestehend aus Vorwiderstand Rv und Z-Diode Z. Übersteigt die Spannung an
Ue den Wert der Zenerspannung von Z, wird die Spannung an Ua konstant
gehalten. Die Spannungskonstanz ist dabei abhängig vom differenziellen
Widerstand und vom Temperaturkoeffizienten von Z. Die Differenzspannung
Ua - Ue liegt über Rv.
Wenn jemand nicht weiss was der differenzielle Widerstand und der
Temperaturkoeffizient einer Z-Diode sind, kann man sich schlau machen
in diesem Elektronik-Minikurs:
Bild 1 zeigt rechts die Power-Z-Diode, bestehend aus einer kleinen
leistungsschwachen Z-Diode als Referenzspannungsquelle und einer
zweistufigen Transistorverstärkerschaltung. Wenn Ue niedriger ist als
die Zenerspannung von Z, hat die Basis von T1 über R1 Emitterpotential.
T1 ist offen. Die Basis von T2 hat über R2 Emitterpotential. T2 ist
ebenfalls offen. Durch die Power-Z-Diode fliesst daher kein Strom.
Übersteigt Ue die Zenerspannung von Z plus die
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1, fliesst ein Strom durch die
Basis von T1 und durch Z. Dieser Basisstrom erzeugt verstärkt einen
T1-Kollektorstrom, der grösstenteils dem Basisstrom von T2 entsprechen
soll. Dadurch fliesst ebenfalls stromverstärkt ein T2-Kollektorstrom.
Die Zenerspannung von Z plus die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1
bestimmen die "Zenerspannung" Ua der Power-Z-Diode. Steigt Ue weiter,
fliessen einfach um so mehr Basisströme in T1 und T2 und der dadurch
zunehmende T2-Kollektorstrom nimmt gerade soviel Strom auf, dass Ua
konstant bleibt. Sieht man vom Strom durch R1 ab, fliesst durch Z ein
Strom der aus dem T2-Kollektorstrom dividiert durch die beiden
Stromsfaktoren von T1 und T2 resultiert. Siehe dazu die
Formel in Bild 1.
Genau genommen handelt es ich bei dieser Transistorschaltung um eine
komplementäre Darlingtonstufe. Die Eigenschaft von T1 - NPN oder PNP -
verleiht der Darlingtonstufe ihre Eigenschaft. T1 ist ein PNP-Transistor
und genau so verhält sich die Darlingtonstufe als Ganzes, nur mit sehr
viel grösserer Strom. Mehr zu diesem Thema liest man im
Elektronik-Minikurs:
Der Strom Ie errechnet sich, wie bei der traditionellen Z-Diodenschaltung, aus dem Spannungsabfall über Rv dividiert durch den Widerstandswert von Rv. Der Strom durch die Power-Z-Diode, zur Hauptsache durch T2, ergibt sich dem Eingangsstrom Ie minus dem Strom des Verbrauchers, der an Ua angeschlossen ist, vorausgesetzt der Strom des Verbrauchers reduziert die Spannung an Ua nicht so stark, dass die Zenerspannung der Power-Z-Diode unterschritten wird. In diesem Fall ist die Power-Z-Diode stromlos.
Dimensionierung einer Power-Z-Diode
Es soll im Versuch eine teure digitale Schaltung getestet werden, die an ein Netzgerät mit einer einstellbaren Ausgangsspannung angeschlossen wird. Dieses Netzgerät hat keine eingebaute Überspannungsschutzschaltung (Overvoltageprotection). Man arbeitet sehr vorsichtig und bereitet den Versuch unter Worstcasebedingungen vor. Da man für den Testfall die Betriebsspannung zwischen 4 und 6 VDC variieren will, möchte man unbedingt ein unkontrolliertes Hochfahren der Betriebsspannung verhindern. Man wollte jedoch keine Crowbar-Schaltung einsetzen, weil diese im Falle einer Überspannung die Betriebsspannung kurzschliesst und so den Test unterbricht. Man will, dass eine Überspannung auf ein ungefährliches Mass dauerhaft limitiert wird. Dadurch wird die zu testende Schaltung in ihrer Funktion nicht beeinträchtigt. Hierzu eignet sich hervorragend eine Power-Z-Diode, wie sie in Bild 1 gezeigt wird.
Bild 2 zeigt die dimensionierte Power-Z-Diode wie sie eingesetzt wird. Links sehen wir ein beliebiges Netzgerät welches die erwünschte Spannung und den nötigen Strom liefert. Rechts die zu testende Digitalschaltung und in der Mitte die Power-Z-Diode, die nur dann aktiv wird, wenn eine zu hohe Spannung am Netzgerät eingestellt wird. Wenn die Power-Z-Diode inaktiv ist, arbeitet das Netzgerät als Konstantspannungsquelle, ist sie jedoch bei Überspannung aktiv, als Konstantstromquelle. Deshalb sieht man hier auch keinen Vorwiderstand Rv, wie in Bild 1 dargestellt ist. Ein Vorwiderstand würde die Stabilität der Betriebsspannung, hier +5 VDC, beeinträchtigen. Für einen solchen Test, ist daher ein Netzgerät mit einstellbarer Strombegrenzung unbedingte Voraussetzung!
Berechnungsbeispiel
Die zu testende Schaltung besteht aus einem Prozessor und aus schneller
HCMOS- oder sogar ACMOS-Logik. Die Betriebsspannung ist 5 VDC, die
Toleranz liegt, wie bereits angedeutet, zwischen 4 und 6 VDC. Die
maximal zulässige Spannung ist bei HCMOS üblicherweise mit 7 VDC
(Absolute Maximum Ratings) angegeben. Wir legen damit die
Limiterspannung der Power-Z-Diode auf etwa 6.3 VDC fest (Spannung der
Z-Diode plus BE-Schwellenspannung von T1). Dazu kommt, dass die zu
testende Schaltung einen Strom von 1.2 A benötigt. Bei 6 VDC sind es
etwa 1.3 A. Am Netzgerät wird somit die Strombegrenzung auf 1.5 A
eingestellt.
Für die Power-Z-Diode gelten also die beiden Grenzdaten 6.3 VDC und 1.5
A. Dies ergibt eine Verlustleistung von rund 10 Watt über T2, falls die
zu testende Schaltung gerade nicht angeschlossen ist und eine
Überspannung von mehr als 6.3 VDC am Ausgang des Netzgerätes anliegt,
wenn keine Last angeschlossen ist. Die Wärme aus der Verlustleistung von
T2 muss mit einem genügend grossen Kühlkörper abgeleitet werden. Als T2
wählen wir den Leistungstransistor BD239C und damit kommen wir zu Bild 3
mit dem Leistungs-Diagramm.
Bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 6 VDC darf man für den
gewählten T2 (BD239C) einen Kollektorstrom bis zu 2 A zumuten. Mehr auf
keinen Fall! Diese 2A-Grenze gilt auch für eine geringere
Kollektor-Emitterspannung bis hinunter in den gesättigten Bereich. Für
unsere Anwendung genügt allerdings ein Strom von 1.5 A (einstellbare
Strombegrenzung beim Netzgerät). Bei ausreichender Kühlung wäre eine
Kollektor-Emitter-, bzw. Spannungsbegrenzung von +Ua (Bild 2) von maximal
20 V zulässig. Benutzt man diese Power-Z-Diode bei einem maximalen Strom
von nur 800 mA, darf die Spannungsbegrenzung einen Wert von maximal 40 V
haben. Natürlich ebenfalls nur bei ausreichender Kühlung!
Zurück zu Bild 2. Der Basisstrom von T2 hat etwa einen Wert von
(1.5A/40) 38 mA. R2 dient zum steileren Übergang vom nichtleitenden in
den leitenden Zustand von T2. Es genügt hier wenn R2 etwa 1/10 des
Basisstromes von T2, also etwa 4 mA aufnimmt. Widerstand R2 ergibt sich
aus der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 dividiert durch seinen
Basisstrom, also (0.65V/4mA) 162 Ohm. Man wähle für R2 150 Ohm. Der
Kollektorstrom von T1 beträgt etwa 43 mA. Runden wir auf zu 50 mA. Die
Kollektor-Emitterspannung von T1 beträgt knapp 6 VDC und die
Verlustleistung bei 50 mA etwa 300 mW. Es empfiehlt sich z.B. ein
PNP-Transistor des Typs 2N2905A. Man könnte zwar durchaus etwas
leistungsärmere und billigere Typen der BC-Serie verwenden, aber eine
gewisse Leistungsreserve zahlt sich durchaus aus. T1 hat eine minimale
Strom von 100. Daraus resultiert ein T1-Basisstrom von
(50mA/100) 0.5 mA.
Nun folgt die Dimensionierung von R1 und Z. Damit bei hochfahrender
Netzgerätespannung in den Limitbereich, gegeben durch die Zenerspannung
von Z, der Einsatz des Kollektorstromes von T1, und somit auch des
Kollektorstromes von T2, nicht schleichend erfolgt, soll der Strom durch
R1 mindestens dreimal so gross sein wie der Basisstrom von T1. Dadurch
wird T1 im Übergangsbereich eher spannungs- als stromgesteuert: Bereits
bei einer Netzgerätespannung weit unterhalb der Zenerspannung von Z
fliesst ein sehr niedriger Zenerstrom. Ohne R1 würde dieser Strom durch
die Basis von T1 fliessen. Durch die von T1 und T2 wäre die
Power-Z-Diode (T2) bereits etwas leitend. R1 verhindert dies, da dieser
einen kleinen Strom vollständig übernimmt, wenn die Spannung über R1
eindeutig unterhalb der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 liegt. T1
und T2 sind dann offen. Je grösser man das Verhältnis zwischen dem
Querstrom durch R1 und Z1 zum Basisstrom von T1 wählt, um so "schärfer"
ist Grenze zwischen leitendem und nichtleitendem Zustand der
Power-Z-Diode (hauptsächlich Kollektorstrom von T2), abhängig von der
Überspannungsänderung.
Betrachten wir zunächst welche Verlustleistung der kleinen Z-Diode
zugemutet werden kann. Gemäss Datenblatt sind dies meist 400 bis 500 mW.
Dieser Wert erlaubt bei einer Zenerspannung von etwa 6 V einen
Zenerstrom von maximal 70 mA. Nun, dies wäre 140 mal mehr als der
Basisstrom von T1 und übertreiben wollen wir gewiss nicht. Wir
reduzieren den Zenerstrom auf etwa 5 mA. Dies ist auch der Wert wonach
solch kleine Z-Dioden in den Datenblättern oft definiert werden. Damit
ist der Zenerstrom noch immer 10 mal grösser als der Basisstrom von T1.
Das ist gut so. R1 bekommt einen Wert von (0.65V/5mA) von 130 Ohm. Wir
runden ab auf 120 Ohm. Für die Z-Diode Z wählen wir einen Wert von 5.6
V, also z.B. ein BZX79-C5V6. Die Zenerspannung der Power-Z-Diode ergibt
sich aus Uz = 5V6 plus der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2, also
total etwa 6.3 VDC. Anstelle der Z-Diode kann man auch eine variable
Referenzspannungsquelle, z.B. LM385Z, einsetzen, damit die Zenerspannung
abgeglichen werden kann. Ein Teilableich ist möglich durch
Serieschaltung einer Z-Diode mit dem LM385Z. Eine solche Erweiterung
bleibt dem Leser überlassen. Die Schaltung der dimensionierten
Power-Z-Diode sei hier noch einmal wiedergegeben....
Abschliessend zur Dimensionierung noch etwas zur Leistung von T1 und T2.
T1 verbraucht etwa (6V 50mA) 300 mW. T1 (2N2905A) braucht bei einer
Umgebungstempertatur von etwa 40 Grad nicht gekühlt zu werden. T2
verbraucht 10 Watt. Der thermische Widerstand des BD239 vom Chip zum
Gehäuse beträgt 4.17 K/W. Bei 10 Watt ist die Temperatur des Chips um
41.7 Grad Celsius höher als das Transistorgehäuse. Genau genommen ist es
die metallene Kontaktfläche. Verwenden wir einen kleinen
Rippenkühlkörper mit einem thermischen Widerstand Gehäuse zu Umgebung
von 2 K/W, ergibt sich ein thermischer Gesamtwiderstand von 6.17 K/W.
Bei 10 Watt und einer Umgebungstemperatur von 40 Grad Celsius ergibt dies
eine T2-Chiptemperatur von 101.7 Grad Celsius. Damit ist man noch sicher
unterhalb des "Durchknall-Limit" von T2, der bei 150 Grad Celsius liegt.
Der Kühlkörper ist mit 58 Grad Celsius noch nicht so heiss, dass man
beim Berühren gleich die Finger verbrennt. Wenn genug Platz zur Verfügung
steht, darf man selbstverständlich einen Kühlkörper mit etwas niedrigerem
thermischen Widerstand einsetzen.
Durch Verwendung eines stärkeren Leistungstransistors von T2 und mit
noch besserer Kühlung, kann man leicht eine noch leistungsfähigere
Power-Z-Diode realisieren. Unter Umständen muss man T1 (2N2905A) einen
Kühlstern verpassen oder man muss ebenfalls einen stärkeren Transistor
verwenden. Elektrisch isoliert kann man T1 und T2 selbstverständlich auf
den selben Kühlkörper montieren. R1 und R2 sind eventuell ebenfalls
etwas anzupassen, - also etwas niedriger zu wählen.
Schutz eines Spannungsreglers vor zuviel Eingangsspannung
Bild 5 zeigt eine weitere praktische Anwendung. Will man einen
Spannungsregler des Types LM317 beinahe mit der maximal zulässigen
Spannung betreiben, bekommt man Probleme wenn das Netzteil unbelastet
und die Ausgangsspannung mit R4 (fast) zugedreht ist. Wir benutzen hier
die Hochvoltversion LM317HV. Damit die minimale Dropoutspannung über dem
voll belasteten Spannungsregler, auch bei einer Netzunterspannung von 5%
oder 10%, zwecks sauberer Spannungsregelung gewährleistet ist, darf die
Gleichterspannung an C1 einen minimalen Wert nicht unterschreiten.
Dieser liegt im belasteten Zustand noch ausreichend unterhalb der
zulässigen Maximalbetriebspannung des Spannungsreglers. Jedoch nicht
wenn das Netzteil un- oder nur schwach belastet ist. Dann ist die
(beinahe) Leerlaufspannung an C1 zu hoch und der Spannungsregler kann
zerstört werden. Der Unterschied zwischen Leerlaufspannung und Spannung
unter Volllast ist vor allem bei einem kleinen Netztrafo, wegen seinem
relativ hohen Innenwiderstand, gross.
Mit einer Power-Z-Diode als Shuntregler, kann man die Leerlaufspannung
an C1 auf einen Wert stabilisieren der knapp unterhalb der maximal
zulässigen Betriebsspannung des LM317HV-Reglers liegt. Bei häufigem
Leerlaufbetrieb ist diese Methode ökologisch allerdings eher wenig
sinnvoll, weil dann durch die Power-Z-Diode ständig Strom fliesst und
Leistung verbraucht wird. Das Verhältnis zwischen der
Leerlaufverlustleistung der Power-Z-Diode und der Volllast des
Verbrauchers, ist abhängig von der Trafoleistung. Je grösser die
Trafoleistung ist, um so niedriger ist der relative Unterschied zwischen
Leerlauf- und Volllastspannung an C1 und um so grösser ist dieses
Leistungsverhältnis. Wenn der Laststrom so gross ist, dass die
Gleichrichterspannung an C1 die Power-Z-Spannung unterschreitet, zieht
die Power-Z-Diode keinen Strom und die ganze Leistung gehört dem
Spannungsregler LM317HV und dem Verbraucher.
Man könnte nun einwenden, zwischen der Gleichspannung an C1 und dem
Spannungsregler (LM317HV) eine einfache Längsreglerschaltung, bestehend
aus Transistor und Z-Diode, der Power-Z-Diode als Shuntregler
vorzuziehen. Dies hätte allerdings den Nachteil, dass die
Sekundärwicklung des Trafo nicht mehr genug Spannung liefert um die
minimale Dropoutspannung des Spannungsreglers (LM317HV) und des
Vor-Längsreglers aufrecht zu erhalten, wenn der Ausgang voll belastet
ist und auch noch Netzunterspannung vorliegt. Damit diese Methode
funktioniert, müsste man die Sekundärspannung des Trafos erhöhen. Diese
Methode wäre vor allem dann unökologisch je mehr die Reglerschaltung
belastet ist.
Welche Methode nun ökologischer ist, musst im Einzelfall abgeklärt
werden. Betreffs Betriebssicherheit empfehle ich eher die hier
vorgestellte Shuntreglermethode, denn wenn der Leistungstransistor T2
zerstört wird, macht er Kurzschluss, die Sicherung Si fliegt raus und
die Spannung für den Spannungsregler ist weg. Benutzt man als
Vorregelung eine Längsreglerschaltung, hätte die Zerstörung dessen
Leistungstransistors zur Folge, dass der Spannungsregler LM317HV die
volle Spannung von C1 bekommt und dies könnte ihn auch gleich und somit
womöglich die gespiesene Schaltung zerstören.
Die Kombination von regelbarer integrierter Spannungsquelle, welche auch
eine Strom- und Leistungsbegrenzung unter Berücksichtigung der maximal
zulässigen Temperatur und des Safe-Operating-Area des internen
Leistungstransistors enthält, und eines simplen Shuntreglers ist
bestimmt einfacher, als man realisiert die ganze Spannungsregelschaltung
inklusive aller zusätzlichen Eigengschaften eines LM317(HV)
quasi-diskret mit Transistoren und Opamps.
Die präzise einstellbare und geregelte Power-Zenerdiode
Die Power-Z-Diode in Bild 2 eignet sich nur für den Einsatz einer festen Betriebsspannung, die einzig für den Test einer angeschlossenen Schaltung um einen gewissen Bereich variiert werden kann. Will man diesen Bereich in Bild 2, anstelle zum Test einer Schaltung mit einer Betriebsspannung von 5 VDC für eine mit 12 VDC einsetzen, dann muss die Schaltung der Power-Z-Diode mit dem Austausch der kleinen Z-Diode von Z-5V6 auf Z-12V oder Z-13V angepasst werden, wie dies Teilbild 6.1 illustriert:
Man muss dabei auch bedenken, dass Z-Dioden, je nach Fabrikat,
unterschiedliche Toleranzen der Zenerspannung aufweisen. Man hat eine
sehr bescheidene Möglichkeit der Anpassung durch Verändern des Wertes
von R1. Wenn man R1 kleiner wählt, steigt der Strom stärker durch die
Z-Diode bereits bevor die Basis-Emitter-Schwellenpannung von etwa 0.7
VDC an T1 erreicht ist, wenn man die Spannung des Netzteiles knapp unter
den Wert ULIM annähert. Damit kann man
ULIM in sehr engen Grenzen erhöhen. Übertreibt man
dies, wird der Zenerstrom schon unterhalb des Einsatzes der
Power-Z-Diode zu hoch. Will man ULIM in engen
Grenzen durch Erhöhen von R1 reduzieren und der Zenerstrom ist zu
niedrig, kommt es zu einem sehr "unscharfen" Übergang zum Zenereffekt.
Zu diesem Thema und zur Dimensionierung der Power-Z-Diode ist bereits
alles weiter oben im Kapitel "Dimensionierung einer
Power-Z-Diode" in "Berechnungsbeispiel" ausführlich
beschrieben.
Wir kommen nun zu Teilbild 6.2, die variable Power-Z-Diode. Die
Funktionsweise ist einfach und elegant. Stellen wir uns vor, der
Schleifer des Potmeters P ist am oberen Anschlag. Dabei ist der
nichtinvertierende Eingang des Opamps OP direkt mit
ULIM verbunden. Wenn man die Spannung Ub am Eingang
mit dem strombegrenzten Netzgerät langsam erhöht, bleibt der Transistor
T so lange stromlos, wie die Spannung Ub die Referenzspannung
UREF noch nicht erreicht hat. Die Spannung am
nichtinvertierenden Eingang ist niedriger als am invertierenden. Die
Ausgangsspannung des OP liegt bei 0 VDC, vorausgesetzt es kommt ein
Opamp zum Einsatz, der die Fähigkeit hat, am Ausgang 0 VDC zu liefern,
wenn der Opamp asymmetrisch mit einer positiven Spannung und GND
gespiesen wird. Übersteigt die Spannung Ub nur wenige Millivolt den Wert
von UREF, geht der Ausgang von OP auf annähernd der
positiven Spannung von ULIM und der Transistor
leitet. Der Strom der dabei fliesst, ergibt sich aus der Einstellung der
Strombegrenzung beim Netzgerät. Es stellt sich eine Spannungsregelung
mit einer konstanten Spannung von UREF ein, die
allerdings nicht stabil arbeitet, wenn nicht zusätzliche Massnahmen zur
Korrektur des Frequenzganges getroffen werden, wie nachfolgend in Bild 7
gezeigt wird. Dazu kommt, dass OP mit einer Betriebsspannung von
UREF arbeiten muss. Mit der Einstellung des
Schleifers des Potmeter P sorgt man dafür, dass der nichtinvertierende
Eingang von OP mittels Spannungsteilung den Wert von UREF erhält. Dadurch ist ULIM grösser
als UREF. Wenn der Schleifer von P am unteren
Anschlag ist, liegt der nichtinvertierende Eingang von OP auf GND
Potential. Die spannungsbegrenzende Wirkung der Schaltung ist
ausgeschaltet. Das ist leicht auch aus der Formel erkennbar. Wenn R2 =
0, ist der Quotient aus R1 und R2 unendlich. Sollte die Schaltung auch
sauber mit kleinen Betriebsspannungen, z.B. Ub = 3 VDC, arbeiten, muss
man entweder ein Opamp für eine solche Betriebsspannung einsetzen oder
man speist den empfohlenen oder auch einen andern Opamp mit einer
separat höheren Betriebsspannung.
Kein GND-Loop: Teilbild 7.1 zeigt eine geprüfte funktionsfähige
Schaltung. Dem aufmerksamen Betrachter fällt auf, dass im Vergleich zu
den vorherigen Schaltbildern der Spannungseingang hier nicht links
sondern rechts von der Schaltung gezeichnet ist. Das hat einen sehr
wichtigen Grund! Es soll in Teilbild 7.1 verdeutlichen, dass die
Einspeisung - vor allem der GND - dort erfolgen muss, wo der grosse
Strom fliesst, nämlich durch den Leistungstransistor T2. Dieser Strom -
vor allem der Strom durch GND-Pfad - darf keine Umwege machen und
innerhalb der Regelschaltung Stromschlaufen bilden! Dies wäre
verhängnisvoll, weil besonders im kritischen Moment eines
Spannungsanstieges, wenn der Strom durch T2 zu fliessen beginnt, können
massive mittel- bis hochfrequente Schwingungen einsetzen, trotz der
zusätzlichen Kompensation des Frequenzganges mittels C3 und R2. Also
unbedingt darauf achten beim Schaltungsdesign! Selbstverständlich ist
der TLC271 intern voll kompensiert, denn er erlaubt den Betrieb als
Impedanzwandler mit einer Verstärkung von 1. Trotzdem genügt das nicht,
wenn ein solcher Opamp Teil eines gröseren gegengekoppelten Systems ist.
Bei Audioverstärkern gilt genau dasselbe.
Spannungsdefinitionen: Am positiven Eingang liest man Ub und
ULIM. Ub ist die Eingangsspannung. Diese kann
natürlich kleiner sein als die Begrenzungsspannnung, wobei kein Strom
durch T2 fliesst. Fährt man Ub so hoch, dass beim Netzgerät die
Strombegrenzung mit maximal 1 A einsetzt, ist die Betriebsspannung Ub
gleich gross wie die mit P eingestellte Begrenzungsspannung
ULIM.
Bessere Potmeter-Beschaltung: Bei dieser Potmeter-Schaltung fällt
auf, dass der Schleifer anders beschaltet ist als in Teilbild 6.2. Diese
Methode mit der Veränderung des Potmeterwiderstandes hat zum Vorteil,
dass die Empfindlichkeit des Drehens am Schleifer, in Bezug auf die
Spannungsänderung am Ausgang der Potmeterschaltung, etwas geringer ist.
Das kommt davon, dass sich aus der Sicht des Schleifers nur der
Widerstand einer Widerstandsbahn ändert. Bei der potentiometrischen
Schaltung in Teilbild 6.2 ändern sich beide Widerstandsbahnen beim
Drehen (oder Schieben) des Schleifers gegensinnig. Während der eine
Widerstandswert zunimmt, nimt der andere ab. Verwendet man die Methode
in Teilbild 7.1, kann man die gewünschte Spannung etwas leichter
einstellen. Wenn das eine besondere Rolle spielt, empfiehlt es sich ein
Mehrgang-Potmeter einzusetzen. Diese Methode funktioniert nur, wenn in
Serie zu P R3 gschaltet ist und dieser Widerstand ist hier zwingend
nötig. Weil der TLC271 eine minimale Betriebsspannung von 4 VDC
benötigt, sorgen R3 und P (Schleifer am oberen Anschlag) dafür, dass die
minimale Spannungsbegrenzung bei etwa 4.5 VDC liegt. Mit P ist die
maximale Spannungsbegrenzung von 16 VDC mit P = 1.5 k-Ohm eingestellt.
Mehr als 16 VDC sind wegen dem TLC271 nicht erlaubt. Dies ist seine
maximale Betriebsspannung! Für höhere Werte der Spannungsbegrenzung mit
einem passenden Opamp OP, kann man anstelle eines teuren
Mehrgangpotmeters zwecks leichterer Einstellung, einfach ein
zusätzliches Potmeter in Serie zu P mit einem kleineren Widerstandswert
schalten, damit das Manipulieren der Spannungsbegrenzung bei höheren
Spannungen ebenso leicht bleibt. Man bezeichnet so etwas als
Spannungs-Lupe. Die maximale Einstellung von 16 VDC erlaubt u.a. das
Testen von Schaltungen, die mit 5 VDC, 12 VDC und 15 VDC gespiesen
werden.
Schaltung in Aktion:Wenn man die Schaltung in Betrieb setzt,
stellt man den Schleifer auf den unteren Anschlag. Man stellt
beim Netzgerät die Begrenzungsspannung ULIM ein.
Nun dreht man den Schleifer langsam nach oben bis zum Moment wo
die Spannungsbegrenzung und der Laststarom durch T2 einsetzt.
Die Dimensionierung der zusätzlichen Kompensation des
Frequenzganges: Wie man diese Gegenkopplung mit C3 und R2 berechnet,
ist kompliziert. Ich weiss es nicht. Trotzdem ist es kein Problem dies
im Versuchsaufbau - die bei so einer Schaltung auf jedenfall nötig ist -
zu ermitteln. Wie der Bereich des Kapazitätswertes zwischen 100 pF und
10 nF zeigt, ist diese Angelegenheit recht unproblematisch. Mit welchen
Werten man beim Versuch beginnt, ist schlichtweg ein Erfahrungswert, der
in der Regel im unteren nF-Bereich liegt. Diese Kapazitätswerte gelten
dabei für R2 im Bereich von 10 k-Ohm. Was letztlich zählt ist die
Grenzfrequenz oder die Zeitkonstante von R2*C3, die meist etwa im 1 bis
10-µs-Bereich liegt. Wie man den Wert von C3 bei gegebenem Wert von R2
herausfindet, ist experimentell ganz leicht. Man lässt C3 erst ganz weg.
Dann fährt man mit der Spannung Ub am Eingang bis knapp an den
Grenzbereich von ULIM (eingestellt mit Potmeter P)
bei der die Schwingungen einsetzen. Dann setzt man einen C3-Wert von
etwa 100 pF oder auch weniger ein. Das Regelsystem ist deswegen mit etwa
1 µs noch immer sehr schnell. Man "spielt" mit Ub und dem Wert von
ULIM durch den ganzen Spannungsbereich. Man erhöht
dabei C3, falls kritische Augenblicke der Schwingneigung auftreten. Hat
man mittels Erhöhen von C3 den stabilen Wert gefunden, erhöht man ihn
stufenweise um mehrere Grössenordnungen um zu sehen was passiert. Es
kann durchaus passieren, dass erneut niederfrequentere Schwingungsmuster
auftreten. Dann merkt man sich diesen zweiten kritischen C3-Wert. Man
hat so die Möglichkeit sich für einen C3-Wert zu entscheiden, der in der
Mitte zwischen den beiden Extremwerten liegt. In der Regel genügt es
aber, wenn man den C3-Wert so wählt, dass er ein paar Faktoren über dem
unteren kritischen Wert liegt, damit man nicht unnötig an
Regelgeschwindigkeit einbüsst, falls dies wichtig sein sollte. Da dies
hier jedoch nicht kritisch ist, ist ein stabiler und sicherer Faktor von
10 durchaus praktikabel: 1 nF statt 100 pF.
Weitere Schaltungsdetails:
Als hochpräzise Referenzspannungsquelle BG dient die längst zur
Tradition gewordene 2.5-Volt-Version der Bandgab-Referenz-Diode
LM385-2.5. Als Opamp OP kommt mit TLC271 ein sogenannter LinCMOS-Typ
(siehe Kapitel"Der LinCMOS-Opamp")
von Texas Instruments zum Einsatz. Diese LinCMOS-Opamps sind in der Lage
im Single-Supply-Modus, also mit +Ub und GND, zu arbeiten. Dafür muss
der Opamp in der Lage sein, eingangsseitig bis hinunter auf den
GND-Pegel sicher zu arbeiten. Das trifft für die LinCMOS-Opamps ebenso
auf den Ausgang zu. In diesem Fall ist R5 nicht nötig. Verwendet man
einen anderen Opamp, dessen LOW-Pegel am Ausgang 1 V oder mehr beträgt,
muss R4 nur schon deshalb eingesetzt werden, damit dieser dann mit R5
als Spannungsteiler wirkt und im LOW-Zustand dafür sorgt, dass die
Transistorstufe sicher sperrt.
Theoretisch ist R4 nicht nötig, weil sich der Basisstrom von T1 nach dem
Kollektorstrom von T2, dividiert durch die Gesamtstromverstärkung von T1
und T2, die sehr gross ist, richtet. Tatsache ist aber, wenn auf Grund
von irgendwelchen schnellen Schaltvorgängen eine Überspannung auftritt,
kann ohne R4 der Basisstrom von T1 kurzzeitig so gross sein, dass dann
der ebenfalls zu hohe T1-Kollektorstrom T1 zerstören kann. Genau dies
ist mir auch schon passiert. Es kommt dabei auch etwas auf die Wahl des
Transistortyps für T1 an.
Wie eine Darlington-Schaltung funktioniert erfährt man im Grundlagenkurs
über
Darlington von Patrick Schnabel. Eine Erweiterung
dazu bis zum
komplementären Darlington
ist ein Elektronik-Minikurs von mir. Wie arbeitet diese diskret
realisierte Darlingtonschaltung in
Bild 7?
Es empfiehlt sich die passenden Datenblätter zu den Transistoren aus dem
Web zu besorgen und diese so weit wie nötig zu studieren. Der BD239
erlaubt einen maximalen Kollektorstrom von 2 A. Eigentlich nur geeignet
für den Schaltbetrieb, bei dem eine niedrige Kollektor-Emitter-Spannung
für eine niedrige Verlustleistung sorgt. Viel Kollektor-Emitter-Spannung
liegt bei diesem Strom für eine vernünftige Anwendung nicht drin, ausser
man kühlt ganz enorm. Es sind auch schnell die Grenzen des sogenannten
Zweiten Durchbruch erreicht, dessen Überschreitung den Transistor
sehr leicht zerstört. Ergänzend zum Datenblatt, siehe dazu auch das
Kapitel "Belastung von T1, Kriterien und der Zweite Durchbruch"
in
Einfaches Labornetzteil....
Am besten bleibt man mit dem BD239 bei einem maximalen Kollektorstrom im
Bereich um 1 A, wenn der Transistor, wie hier, im linearen Bereich
arbeitet. Bei diesem Strom hat man schliesslich auch noch eine
vernünftige Stromverstärkung von etwa 70. Daraus resultiert ein
T1-Kollektorstrom von etwa 14 mA. Es kommen für T1 mehr Transistoren in
Frage als diese welche hier als Beispiele angegeben sind. Worauf kommt
es bei T1 denn an? Auch bei diesem kleinen Kollektorstrom muss in
Funktion der Kollektor-Emitter-Spannung von T1 auf dessen
Verlustleistung geachtet werden. Ohne kleine Kühlsterne sollten
Leistungswerte von 500 mW nicht überschritten werden. Bei einer
maximalen Spannungsbegrenzung von 16 VDC und mit einem Kollektorstrom
von 14 mA sind es weniger als 1/4 Watt. Diese niedrige Belastung von T1
erlaubt, dass man den Limit von 1 A für T2 nicht so genau einhalten
muss. Es muss einfach klar sein, dass gemäss Datenblatt des BD239 seine
Stromverstärkung oberhalb von 1 A relativ stark abnimmt. Man muss das im
Versuchsaufbau ausmessen.
Die minimale Stromverstärkung von 2N2222 oder 2N2219 beträgt im unteren
10-mA-Bereich 75. Bei einem T1-Kollektorstrom von 14 mA resultiert ein
T1-Basisstrom von 0.2 mA. Wir kommen zur Dimensionierung von R4! R5 wird
beim Einsatz des TLC271 oder einem andern LinCMOS-Opamp nicht benötigt.
Warum, ist weiter oben bereits bechrieben. Will man die Schaltung auch
bei Ub = 5 VDC einsetzen, müssen wir genau wissen, wie hoch der
Spannungsabfall über R4 sein darf und dazu ist einen Blick in das
Datenblatt des TLC271 notwendig. In Figur 7 "High Level Ouptut
Voltage vs High Level Output Current" erkennt man, dass selbst
unbelastet die Ausgangsspannung knapp 4 VDC sein kann (Ub = 5 VDC). Der
T1-Basisstrom von nur 0.2 mA wirkt sich auf diese 4 VDC nicht nennswert
aus, trotzdem gehen wir von einer Spannung von 3.8 VDC aus. Von dieser
Spannung subtrahieren wir die doppelte Basis-Emitter-Spannung (T1 und
T2) von 1.5 VDC. Daraus resultiert R4 = 11.5 k-Ohm. Wir geben eine
Reserve hinzu und legen für R4 einen Wert von R4 = 8k2 fest.
Logic-Level Power-MOSFETs im Einsatz: Will man mit einem höheren
Laststrom im Ampere-Bereich arbeiten, empfiehlt sich gleich ein
Logic-Level N-Kanal-Power-MOSFET einzusetzen, wie die Teilbild 7.2
zeigt. Logic-Level ist dann nötig, wenn der MOSFET auch mit einer
relativ niedrigen Gate-Source-Spannung zurecht kommen muss, wie dies der
Fall ist, wenn die Schaltung mit Ub = 5 VDC zum Einsatz kommt. Da ein
Feldeffekttransistor, ob MOSFET oder JFET, spannungs- und nicht
stromgesteuert ist wie der bipolare Transistor, ist R4 vor dem Gate des
Power-MOSFET nicht zwingend nötig. Es gibt hier allerdings zwei Gründe
weshalb doch. Es ist allgemein bekannt, dass ein Power-MOSFET bei sehr
niederohmiger Ansteuerung zum sehr hochfrequenten Oszillieren neigt.
Dazu kommt, dass gerade Gate-Source-Kapazität sehr leicht die gesamte
Schaltung zum Oszillieren anregen kann, weil sie den Ausgang des Opamp
OP kapazitiv viel zu sehr belasten würde und dies trotz doppelter
Kompensation des Frequenzganges. R4 hat hier eine dämpfende Eigenschaft.
Da hier relativ langsame Regelvorgänge im Spiel sind, darf R4 vor dem
Gate zum Power-MOSFET gleich 10 k-Ohm betragen. MOSFETs haben gegenüber
bipolaren Transistoren den ganz grossen Vorteil, dass man sie ohne
Extramassnahmen parallelschalten darf, wie dies Teilbild 7.3 zeigt.
Damit kann man man den Laststrom erhöhen. Es empfiehlt sich dabei, vor
jedes Gate ein Widerstand zu schalten. Die Schaltung ist mit einem
IRLZ34N getestet, jedoch nur bis zu einem Strom von 2 A. Dies ganz
einfach deshalb, weil mir kein Netztgerät mit einstellbarer
Strombegrenzung für höhere Ströme zur Verfügung steht.
Die Kühlung von T2 und Power-MOSFET(s): Je nach
Spannungsbegrenzung und Laststrom kann die Verlustleistung sehr gross
sein. Das kann soweit gehen, dass es selbst mit grossen Kühlprofilen
nicht mehr getan ist. Eine Kühlung mit Gebläse ist gefordert. Das
alleine ist ein grosses Thema für sich und kann deshalb nicht Teil
dieses Elektronik-Minikurses sein. Grundlegendes zur Kühlung von
Leistungstransistoren liest man im selben weiter oben genannten
Elektronik-Minikurs
Einfaches Labornetzteil...
im Kapitel "Grundlegendes zur Kühlung von T1".
Schaltung stabil durch niedrige Impedanz: Es gilt hier das, was
für jede analoge empfindliche Schaltung gilt: Man sollte mittels
Kapazitäten in der Spannungsversorgung dafür sorgen, dass niedrige
Impedanzen vorherrschen. Dies erreicht man mittels eines
Elektrolyt-Kondensators (hier C1) für die gesamte Schaltung im nieder-
bis mittelfrequenten Bereich und mittels
Keramik-Multilayer-Kondensatoren (hier C2) im Hochfrequenzbereich. Diese
Kondensatoren werden in der Regel immer an neuralgischen Punkten in der
Schaltung platziert und das ist hier der Opamp OP.
Über den Gartenzaun geblickt
Wer sich jetzt noch dafür interessiert, wie man wirkungsvoll eine teure Schaltung mit der Methode einer "Brechstange" schützen kann, blicke über den Gartenzaun nach:
Thomas Schaerer, 23.10.2000 ; 02.12.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 13.05.2006 ; 25.12.2009