555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten
mit Berechnungsgrundlagen
und präzisem Abgleich
Das Inhaltsverzeichnis meiner
Elektronik-Minikurse
Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort
von Jochen Zilg
Autor:
Thomas Schaerer
Buch 1
Buch 2
Einleitung
Der "555" ist ein Oldy. Wer kennt die berühmteste Version NE555 nicht?
Es gibt sehr viel Literatur und nicht wenige Webseiten zu diesem
beliebten, originellen und vielseitigen Timerbaustein. Mit
Suchmaschinen wird man schnell fündig. Deshalb werde ich ihn in
meinen Elektronik-Minikursen nicht beschreiben und kommt auch nicht
zur Anwendung. Da ich stets die moderne CMOS-Version, den LMC555 von
National-Semiconductor-Corporation (NSC) und den TLC555 von
Texas-Instruments (TI) verwende, werde ich immer nur von diesem
555-Timer-IC schreiben und realisierte Anwendungen veröffentlichen.
Neu mit dem Update vom 08.06.2009 ist das Kapitel "Zeitkonstante,
Impulsdauer und Kalibrieren " mit einer genau erklärten Grundlage
für die Berechnung der Impulsdauer und einer zusätzlichen Erweiterung
für den genauen Abgleich mit Hilfe des Steuereinganges am LMC-
bzw. TLC555.
Patrick Schnabel hat sich dem NE555 in seinen Grundlagenkursen gewidmet.
Einfach 555 in die Schnellsuch-Funktion eingeben und man wird
fündig. Fundamental und passend zu diesem Elektronik-Minikurs empfehle
ich von Patrick Schnabel:
Wenn ich den LMC555 und den TLC555 gemeinsam anspreche, wähle ich die
Bezeichnung LMC/TLC555. Ich bin schon einmal im Detail auf den
LMC/TLC555 eingegangen, jedoch in einer speziellen Anwendung als
Schmitt-Trigger und nicht als Timer oder Oszillator. Auch das kann man
mit dem LMC/TLC555 anstellen. Wie das geht, zeigt folgender
Elektronik-Minikurs, der sich ebenfalls als Grundlage für diesen Kurs
und auch sonst für LMC/TLC555-Anwendungen eignet:
Der 555-CMOS-Timer, exakt beschrieben
Fensterkomparator + FlipFlop = Schmitt-Trigger
Die beiden Komparatoren KA und KB und die drei gleich grossen
Widerstände R (je 100 k-Ohm) bilden einen Fensterkomparator. Mit KA
ist die obere und mit KB die untere Triggerschwelle definiert. Die
obere liegt bei 2/3*Ub und die untere bei 1/3*Ub. Die
Spannungsdifferenz zwischen der oberen und unteren Triggerschwelle,
die sogenannte Hysterese, liegt somit bei 1/3*Ub. Dies ist der
relative Fensterspannungungswert. Die obere Triggerschwelle wird
ausgelöst, wenn an Pin 6 2/3*Ub überschritten wird. Der Ausgang von KA
geht auf LOW und setzt das RS-Flipplfopp FF zurück (/R). Q schaltet,
wenn vorher auf HIGH, auf LOW und /Q auf HIGH. Die untere
Triggerschwelle wird ausgelöst, wenn an Pin 2 1/3*Ub unterschritten
wird. Der Ausgang von KB geht auf LOW und setzt FF (/S). Q schaltet,
wenn vorher auf LOW, auf HIGH und /Q auf LOW. So viel zur Erklärung
über Fensterkomparator und Flipflop. Beide Einheiten zusammen bilden
die Schmitt-Trigger-Funktion.
Auto-Resetschaltung aus R1 und C1, eine Option
Wenn die Schaltung in Betrieb gesetzt wird, sorgt erstmal das RC-Glied
R1C1 dafür, dass der LMC/TLC555 definiert zurückgesetzt wird. Dafür hat
FF einen zweiten /R-Eingang. C1 wird durch R1 geladen. Die Zeitkonstante
muss so gross sein, dass bei voll anliegender Spannung +Ub noch für
kurze Zeit ein LOW-Pegel an Pin 4 anliegt. Die Resetspannung ist dabei
unabhängig von +Ub auf typisch 0.75 V definiert. Bei schnell
ansteigendem +Ub (Trafo, Gleichrichter, Glättung, Regelschaltung) ist
eine R1C1-Zeitkonstante von etwa einer Sekunde oder etwas mehr
ausreichend. Diode D und R2 dienen der schnellen Entladung, wenn +Ub
abgeschaltet wird, was natürlich auch nur dann der Fall ist, wenn +Ub
selbst schnell genug sinkt. Dies ist nur dann der Fall, wenn +Ub noch
anderweitig genutzt wird, denn der LMC/TLC555 benötigt nur einen
Betriebsstrom von typisch 150 bis maximal 400 µA. Im Gegensatz zum NE555
ist der LMC/TLC555 ganz bonders für den Batteriebetrieb geeignet!
Vor allem dann, wenn man noch andere Teile einer Schaltung mit einem
Auto-Reset nach Netzunterbruch steuern muss, empfiehlt sich eine
integrierte Spannungsüberwachungsschaltung. Dazu eignet sich der
traditionsreiche und bewährte TL7702 von
Texas-Instruments mit dem man die
Reset-Triggerschwelle und die Resetimpulsbreite selbst definieren kann.
Mit dieser eleganteren Methode ist es irrelavant, wie weit sich +Ub bei
einem Ausfall der Netzspannung reduziert, die Impulsdauer für den
Auto-Reset wird alleine durch einen externen Kondensator bestmmt.
Erhältlich ist der TL7702 bei
Farnell und bei
Distrelec (Juni 2009) und
das Datenblatt zeigt, wie man ihn beschaltet.
Eine manuelle Reset-Funktion ist ebenfalls in Bild 1 vorgesehen, obwohl
dieser für eine Treppenhausbeleuchtung kaum Sinn macht. Man kann diese
Timerschaltung jedoch auch für ganz andere Anwendungen einsetzen. Es
gibt drei Möglichkeiten für den manuellen Reset: Mit einer Taste, mit
einem NPN-Transistor oder mit einem Impuls entladet der LOW-Pegel C1.
Damit der Schaltspitzenstrom nicht zu gross wird, ist dieser durch R3
begrenzt. Ein schaltender Transistor oder ein Taster mit sehr feinen
Kontakten könnte sonst beschädigt werden.
Die Timerfunktion
Nach dem Einschalten von +Ub und solange OUT auf LOW (GND-Pegel) ist,
ist /Q und das Gate des MOSFET-Transistor T auf HIGH. Die
Drain-Source-Strecke von T ist niederohmig, also eingeschaltet. Der
Timing-Kondensator CT wird im entladenen Zustand festgehalten. Eine
fallende Flanke von +Ub nach GND am Trigger-Eingang Pin 2 setzt den
Ausgang von KB auf LOW, FF wird gesetzt und OUT geht auf HIGH, auf den
Wert von +Ub, falls OUT nur sehr wenig oder unbelastet ist. OUT ist
logisch identisch mit Q von FF. Der MOSFET T ist offen und CT ist zur
Ladung durch RT freigegeben. CT ladet sich auf bis zur oberen
Trigger-Schwellenspannung von 2/3*Ub. Der Ausgang KA geht auf LOW, FF
wird zurückgesetzt und OUT geht auf LOW. Die Einschaltdauer (Time) ist
damit beendet. Siehe in Bild 1 unten das Diagramm. /Q ist HIGH, T leitet
und entladet CT schnell durch den niederohmigen Widerstand der
Drain-Source-Strecke von T. Damit ist die Schaltung bereit für die
nächste Triggerung an Pin 2.
Grosse Impulsdauer = Grosse Widerstände und grosse Kapazitäten
Sind grosse Einschaltzeiten erwünscht, z.B. im Zehn-Minutenbereich, kann
man die Verwendung von Tantal- oder Al-Festkörperelkos kaum vermeiden,
weil die Abmessungen für die notwendig grossen Kapazitäten mit Folien-
oder Schichtkondensatoren viel zu gross und diese Kondensatoren auch zu
teuer würden. Allerdings ist mit Tantal- oder Al-Festkörperelkos die
Reproduzierbarkeit von sehr langen Einschaltzeiten, wegen den relativ
hohen Leckströmen dieser Kondensatoren, nicht besonders gut. Spielt dies
jedoch keine Rolle, kann man dieses RC-Zeitglied mit einem solchen Elko
realisieren. Die wesentlich bessere Wahl ist die Verwendung eines
Folienkondensators. Es gibt z.B. solche bis zu 10 µF bei Nennspannungen
von 63 VDC von REVOX-RIFA und auf der Webseite von
Distrelec. Artikelnummer: 821010
(Juni 2009). Die Kapazitätstoleranz beträgt ±10%.
Dieser Kondensator CT hat einen sehr niedrigen Leckstrom. Seine
Eigenentladungszeitkonstante ist daher sehr hoch. Dies erlaubt mit einem
sehr hochohmigen Widerstand eine sehr hohe Zeitkonstante im unteren 10
Minuten-Bereich. Um mehr zu erfahren, konsultiere man das Datenblatt von
CT. CMOS-Eingänge sind, dazu passend, extrem hochohmig und belasten CT
nicht nennenswert.
Es ist etwas schwer zu bekommen, aber es gibt Hochohmwiderstände bis
weit in den zweistelligen G-Ohmbereich. Wir wollen aber realistisch
bleiben und nicht zu hoch hinauswollen, denn man bedenke, wenn der
Widerstandswert von RT zu hoch gewählt wird, ist die Schaltung um ihn
stark feuchtigkeitsabhängig und die eigene Entladungszeitkonstante von
CT verfälscht die dimensionierte signifikant. Betreffs der umgebenden
Feuchtigkeit, auch noch so gute Schutzlacke sind auf lange Zeit
geringfügig hygroskopisch und dies bedeutet, dass der sehr hohe
Widerstandswert und damit auch die Einschaltzeitdauer leicht ungewollt
sinkt.
Man sollte RT auf etwa 100 M-Ohm als obersten Grenzwert begrenzen und
selbst dann den Print nach dem Löten gut reinigen und mit einem
geeigneten Isolierlack schützen. Man bekommt für RT einen passenden
Widerstand (SMD) bei Farnell.
Artikelnummer: 9236511 (Juni 2009).
Zur Berechnung der Impulsdauer siehe Kapitel "Zeitkonstante,
Impulsdauer und Kalibrieren".
Es sei an dieser Stelle erwähnt, dass es die alternative Methode gibt
eine Zählerschaltung mit einem Triggerimpuls zu starten, die danach mit
einem vorgebenen Wert mittels Taktimpulse herunterzählt. Während des
Herunterzählens auf Null bleibt der Ausgang auf HIGH-Pegel und hält z.B.
ein Relais eingeschaltet. Diese Methode hat den Vorteil, man kann den
Zähler mit einer Taktfrequenz steuern, die viel höher ist und daher die
RC-Zeitkonstante für den Taktgeber viel niedriger dimensioniert werden
kann. Dadurch werden C- und R-Werte entsprechend niedrig, elektrisch
weniger problematisch und auch preiswerter. Nachteilig ist allerings der
grössere Aufwand an Bauteilen.
RT und seine 100 M-Ohm
Hier noch ein Tipp von Oliver Betz. Er machte mich darauf aufmerksam,
dass es gut wäre den Knoten von RT/CT und den Eingängen Pin 6 und Pin 7
des LMC555 (siehe Bild 1) nicht auf dem Print zu verlöten, wenn ein
langfristiges Einwirken von Feuchtigkeit in den Schutzlack nicht
ausgeschlossen werden kann. Man verbindet also die Anschlüsse dieses
Knoten in der freien Luft. Allerding muss man auch so darauf achten,
dass die Kunststoffflächen zu diesen Anschlüssen, also beim Kondensator
CT, Widerstand RT und IC, perfekt sauber sind und bleiben.
Der 18-Minuten-Treppenhausbeleuchtungstimer
Als Krönung soll nun ein Langzeittimer mit dem LMC/TLC555
vorgestellt werden. Grundlage für diese Schaltung ist die Schaltung in
Bild 1. Sie ist zentraler Teil dieser Timerschaltung. Das 12-VDC-Netzteil
ist selbsterklärend genug. Mehr zu diesem Thema findet man in:
WICHTIG betreffs Ausgangsbelastung: Der Ausgang des LMC555 ist
maximal mit 10 mA belastbar, wenn der Strom vom Ausgang des LMC555 über
eine Last nach GND fliesst (Stromquelle) und wenn der Strom von +Ub über
eine Last in den Ausgang des LMC555 fliesst (Stromsenke), sind es
maximal 50 mA. Das sind getestete Werte für den LMC555. Beim TLC555 sind
die Werte mit 10 mA (Stromquelle) und 100 mA (Stromsenke) leicht anders.
Es gibt irgendwelche "Datenblätter" in denen behauptet wird, dass der
Strom in den und aus dem Ausgang des LMC555 und TLC555 100 mA betragen
soll und es fällt auf, dass manche Leute das auch tatsächlich denken.
Das entspricht aber nicht den Angaben der Hersteller-Datenblätter.
Transistor T ist nötig: Wenn man zur Steuerung eines Relais
keinen zusätzlichen Transistor, obwohl sehr preiswert, verwenden will,
ist das hier nicht möglich, weil der Strom von 10 mA nicht
überschritten werden darf. Der NE555 würde sich sehr gut eignen um auf
den zusätzlichen Transistor zu verzichten, aber die Verwendung des
Timer-RC-Gliedes mit einer niedrigen Kapazität und einem sehr
hochohmigem Widerstand wäre nicht möglich, weil der bipolare Eingang
diesbezüglich dem CMOS-Eingang massiv unterlegen ist. Deshalb der
Einsatz von T (z.B. BC550). Das in Bild 2 verwendete DIL-Relais REL
vermag bei 250VAC bis 6A schalten und seine Spule benötigt bloss 17 mA.
Eine Treppenhaus-Glühlampe hat normalerweise eine Leistung von 25 Watt
(Stromsparlampen wesentlich weniger!). Der Relaiskontakt vermag mehr als
50 Lampen zu 25 Watt schalten. Die zur Spule parallelgeschaltete Diode D
(Freilauf-Diode) schliesst im Ausschaltmoment die
Selbstinduktionsspannung der Relaisspule kurz. Ohne diese Diode kann der
Transistor T zerstört werden.
Der Trigger-Eingang ist mit dem Pull-Up-Widerstand R1 auf HIGH-Pegel,
hier +12VDC, gesetzt. Über praktisch beliebig lange Leitungen können im
ganzen Treppenhaus Drucktasten DT1 bis DTn eingesetzt werden. Sehr lange
Leitungen können leicht als Antenne wirken und hochfrequente Störsignale
aufnehmen. Diese schalten u.U. unwillkommen eine 18-minütige
Treppenhausbeleuchtung ein. Dies vermeidet C4, der mit R1 als passives
Tiefpassfilter wirkt. Hochfrequente Störimpulse werden auf diese Weise
wirksam unterdrückt. Das direkte Kurzschliessen eines auf 12 VDC
geladenen Kondensator von 100 nF (C4) mittels Tasten ist unbedenklich,
weil die Kurzschlussenergie viel zu niedrig ist, aber trotzdem eine
gewisse kontaktreinigende Wirkung gegeben ist.
Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren
Im Datenblatt des bipolaren Timer-IC NE555 liest man zur Berechnung der
Impulsdauer T=1.1*RT*CT. Im
Datenblatt
des CMOS-Timer-IC LMC555 von
National-Semiconductor gibt es diese
Formel nicht. Dafür hat es in Figure 3 Time-Delay ein Diagramm.
Auf der X-Achse ist die Impulsdauer (Time-Delay), auf der Y-Achse die
Kapazität (CT) und als Parameter sind die Widerstandswerte (RT) für 1
k-Ohm, 10 k-Ohm, 100 k-Ohm, 1 M-Ohm und 10 M-Ohm eingetragen. Nehmen wir
die Werte CT = 1 µF und RT = 1 M-Ohm, erkennt man das Resultat für die
Impulsdauer von 1.1 Sekunden. Das sind 10 Prozent mehr als der Wert der
RC*CT-Zeitkonstante. In beiden Fällen also, mit der Formel des NE555 und
dem Diagramm des LMC555 gibt es einen Faktor von 1.1 der zur
RT*CT-Zeitkonstante multipliziert werden muss. Wir stellen uns hier die
Frage, warum das so ist und betrachten die ausführliche Skizze in
Bild 3:
Die drei IC-internen Widerstände mit je 100 k-Ohm teilen die
Betriebsspannung Ub in drei gleich grosse Teilspannungen über jedem
Widerstand R. Dies erzeugt zwei Triggerspannungen 0.33*Ub und 0.67*Ub.
Siehe auch Bild 1.
Bevor die Monoflop-Funktion am Trigger-Eingang (Pin 2) gestartet wird,
ist das IC-interne RS-Flipflop im Resetzustand, /Q liegt auf HIGH,
MOSFET T ist eingeschaltet und deshalb wird CT durch T auf GND
kurzgeschlossen. Mit dem Startimpuls am Trigger-Eingang wird das
RS-FlipFlop gesetzt, /Q schaltet auf LOW und T öffnet sich. CT wird über
RT bis zur oberen Triggerspannung 0.67*Ub geladen. Diese Spannung setzt
das RS-FlipFlop zurück und CT wird durch T blitzartig entladen, weil der
Drain-Source-Kanal von T sehr niederohmig ist.
Diese Triggerspannung von 0.67*Ub ist grösser als die Spannung aus der
RT*CT-Zeitkontante von 0.63*Ub. Die Berechnung für die längere
Impulsdauer am Ausgang des LMC555 (gilt auch für den NE555!) erfolgt
durch die Gleichung 2 welche aus der Grundgleichung 1 in Bild 3
hervorgeht. Die Berechnung zeigt Gleichung 3. Wie das Resultat mit
1.10866 zeigt, ist es korrekt, dass die RT*CT-Zeitkonstate mit einem
Faktor von 1.1 multipliziert werden muss. Wegen der Ungenauigkeit der
Threshold-Spannung (obere Triggerspannung), gegeben durch die Toleranzen
der IC-internen Widerstände, gibt es eine Timing-Ungenauigkeit von ±10
Prozent. Das bedeutet, dass der reale Faktor nicht 1.1 ist. Er kann
zwischen 1.0 und 1.2 variieren (Exemplarstreuung).
Falls dies ein Problem ist, ist es möglich am Steuereingang (Pin 5)
mittels Trimmpotmeterschaltung ein Abgleich zu realisieren. Wie das
geht, zeigt Bild 4 mit den Teilbildern 4.1 und 4.2:
Ich habe zwei Methoden gefunden, wie man die Impulsdauer symmetrisch zur
RT*CT-Zeitkonstante einstellen kann. Beide Methoden sind einfach und mit
wenig Aufwand realisierbar. In der Version von Teilbild 4.1 kann man mit
dem Trimmpotmeter Px1 den Wert der Impulsdauer zwischen 0.4 bis
1.6*RT*CT einstellen, wobei um den Wert von RT*CT die
Einstellempfindlichkeit niedriger ist, so dass die Einstellung von exakt
RT*CT leichter ist als in den Grenzbereichen des Trimmpotmeters. Mit
einem 10- oder 20-Gang-Trimmpotmeter ist die Justierung besonders genau
möglich, falls dies, aus welchem Grund auch immer, wichtig sein soll.
Die Methode von Teilbild 4.2 erlaubt nur einen Einstellbereich von etwa
0.9 bis 1.1*RC*TC. Das Problem ist, dass Px1 mit 5 M-Ohm ziemlich
hochohmig sein muss. Es funktioniert nicht mit weniger. Die
Einstellempfindlichkeit ist niedriger und somit der Abgleich mit einem
einfachen Trimmpotmeter leichter. Man kann natürlich auch in der
Schaltung von Teilbild 4.1 den Einstellungebereich einschränken, in dem
man den Wert von Px1 reduziert und die Teilwerte auf Rx1 summiert und
für den Restbetrag zwischen Px1 und GND einen weiteren Widerstand
einfügt.
Im Prinzip kann man diese kleinen Schaltungen genau berechnen, aber es
geht nur mit der Gleichung von Bild 3 und das ist halt schon etwas
umständlich. Wenn einem gleich zwei Widerstandsdekaden
zur Verfügung stehen, kann man es sich mit etwas Spielerei wesentlich
leichter machen die passenden Widerstandswerte so herauszufinden. Diesen
praktischen Trick empfehle ich dem Anwender dieser Schaltungsteile,
falls weitere Anpassungen erwünscht sind. Die oben abgebildete
Widerstandsdekade ist preiswert bei
ELV
erhältlich (Juni 2009). Solche Widerstandsdekaden gehören sowieso zum
Arbeitsalltag des Elektronikers. Man braucht so etwas immer wieder.
Eine solche Feld-Wald-und-Wiesen-Methode ist neben der Methode die
Dinge zu berechnen durchaus auch legitim, wenn man trotzdem genau
versteht was man elektrisch, bzw. elektronisch tut.
Auf etwas sehr Wichtiges muss bei diesen Erweiterungsschaltungen noch
hingewiesen werden. Wenn man Wert drauf legt, dass der sehr
niedrige Temperaturkoeffizienten des LMC555 nicht unnötig verschlechtert
wird, sollte man nur Metallfilmwiderstände und hochqualitative
Trimmpotmeter (z.B. Cermet) verwenden. Die selben Überlegungen gelten
natürlich ebenso für die zeitbestimmenden Komponenten RT und CT,
so gut das realistisch überhaupt möglich ist und nicht den Geldbeutel
sprengt.
Thomas Schaerer, 12.09.2000 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ;
10.02.2006 ; 30.11.2008 ; 08.06.2009
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