Der Transistor-LED- und der FET-Konstantstromzweipol

 

Rückblick auf "Die Transistor-LED-Konstantstromquelle"

Wir blicken zuerst zurück zu Bild 7 des älteren Elektronik-Minikurses mit dem Titel Die Transistor-LED-Konstantstromquelle.... Wir setzen hier fort, wo in diesem früheren Minikurs mit Bild 7 das Thema der Transistor-LED-Konstantstromquelle abgeschlossen wurde. Bild 8 beschliesst diesen früheren Minikurs mit einer Konstantstromquelle, die aus einer Bandgap-Spannungsreferenz und zwei Operationsverstärkern besteht. Wir wollen uns hier jedoch mit einer speziellen Art der Transistor-LED-Konstantstromquelle befassen. Es geht um eine Art kreuzgekoppelter Transistor-LED-Konstantstromquelle, einem Konstantstromzweipol. Doch davon später mehr im Detail. Um diesem Elektronik-Minikurs zu folgen, ist es empfehlenswert den Inhalt des früheren verstanden zu haben. Wir blenden zunächst Bild 7 des früheren Elektronik-Minikurses ein:

Diese Konstantstromquelle besteht in Wirklichkeit aus zwei Konstantstromquellen. Die hauptsächliche besteht aus dem PNP-Transistor T1, aus der LED LED1 als Referenzspannungsquelle und aus dem Emitterwiderstand Re1. Anstelle von Rv, als Vorwiderstand für LED1, dient eine weitere zusätzliche Konstantstromquelle. die genau gleich aufgebaut ist. Einziger Unterschied ist, sie enthält mit T2 einen NPN- statt einen PNP-Transistor. Was der Zweck dieser zusätzlichen Konstantstromquelle ist und was die Dimensionierungskriterien sind, ist im obengenannten Elektronik-Minikurs thematisiert.

Würde man LED1 mit einem Vorwiderstand Rv anstelle ebenfalls mit einer Konstantstromquelle betreiben, wäre die LED1-Referenzspannung und damit auch der Konstantstrom Ic leicht betriebsspannungsabhängig (+Ub), denn eine Änderung von +Ub hätte eine Änderung des Stromes in Rv und in der LED1 zur Folge. Benutzt man anstelle von Rv eine gleichartige jedoch komplementäre Konstantstromquelle, dann bleibt die Spannung über LED1 von +Ub praktisch unbeeinflusst.

Diese Methode lässt sich zu einer symmetrischen komplementären Konstantstromquelle erweitern, so dass sich beide Teilstromquellen ihre Arbeit als Partner teilen und sich gegenseitig in der Unabhängigkeit von der Betriebsspannung unterstützen. Dieser so genannte Konstantstromzweipol zeigt im folgenden Kapitel Bild 2.



Die Konstantstromzweipol-Methode

Bild 2 zeigt einen Konstantstromzweipol mit komplementären Transistoren. Wir betrachten zuerst Teilbild 2.1. Die Konstantstromquelle mit T1 liefert ihren konstanten Strom Ik1 durch LED2, welche als Referenzspannung für die Stromquelle mit T2 dient. Gleichzeitig fliesst Ik1 durch RL. In Teilbild 2.2 liefert die Konstantstromquelle mit T2 ihren konstanten Strom durch LED1, welche als Referenzspannung für die Stromquelle mit T1 dient. Gleichzeitig fliesst Ik2 durch RL.

Wir betrachten jetzt exakt die selbe Schaltung noch einmal in Teilbild 2.3. Der konstante Strom durch RL addiert sich aus Ik1 und Ik2. Diese Konstantstromzweipolschaltung hat gegenüber Bild 1 einen Vor- und zwei Nachteile. Vorteil ist, wir haben eine Zweipolschaltung. Man kann diese Schaltung direkt in eine dafür aufgetrennte Leitung einbauen und beide Transistoren beteiligen sich am Hauptstromfluss. In Bild 1 ist das nicht möglich, denn der nutzbare Konstantstrom fliesst von Re1 über T1 und Rc nach GND. Nachteilig bei der Zweipolmethode ist, dass die schwache restliche Temperaturdrift der beiden Teil-Konstantstromquellen sich addieren und dass die minimale Spannung über der Stromquelle um eine LED-Spannung höher ist. Für beide Teile des Konstantstromzweipols gilt die selbe Minimalspannung über der gesamten Konstantstromschaltung. Diese setzt sich zusammen aus den beiden LED-Spannungen und aus je einer minimalen Kollektor-Emitterspannung der beiden Transistoren T1 und T2, damit die Stromverstärkungsfaktoren vernünftige Werte von etwa 100 oder besser mehr haben. Es empfiehlt sich daher eine minimale Kollektor-Emitterspannung von je 2 VDC. Die minimale Spannung Umin beträgt somit etwa 5 VDC, sofern RL Null Ohm hat. Die Spannung über RL muss also zu diesen 5 VDC dazu addiert werden. Im Gegensatz zu Bild 1, wo der LED-Strom nur niedrige Werte von etwa 1 mA haben muss, fliessen durch die LEDs des Konstantstromzweipols je die Hälfte des Konstantstromes durch RL. Der LED-Strom kann hier erheblich grösser sein. Darum ist hier die LED-Spannung einer roten LED mit 1.8 VDC und nicht mit 1.7 VDC angegeben.

Der aufmerksame Betrachter von Bild 2 fragt sich natürlich, welch wundersame Aufgabe wohl der Widerstand R3 hat. Er hat die vornehme Aufgabe des "Zündwiderstandes". Ohne ihn würden sich die beiden Teilkonstantstromquellen sperren, weil ihre Kollektoresttröme viel zu niedrig wären. R3 wird sehr hochohmig gewählt. 1 M-Ohm oder besser grösser. Ein sehr geringe Strom durch ihn reicht um einen Mitkopplungseffekt in Gang zu setzen, so dass beide Stromquellen sogleich richtig arbeiten. Man bedenke, das typische Merkmal einer guten Konstantstromquelle ist ihr hoher Quellwiderstand. Wählt man R3 zu niederohmig, verschlechtert dies die Konstantstromeigenschaft.



Der geheimnisvolle Widerstand R4

Ein treuer Leser des Elektronik-Kompendium machte mich auf einen Artikel mit dem Thema Konstantstromzweipol in der leider längst ausgestorbenen ELRAD aufmerksam. Man findet ihn in der Januarausgabe des Jahres 1988 auf Seite 47 und er heisst "Grosses Spannungsgebiet". Es geht im Wesentlichen um den selben Artikel wie diesen hier. Allerdings hat der ELRAD-Artikel die Besonderheit des Widerstandes R4, der die Emitter der beiden komplementären Transistoren miteinander verbindet. Diese Besonderheit habe ich hier in leicht gekürzter Form beschrieben. Man beachte Bild 3:

In Teilbild 3.1 ist zusätzlich R4 enthalten. Der Konstantstromzweipol kommt im Prinzip ohne diesen Widerstand aus und hält auch den Strom über einen weiten Spannungsbereich konstant. Er hat aber die Eigenschaft, dass bei zunehmender Spannung über dem Konstantstromzweipol der Strom I dennoch leicht ansteigt. Mit R4 kann dieser Effekt kompensiert werden. Wählt man einen zu geringen R4-Wert, wird der Innenwiderstand des Konstantstromzweipols negativ, so dass bei steigender Spannung der Strom I sogar abnimmt.

Teilbild 3.2 zeigt das Diagramm mit drei Strom/Spannungs-Kennlinien. Das Unendlichkeitssymbol bedeutet, dass R4 fehlt. Diese Kennlinie illustriert wie der Strom bei zunehmender Spannung über dem Konstantstromzweipol geringfügig ansteigt. Mit hohem R4-Wert lässt sich die Strom-Spannungskennlinie linearisieren und bei zu niedrigem R4-Wert wird der Innenwiderstand negativ. Wird der Wert von R4 noch weiter reduziert, verhält sich der Konstantstromzweipol instabil.

Welchen Wert soll R4 haben? Das ist nicht ganz einfach. Im ELRAD-Artikel wurde ein fix dimensionierter Konstantstromzweipol vorgestellt und anstelle der LEDs werden je zwei in Serie geschaltete Siliziumkleinsignaldioden verwendet. Diese Methode hat einen signifikanten Nachteil der in (1) ausführlich beschrieben ist. Gemäss Dimensionierungsbeispiel im ELRAD-Artikel mit einem Konstantstrom von etwa 20 mA ergibt sich einen gerade noch akzeptablen niedrigen R4-Wert von 10 k-Ohm. Der R4-Wert, der die Strom-Spannungskennlinie linearisiert, kann, je nach Konstantstrom, einen Wert zwischen einigen k-Ohm bis mehrere M-Ohm haben. Am besten ermittelt man dies empirisch mit einem Potentiometer oder mit einer Widerstandsdekade. Man ermittelt den optimalen Wert und baut danach einen Festwiderstand ein, dessen Wert der Messung am Nächsten kommt. Vielleicht muss man einen Wert aus der 1%-Widerstandsreihe verwenden. Durch diesen Abgleich erhöht man den differenziellen Innenwiderstand des Konstantstromzweipols beträchtlich, was auch richtig ist, denn eine ideale Konstantstromquelle hat einen unendlich hohen differenziellen Innenwiderstand.



Der FET-Konstantstromzweipol

Da diese Konstantstromquelle mit einem FET ebenfalls eine Zweipolschaltung ist, soll sie hier ebenfalls thematisiert werden. Es wird hier allerdings nur in kurzen Zügen erklärt, weshalb sich ein selbstleitender Sperrschicht-FET (Junction-FET = JFET) als Strombegrenzer eignet. Will man tiefer in die Thematik des Feldeffekttransistors einsteigen, empfehle ich das Elektronik-Standardwerk Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk. In der neunten Ausgabe gibt es das grosse Kapitel 5 über Feldeffekttransistoren. Im Unterkapitel 5.5 ist der selbstleitende JFET als Konstantstromquelle mathematisch ausgiebig beschrieben. Empfehlenswert ist auch der JFET-Grundlagenkurs von Patrick Schnabel.

Ich möchte an dieser Stelle noch auf ein anderes grundlegendes und praxisnahes Buch mit sehr vielen Anwendungsschaltungen zu den Feldeffekt-Transistoren hinweisen. Es ist das Buch "FETs und VMOS: Grundlagen und Anwendung von FETs und Power-MOSFETs" von Siegfried Wirsum vom Franzis-Verlag (ISBN: 3-7723-6741-0). Ich kaufte dieses Buch im Jahre 1980. Ob es noch gedruckt und vertrieben wird, weiss ich nicht. Es macht z.Z. des Schreibens dieses Elektronik-Minikurses wenig Sinn dies zu evaluieren, denn schliesslich weiss man nicht, ob es dieses Buch ein Jahr später noch geben wird. Es bleibt dies also dem Leser überlassen. Ist das Resultat der Suche negativ, bleiben noch technische Bibliotheken (Hochschulen) und Antik-Bücherjobs, die es auch im Internet gibt.

Wir betrachten nun den JFET-Konstantstromzweipol in Bild 4:

Wir haben es in dieser Schaltung mit einem N-Kanal-JFET zu tun. Der häufigste N-Kanal-JFET, der in den Elektronik-Minikursen zum Einsatz kommt, ist der BF245A. Den A-Typ, weil dieser den niedrigsten Drainstrom (Sättigungsstrom) hat, wenn die Gate-Source-Spannung 0 V beträgt. Der Drainstrom hat eine Toleranz zwischen 2 und 6.5 mA bei einer Drain-Souce-Spannung von 15 V. Mehr Infos im BF245-Datenblatt. Man beachte Figure 4 "Output characteristics for BF245A; typical values". Die Diagramme für BF245B (Figure 6) und BF245C (Figure 8) sind nachfolgend auf der selben Seite 5 und auf Seite 6.

Obsolet: Das Problem ist, dass der BF245A,B,C nicht mehr hergestellt wird. Als Ersatz kann man für den BF245A annäherungsweise den J113 einsetzen. Der BF256A würde den BF245A ersetzen. Leider gibt es diesen Typ auch nicht mehr, jedoch den BF256B, der eigentlich den BF245B ersetzt. Es gibt noch den PN4393, jedoch mit einem sehr grossen Toleranzbereich des gesättigten Drainstromes. Man muss, um den selben niedrigen Drainsättigungsstrom zu erreichen, den Widerstand Rs ermitteln und einfügen um den selben Wert zu erreichen wie beim BF245A, wenn bei diesem das Gate direkt mit Source kontaktiert ist. Dies hat einen Nachteil, der mit Bild 5 im Kapitel "LED-ON-Anzeige für variable Betriebsspannung" weiter unten erklärt wird.

Obsolet und doch nicht ganz: Die so eben genannten BF245(A)-Alternativen (J113 etc.) eignen sich vor allem dann, wenn mit dem JFET geschaltet wird, wie dies zutrifft in Synchron-Gleichrichter/JFET-Analog-Schalter I, Analog-Schalter II und SC-Tiefpassfilter. In analogen Anwendungen kann es wünschenwert sein, besonders bei Reparaturen den originalen BF245 einzusetzen. Die SMD-Version (SOT23) wird weiterhin von NXP (früher Philips) produziert. Anstelle von BF245 nennt sich dieses Produkt BF545. Diesen BF245 (Typen A, B und C) in SMD erhält man bei REICHELT, RS-ONLINE, CONRAD und FARNELL (Dezember-2017).

Der JFET-Konstantstromzweipol in Bild 4 nutzt die Eigenschaft, dass der N-Kanal-JFET selbstleitend ist, also bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V Strom leitet, bei ansteigender negativer Gate-Source-Spannung den Drain-Source-Kanal zunehmend abschnürt und oberhalb eines gewissen Wertes vollständig abschnürt und den Darin-Source-Kanal isoliert. Selbstverständlich verhält sich der P-Kanal-JFET ebenso, wenn auch mit umgekehrten Vorzeichen von Strom und Spannung.

Teilbild 4.1: Man schliesse diesen Konstantstromzweipol an eine variable Spannungsquelle (Netzgerät) und man schützt die Testschaltung mit einem niedrig eingestellten Begrenzungsstrom von wenigen zehn Milliampere. Hat man ein solches Netzgerät mit einer einstellbaren Strombegrenzung nicht zur Verfügung, geht es auch mit einem zur Ausgangsspannung +Ub in Serie geschaltenen Widerstand, der die Schutzfunktion übernimmt. Man erhöht langsam die Spannung +Ub, man misst gleichzeitig den Drainstrom ID und die Spannung über dem Widerstand Rs. Dieser entspricht der negativen Gate-Source-Spannung UGS. Je grösser der Drainstrom, um so grösser die negative Gate-Source-Spannung. Oberhalb eines bestimmten Wertes der negativen Gate-Source-Spannung steigt der Drainstrom nicht mehr weiter an. Auch dann nur noch sehr wenig, wenn man am Netzgerät die Betriebsspannung wesentlich erhöht. Es hat sich ein Gleichgewicht zwischen dem Drainstrom und der negativen Gate-Source-Spannung, welche die Abschnürung des Drain-Source-Kanales bewirkt, eingestellt. Darauf beruht der Effekt der strombegrenzenden Wirkung dieser einfachen Schaltung.

Verwendet man für diesen Versuch den JFET BF245A und für den Widerstand Rs einen Wert von 1 k-Ohm, stellt sich ein stabiler Drainstrom von etwa 1 mA ein. Die Übertragungscharakteristik des BF245A zeigt eine Gate-Source-Spannung von etwa -1 V bei einem Drainstrom von etwa 1 mA, wobei die Ausgangscharakteristik in diesem Bereich auch den Sättigungseffekt in diesem Bereich zeigt, - der Strom ist spannungsunabhängig relativ konstant. Mit relativ ist zu verstehen, dass für hochstabile Stromquellen bessere Methoden gibt. Die Berechnung des Drain-Konstantstromes aus der negativen Gate-Source-Spannung und dem Widerstand Rs (siehe Formel in Teilbild 4.1) ist nur ein Annäherungswert, der jedoch für manche Anwendungen ausreicht. Schliesslich kann man den genauen Stromwert auch empirisch mit einer Widerstandsdekade ermitteln. Dies dürfte selbst bei präziser Berechnung, zwecks Nachprüfung, meist notwendig sein.

Wirklich gut funktioniert diese Strombegrenzung nur deshalb, weil der JFET, wie auch der bipolare Transistor, ein nichtlineares Kennlinienfeld aufweist. Wenn man beim bipolaren Transistor einen gewissen niedrigen Basisstrom fliessen lässt, stellt sich, trotz Erhöhen der Kollektor-Emitter-Spannung oberhalb eines bestimmten Wertes, eine strombegrenzende Wirkung ein. Beim JFET ist es die Gate-Source-Vorspannung anstelle des Basisstromes. Oberhalb einer gewissen Drain-Source-Spannung bleibt der Drainstrom relativ konstant. Durch die Gegenkopplung mit Rs wird die Stromkonstanz verbessert, bzw. der differenzielle Innenwiderstand (dUDS/dID) der Konstantstromquelle erhöht. Man bezeichnet diesen Innenwiderstand oft auch als den dynamischen Widerstand. Je nach Betrachtungsweise passt auch die Bezeichnung Quellwiderstand.

Die Vorspannung zur Strombegrenzung erhält der JFET direkt durch den Sourcewiderstand Rs. Dies macht diesen Konstantstromzweipol besonders einfach. Er besteht aus bloss zwei Bauteilen. Es gibt deshalb auch integrierte JFET-Konstantstromquellen. Weil es Zweipole sind und der Strom nur in der Richtung von Drain nach Source fliessen darf, nennt man diese Bausteine auch Feldeffekt-, Konstantstrom- und Stromregeldioden. Teilbild 4.2 zeigt das Schaltsymbol für eine solche Stromregeldiode. Es gibt solche z.B. von den Firmen VISHAY und SILICONIX.



LED-ON-Anzeige für variable Betriebsspannung

Wenn man eine variable Spannung, z.B. zwischen minimal 3 VDC und maximal 30 VDC mit einer LED anzeigen will, ob die Spannung eingeschaltet ist, ohne dass diese LED auffällige Schwankungen der Leuchtstärke bei diesem grossen Spannungsunterschied erzeugt, benötigt man in Serie zur LED, anstelle eines Widerstandes, eine Konstantstromquelle. Dies geht am Einfachsten mit einem JFET in der Funktion als Stromregeldiode. Die etwas schwache Präzision der Stromkonstanz stört bei dieser Anwendung nicht. Das funktioniert mit einem JFET ohne einen zusätzlichen Widerstand Rs, wenn der JFET den geeigneten Sättigungsstrom liefert den man haben will, wie dies Teilbild 5.1 zeigt mit 3 bis 5 mA innerhalb des so eben genannten Spannungsbereiches.

Mit dem JFET BF245A oder mit einem der erwähnten beinah äquivalenten Typen geht das problemlos. Bleiben wir zunächst beim BF245A. Als LED kommt ein rot leuchtender Typ in Frage, weil diese die niedrigste Flussspannung aufweist. Das ist wichtig, wenn die Anzeige auch bei möglichst niedriger Spannung von +Ub noch genügend hell leuchten soll. Diese rot leuchtende LED sollte bei einem Strom von etwa 2 mA, frontal sichtbar, gut leuchten. Glasklares und nicht mattes Kunstoffgehäuse ist dabei vorteilhaft.

Die Schwellenspannung einer rot leuchtenden LED liegt bei etwa 1.7 VDC. Das bedeutet, bei +Ub = 3 VDC, bleibt dem JFET noch eine Drain-Source-Spannung von etwa 1.3 VDC. Dies ermöglicht gerade noch ein LED-Strom von knapp 3 mA. Bei +Ub = 5 VDC sind es knapp 4 mA, bei +Ub = 15 VDC etwa 4.5 mA und bei 30 VDC knapp 5 mA. Dies ist ein Beispiel, gemessen an zwei Exemplaren. Man beachte dazu das Output-Characteristics-Diagramm des BF245A. Für diese Anwendung benötigt man keine Berücksichtigung der Streuwerte. Wie man leicht erkennt, ist die Kurve zwischen einer Drain-Source-Spannung von etwa 6 VDC bis 15 VDC deutlich idealisiert und dies erst recht bis zur maximal erlaubten Spannung von 30 VDC (nicht mehr dargestellt). Aber wie angedeutet, spielt das hier keine Rolle. Die Verlustleistung des JFET beträgt bei 30 VDC nur etwa 0.15 W.

Logarithmisches Auge: Interessant dabei ist, dass bei einer Verdopplung des LED-Stromes eine nur sehr geringe Schwankung der LED-Leuchtstärke wahrnehmbar ist. Dies kommt davon, weil die Leuchtstärke der LED sich beinahe linear der Stromstärke ändert. Das Helligkeitsempfinden des menschlichen Auges funktioniert hingegen logarithmisch. Wenn dem nicht so wäre, wäre es nicht möglich, die Sterne am klaren Nachthimmel zu sehen und helles Tageslicht zu ertragen. Auch das Hörempfinden funktioniert logarithmisch.

BF245A-Ersatz: Wenn man an Stelle eines BF245A ein BF256B einsetzen will, weil man z.B. keinen BF245A mehr besitzt, erhöht sich bei gleicher Schaltung von Teilbild 5.1 der LED-Strom etwa um den doppelten Wert. Man kann diesen Strom reduzieren, wenn man mit Hilfe eines Widerstandes Rs zwischen Source und Gate eine negative Gate-Source-Spannung erzeugt, wie dies Teilbild 5.2 zeigt. Dies erhöht um diese Spannung die minimale Spannung +Ub, damit die LED vernünftig hell leuchten kann. Für den BF256B gibt es im Datenblatt kein Output-Characteristics-Diagramm. Man muss daher mittels Potmeter oder Widerstandsdekade den passenden Rs-Wert empirisch ermitteln.

Im J113-Datenblatt gibt es ein Diagramm mit der Bezeichnung Common-Drain-Source Wenn man hier in etwa den selben LED-Strom erzeugen will, muss man, wie Teilbild 5.2 zeigt, ein Widerstand Rs im Sourcekreis mit einem Wert von 270 Ohm einfügen. Man beachte dazu die Formel zur Berechnung von Rs und die rot eingezeichnete Information im eben genannten Diagramm. Zwischen Drain und GND bildet sich die Summe von der Drain-Source-Spannung von etwa 0.6 VDC und der Gate-Source-Spannung (Spannung über Rs) von etwa 0.8 VDC (Parameter). Dies ergibt eine Spannung von etwa 1.4 VDC bei +Ub = 3 VDC. Eine etwa ähnliche Situation wie in Teilbild 5.1. Bei zunehmender Spannung von +Ub steigt auch die Drain-Source-Spannung und mit ihr nur sehr leicht, wie es sein soll, der LED-Strom (Drain-Sättigungsstrom).

Wenn man Rs von 270 Ohm in Richtung 100 Ohm reduziert, reduziert sich die Gate-Source-Spannung von 0.8 VDC in Richtung 0.6 VDC (Parameter) und der (quasi-)konstante LED-Strom steigt von 3 mA in Richtung 4 mA. Man ist da fast beliebig frei mit der Wahl des LED-Stromes durch die Wahl von Rs.



Schaltbox für Netzgeräte

Sinn und Zweck: Eine solche Schaltbox mit einem kleinen Gehäuse zwischen einem Netzgerät und einer Test- oder Experimentierschaltung eignet sich hervorragend, wenn man eine solche Schaltung prüfen oder mit ihr experimentieren will. Der Vorteil einer solchen Schaltbox zeigt sich vor allem dann, wenn man die Betriebsspannung der Test- oder Experimentierschaltung oft unterbrechen will. Da ist es sinnvoll, dass man nicht ständig das Netzgerät ein- und ausschalten muss, weil der Netzschalter schliesslich eine begrenzte Lebensdauer hat und man nach dem Ausschalten darauf achten muss, dass die Spannung auch wirklich auf dem GND-Pegel liegt, bevor man aktiv wird. Selbstverständlich hat auch der Kippschalter S in der Schaltbox eine begrenzte Lebensdauer. Es ist aber deutlich weniger umständlich diesen Schalter auszutauschen, als den des Netzgerätes, den man, weil speziell, oft extra bestellen muss. Dazu kommt noch, dass man für das Ein- und Ausschalten des Netzgerätes lästig den Arm strecken muss, um den Schalter zu erreichen, weil das Netzgerät oft nicht gerade zuvorderst auf dem Labortisch platziert ist. Das wäre ein weiteres Argument für eine kleine Schaltbox in der Nähe des Geschehens. Ich habe mir längst drei solche Boxen gebaut, die mir den Elektronik-Alltag oft erleichtern.

Die Schaltung der Schaltbox in Bild 6: Eigentlich genügt für S ein zweipoliger EIN/AUS-Schalter, um ±Ua für die folgende Schaltung ein- und auszuschalten. Hier gleich angemerkt, man kann auch nur, je nach Art der Test- oder Experimentierschaltung, +Ue-->+Ua oder -Ue--->-Ua (Single-Supply-Mode) verwenden. Der zweipolige Umschalter S dient dem Zweck, dass beim Ausschalten ±Ua sofort auf den GND-Pegel schaltet. Das ist dann wichtig, wenn in der Test- oder Experimentierschaltung Block-Kondensatoren Cx1 und/oder Cx2 im Einsatz sind. Sind es nur keramische Kondensatoren (Kerkos) im Bereich von 100 nF in der Nähe an der Speisung von digitalen und analogen ICs, kann man dann auf die Entladung mittels Umschalter verzichten, wenn die Anzahl dieser Kerkos so gering ist, dass beim Ausschalten genügend Entladestrom durch die Schaltung selbst fliesst, so dass an ±Ua den GND-Pegel rasch erreicht wird.

Gehen wir davon aus, dass dies nicht immer der Fall ist und bei einer Test- oder Experimentierschaltung die Cx1- und/oder Cx2-Werte im 100- oder 1000-µF-Bereich haben, dann muss mittels zweipoligem Umschalter im Aus-Zustand ein kurzzeitiger Entladestrom von Cx1 (+Ua) über R1 nach GND fliessen. Dasselbe gilt bei Bedarf von Cx2 (-Ua) über R2 nach GND.

Nehmen wir mal an Cx1 ist ein Elko mit einer Kapazität von 1000 µF. Beim Entladen über R1 mit 100 Ohm wirkt eine Zeitkonstante von 0.1 s. Bei der 5-fachen Zeitkonstante, also nach einer halben Sekunde, hat sich +Ua soweit reduziert, dass es fast dem GND-Pegel entspricht. Wartet man eine volle Sekunde, kann man problemlos ohne Risiko in der Test- oder Experimentierschaltung herum hantieren. Die maximale Betriebsspannung ist vorgegeben durch die JFETs mit einer maximal zulässigen Drain-Source-Spannung von 30 V.

Angenommen Cx1 = Cx2 = 1000 µF. Wie gross muss die Leistung von R1 und R2 sein? Wenn konstant 30 VDC an R1 oder/und R2 mit je 100 Ohm anliegen, sind das je 9 W. Diesen Zustand gibt es jedoch nicht.Allerdings genügt ein 0.5W-Widerstand, weil die Wärmeträgheit eines solchen Widerstandes gross genug ist, dass sogar bei einem 0.25W-Widerstand keine spürbare Erwärmung entsteht beim Ausschaltvorgang, wenn die Wartezeit bis zum nächsten Ausschalten gross genug ist.

Dies kann man leicht einhalten. Wenn man auch nur gerade während einer Minute ein Test mit der angeschlossenen Schaltung durchführt, wird bis zum nächsten Ausschalten, und man wiederholt diesen Vorgang, ein Tastgrad von etwa 1/600 erzeugt, was an R1 und/oder R2 eine durchschnittliche Leistung von 15 mW erzeugt. Ein einfacher Praxistest mit einem 0.25W-Widerstand mit 100 Ohm und einem wilden Ein- und Ausschalten mit dem Umschalter S, wodurch der Tastgrad kleiner wird, reicht aus, dass der 1/4W-Widerstand zwar so heiss wird, dass man ihn gerade nicht mehr berühren will. Das zeigt, R1 oder R2 sind weit davon entfernt bei dieser wilden Schalterei beschädigt zu werden. Mit je einem 1/2W-Widerstand ist man auf der ganz sicheren Seite, dass nichts passieren kann. Die Kapazität von Cx1 und Cx2 dürfen dann auch deutlich grösser sein.

Wieso gerade 100 Ohm für Rs und nicht weniger? Wenn S ausgeschaltet ist und man will mit einem Durchgangsprüfer die Test- oder Experimentierschaltung testen, piepst der Durchgangsprüfer von guter Qualität bei 100 Ohm nicht. Oder er piepst, aber er zeigt am Display die Spannung über dem Widerstand an. 10 Ohm für Rs können dabei etwas knapp sein. Mit diesem Selbstbau-Verdrahtungstester (Schaltung) kann man die Ansprechschwelle des Piepstones locker auf 1 Ohm einstellen.

Die Dioden D1 bis D4 dienen dem Verpolungsschutz. Grundsätzlich genügen D1 und D2. D3 und D4 dienen zusätzlich dem Zweck, wenn man bei offenem Schalter S die Test- oder Experimentierschaltung mit geladenen Cx1 und Cx2 falsch gepolt an die Ausgangsbuchsen der Schaltbox anschliesst. D3 und D4 entladen Cx1 und Cx2 sofort.

Vor allem D1 und D2 müssen dem maximalen Strom des Netzgerätes angepasst sein. Dies bedeutet, dass das Netzgerät eine einstellbare Strombegrezung haben muss. Ist dies nicht der Fall sollte man flinke Schmelzsicherungen in Serie zu +Ue und -Ue schalten. Für einen Maximalstrom von 3 A an +Ue und -Ue, empfiehlt es den bekannten Leistungsdioden 1N5402 einzusetzen.



Thomas Schaerer, 17.06.2001, 01.07.2001 ; 02.12.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 04.12.2004 ; 14.06.2006 ; 23.06.2011; 15.12.2017