Einfaches Labornetzteil 0...20VDC / max. 3A
mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe
und Überlastanzeige (Overload)

 

Themenübersicht

  • Einleitung mit Update-Hinweis

  • Diskreter oder integrierter Aufbau

  • Die Schaltung

    • Wie arbeitet die Spannungsregelung?

    • Wozu dient R1 zwischen Basis und Emitter von T1?

    • Die zusätzliche Frequenzgangkompensation mit C3 und R5

    • Wie arbeitet die Strombegrenzung (I-Limiter)?

    • Die OVERLOAD-Anzeige

    • Zwei unscheinbare aber wichtige Dioden, D1 und D2!

    • Stabilität, Brummen und Rauschen

    • Wie hoch muss minimal die Eingangsspannung +Ue sein?

    • Wie hoch darf maximal die Eingangsspannung +Ue sein?

    • Belastung von T1, Kriterien und der Zweite Durchbruch

    • Grundlegendes zur Kühlung von T1

    • Die Kühlung von T2

    • Kühlkörper-Online-Berechnungsprogramme

    • Platinenlayout zur Schaltung in Bild 1

  • Testschaltung und die Frequenzgangkompensation

  • Update: Kurzschluss- und Überlastsicher  (März 2020)

  • Welche Alternative gibt es für höhere Spannungen?

  • Linkliste



Einleitung mit Update-Hinweis

Mit diesem Elektronik-Minikurs und mit dem ersten Teil (1) zur komplementären Darlingtonschaltung begann meine Tätigkeit im Dezember 1999 im ELektronik-KOmpendium "das ELKO", das damals noch E-ONLINE hiess.

Auf Grund von unterschiedlichen Leserfeedbacks erweiterte ich den ersten und diesen zweiten Teil im Februar 2003 massiv. Es kamen mehr Schaltungsdetails, ausführlicher Text, ein Anwendungshinweis für höhere Ausgangsspannungen +Ua und eine Testschaltung zum Messen der Stabilität in Abhängigkeit von schnellen Laständerungen hinzu. Dieser Elektronik-Minikurs setzt die erlernte Grundlage des soeben angedeuteten ersten Teiles (1) unbedingt voraus! Im ersten Teil gibt es auch ein paar Links zum Erfinder des komplementären Darlington George Clifford Sziklai, der, nebenbei erwähnt, auch noch viel anderes erfand.

Am 21. Mai 2008 stellte ein Leser im ELKO-Diskussionsforum, der die Schaltung in Bild 1 nachgebaut hat, fest, dass die OVERLOAD-Anzeige nicht richtig funktioniert, wenn man mit der Ausgangsspannung +Ua auf beinahe 0 VDC hinunterfährt und wollte den Grund wissen. Ich erklärte die Ursache in einem folgenden Posting und ich nahm dies zum Anlass diesem Elektronik-Minikurs ein Update zu verpassen, der diese Problematik mit einer zusätzlichen kleinen Schaltung beschreibt und einen Weg zeigt, wie man dieses Problem lösen kann. Im Kapitel "Die OVERLOAD-Anzeige" und mit dem Inhalt von Teilbild 2.2 wird eine Lösung gezeigt.

Zum folgenden Studium benötigt man u.a. die Datenblätter des Opamp LM358 (LM358A) und die Transistoren MJ2955  BD139  BC547(Ex-BC550)  BC557(Ex-BC560)   IRLZ34N(MOSFET).

Unterschied zwischen LM358 und LM358A: Man beachte im Datenblatt den detaillierten Vergleich. Es gibt gewisse nennenswerte Unterschiede im Bereich von Input-Offset-Voltage, Input-Bias-Current und Input-Offset-Currenet. Bei der vorliegenden Schaltung sind diese Unterschiede praktisch irrelevant. Da man diesen Opamp vielleicht gerne auch für andere Anwendungen an Lager hat, lohnt es sich trotzdem die Unterschiede ernst zu nehmen, und beim Kauf den LM358A vorzuziehen. Die selben Überlegungen gelten für den Quad-Opmp LM324 bzw. LM324A. Die IC-internen Opamp-Schaltung sind identisch.

Update Hinweis (zusätzliche Ministromquelle): Man liest, dass dieses Netzteil nicht dauerhaft kurzschlussfest und nur bedingt überlastfest ist. Dies kann man wirkungsvoll vermeiden, wenn man den Dual-Operationsverstärker OA1, OA2 nicht direkt mit der Eingangsspannung +Ue speist. Mit einer Z-Diode Zm1 kann man dieses Problem vermeiden. Allerdings mit dem Nachteil, dass die Eingangsspannung +Ue erhöht werden muss.

Es gibt noch eine andere Möglichkeit, wobei man OA1, OA2 direkt an +Ue betreiben kann ohne den Widerstand Rn1 einsetzen zu müssen. Die Lösung besteht darin an Stelle von Rn1 eine kleine Konstantstromquelle einzusetzen, wobei der konstante Strom erst dann einsetzt, wenn der I-Limiter zum Einsatz kommt, um den Strom an +Ua zu begrenzen. Der Spannungsverlust, der diese Ministromquelle zwischen dem Ausgang von OA1 und Basis von T2 verursacht, liegt bei etwa 0.15 VDC. Erst bei Überlast oder Kurzschluss erhöht sich diese Spannung deutlich, wegen den konstanten Strom von 5 A in Richtung Kollektor von T3, die I-Limiter-Funktion. Dies hat dann auch seine Richtigkeit. Um es besser zu verstehen, gleich einen kurzen Blick auf die Schaltung von Bild 4. Details zu diesem Backup liest man im Kapitel "Update: Kurzschluss- und Überlastsicher".



Diskreter oder integrierter Aufbau

Im Kapitel "Die OVERLOAD-Anzeige" wird darauf hingewiesen, dass auf Grund eines kleinen Problems die Schaltung in Bild 1 nicht zu einer Serieproduktion eignet. Dazu will ich hier deutlich machen, dass die Schaltung in Bild 1 als Lehrstück dient. Der Elektronik-Azubi lernt wie man ein Netzteil mit einer komplementären Darlingtonstufe realisiert, er lernt wie eine quasi diskrete Spannungsregelschaltung funktioniert und er lernt etwas über wichtige Details worauf es ankommt und er kann mit Bild 1 eine funktionsfähige Schaltung nachbauen und auch nach seinen Bedürfnissen erweitern oder verändern. Quasi diskret heisst, es kommen sowohl integrierte Schaltungen (hier der Dual-Opamp LM358A) und einzelne Transistoren, Dioden, etc. zum Einsatz.

Moderne Schaltungen für den selben Spannungs- und Strombereich werden heute weitgehend integriert realisiert. Das spart viele Bauteile und eine wichtige Schutzfunktion für die Überlast (Safe_Operating_Area) ist gleich mit integriert. LM317S, LM350T und LM338 sind drei intergrierte Spannungsregler, die man anstelle der Schaltung in Bild 1 einsetzen kann. Allerdings benötigen die Schaltungen mit diesen ICs auf jeden Fall eine negative Zusatzspannung, wenn die Ausgangsspannung bis auf 0 VDC steuerbar sein soll. Eine negative Zusatzspannung ist in Bild 1 nicht nötig, ausser die OVERLOAD-Anzeige soll auch bei Ausgangsspannungen von 1 VDC oder weniger, perfekt arbeiten.



Die Schaltung

Wie arbeitet die Spannungsregelung?

T1 und T2 bilden eine NPN-Komplementärdarlingtonstufe. Diese wird durch den Operationsverstärker (Opamp) OA1 gesteuert. OA1 vergleicht die durch das Potmeter P erzeugte variable Referenzspannung Ur (r = reference) mit der gegengekoppelten Spannung Uf (f = feedback), die sich aus der Ausgangsspannung +Ua und dem Spannungsteiler R6/R7 ergibt. Dadurch regelt sich eine last- (RL) und eingangsspannungsunabhängige (+Ue) stabile Ausgangsspannung +Ua, welche mit P zwischen beinahe 0 VDC und 20 VDC einstellbar ist. Der Spannungsteiler R6/R7 verstärkt die mit P eingestellte Referenzspannung Ur zur Ausgangsspannung +Ua, die sich wie folgt berechnet:

   Ua = Ur * ((R6 + R7) / R7)

Die Ausgangsspannung ist dann im eingeschwungenen Zustand, wenn die Spannungen am invertierenden und am nichtinvertierenden Eingang des OA1 gleich gross sind, sieht man grosszügig von der sehr niedrigen DC-Offsetspannung ab. Oder anders formuliert: Im eingeschwungenen Zustand beträgt die Differenzspannung zwischen den Eingängen von OA1 0 V.

Es stellt sich die Frage, wieviel Strom der Ausgang von OA1 in die Basis von T2 liefern muss, damit ein maximaler Strom von 3 A am Ausgang möglich ist. Der Basisstrom von T2 berechnet sich aus dem Kollektorstrom von T1 dividiert durch das Produkt der beiden Stromverstärkungsfaktoren von T1 und T2:

   IB(T2) = IRL / (ß(T1) * ß(T2))

Dazu benötigen wir die Datenblätter von T1 (MJ2955) und T2 (BD139). Links in der Einleitung. Wir wollen wissen wie gross die Stromverstärkungsfaktoren ßT1 und ßT2 sind. Betrachten wir zunächst das PNP-Arbeitspferd T1, den MJ2955. Bei einem Kollektorstrom von 3 A und einer Chiptemperatur zwischen 25 und 150 °C hat die Stromverstärkung einen Wert zwischen 40 bis 50 und dies bei einer Kollektor-Emitterspannung von 4 VDC. Dies zeigt uns das Diagramm "DC-Current-Gain". Das Diagramm "Collector-Saturation-Region" zeigt wie gross der Basisstrom sein muss, damit die Kollektor-Emitter-Spannung so klein wie möglich sein kann. Das Diagramm zeigt Beispiele für Ströme von 1 A, 4 A und 8 A. Man betrachte die Kurve für 4 A, weil sie dem Strom von 3 A am nächsten liegt. Gibt man sich mit einer minimalen T1-Kollektor-Emitterspannung von 1VDC bei einem Kollektorstrom von 4 A zufrieden, benötigt T1 einen Basisstrom von etwa 120 mA. Dies ergibt einen Stromverstärkungsfaktor von 33. Bei einem Kollektorstrom von 3 A dürfen wir ein Stromverstärkungsfaktor von 40 voraussetzen.

Der daraus resultierende T1-Basisstrom von etwa 75 mA ist zur Hauptsache der Kollektorstrom von T2. Wir betrachten jetzt das Datenblatt des BD139. Das Diagramm "DC-current-gain" zeigt, dass bei einem Kollektorstrom von etwa 75 mA eine Stromverstärkung von etwa 95, bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 2 VDC, resultiert. Das Produkt der beiden Stromverstärkungsfaktoren von T1 und T2 wären demnach ein Faktor von 3800. Bei einem maximalen Laststrom am Ausgang von 3 A ergibt dies ein T2-Basisstrom von 0.78 mA. Wir runden auf zu 1 mA. Dies ist der Belastungsstrom am Ausgang von OA1 und dieser Strom ist für den LM358(A) leicht zumutbar, wie im LM358-Datenblatt das Diagramm "Output Characteristics Current Sourcing" zeigt.


Wozu dient R1 zwischen Basis und Emitter von T1?

Die Stromverstärkung der komplementären Darlingtonstufe aus T1 und T2 ist relativ hoch. Wenn der Ausgang +Ua fast nicht oder gar nicht belastet ist, kann sich die Regelschaltung in dem Sinne destabilisieren, dass +Ua plötzlich ansteigt, weil die extrem niedrigen Restströme in den Silizium-Transistoren T1 und T2 diesen Effekt, vor allem bei höheren Betriebstemperaturen, verursachen können. Ich habe das zwar nie beobachtet bei den Messungen. Es lohnt sich aber trotzdem solchen Worst-Case-Situationen vorzubeugen. Besonders dann, wenn es so einfach ist.

Was aber bewirkt R1 auch noch? Er sorgt dafür, dass bei einem sehr kleinen Strom an RL nur T2 und nicht auch T1 leitet. T1 leitet erst dann, wenn die Stromlast an +Ua so gross ist, dass an R1 etwa 0.7 V liegt. Das ist die Basis-Emitterschwellen-Spannung von T1. Der Strom durch R1 begrenzt sich dadurch auf einen Wert von etwa 7 mA. Mehr Strom fliesst von der T1-Basis zum T2-Kollektor. Vom T2-Emitter via R15-Strommess-Widerstand zum Ausgang +Ua. Berücksichtigt ist hier die Strombegrenzungsfunktion mit T3 und R15 noch nicht.


Die zusätzliche Frequenzgangkompensation mit C3 und R5

Viele der heute verwendeten Opamps arbeiten bis hinunter zu einer Verstärkung von 1 stabil. Man bezeichnet solche Opamps als unitygain-stabil (unitygain-stable). Ein solcher Opamp ist IC-intern frequenzgangkompensiert. Ein gut bekannter Vertreter dieser Art ist der traditionsreiche JFET-Opamp LF356. Sein schnellerer "Bruder" LF357 muss jedoch eine minimale Verstärkung von 5 haben, damit er als Verstärker arbeitet und nicht unkontrolliert oszilliert. Seine interne Frequenzgangkompensation wirkt schwächer, dafür hat er eine vier mal höhere Unity-Gain-Frequenzbandbreite. Diese beträgt 20 MHz. Man versteht darunter die Frequenzbandbreite bei einer Verstärkung von 1. Auf deutsch nennt man dies auch das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt. Praktisches Beispiel: Eine Verstärkung von 100 erlaubt gerade noch eine Bandbreite von 200 kHz, denn das Produkt dieser beiden Werte beträgt 20 MHz bei einer Verstärkung von 1. Dass mit der Verstärkung von 1 der LF357 nicht arbeitet, spielt dabei keine Rolle. Es sei noch darauf hingewiesen, dass der LF357 leider nicht mehr produziert wird!

Der hier verwendete bipolare Dual-Opamp LM358A (der kleine Bruder des Quad-Opamp LM324A) ist unitygain-stabil. Das gilt aber nur dann wenn er alleine vom Ausgang zum Eingang so gegengekoppelt ist, damit er eine Verstärkung von 1 im nichtinvertierenden Betrieb hat und nicht dann, wenn sich noch eine weitere Verstärkerstufe innerhalb der Gegenkopplung befindet. Diese weitere Verstärkerstufe besteht aus T1 und T2. Deshalb reicht die IC-interne Frequenzgangkompensation von OA1 nicht aus, obwohl die Spannungsverstärkung von T1 und T2, als Komplementärdarlington, auch nur einen Wert von 1 hat. Die Frequenzgangkompensation muss verstärkt werden. Das ist so etwas wie eine zusätzliche Bremse und diese besteht stets aus einem passiven Tiefpassfilter erster Ordner, hier aus R5 und C3. Der Parallelwiderstandswert von R6 und R7 wirkt als Quellwiderstand, fällt aber nicht ins Gewicht, weil dieser deutlich niedriger ist als der Widerstand von R5. Mehr zum Thema Frequenzgangkompensation liest man im Elektronik-Minikurs (2).

Dieses R5*C3-Tiefpassfilter für die zusätzliche Frequenzgangkompensation zu berechnen, ist ganz bestimmt nicht unmöglich, jedoch sehr komplex. Es ist hier, weil es um eine zusätzliche Kompensation geht, wesentlich komplizierter, als bloss die Formel zu einem Opamp zu befolgen, der extern kompensiert werden muss, wie man dies z.B. mit dem Opamp LM301 nachvollziehen kann. Man muss es oft empirisch ermitteln. Unterstützt wird dies mit der Testschaltung in Bild 3, erklärt weiter unten im Text.

Und selbst dann ist man, je nach Beschaltung, noch gar nicht sicher, ob dies ausreicht und die Schaltung wirklich stabil genug arbeitet. Wie schwierig dies sein kann, zeigt der witzige Spruch aus den Opamp-Pioniertagen: "Willst Du einen Verstärker, so kriegst Du einen Oszillator, willst Du einen Oszillator, so kriegst Du einen Verstärker." Wieso stimmt eigentlich der zweite Satzteil immer auch? Damit eine Schaltung überhaupt oszillieren kann, muss sie erstmal verstärken können. Den Verstärker hat man also auf jeden Fall. :-)

Manchmal führen nicht immer viele Wege nach Rom, jedoch gibt es hier, neben einem aufwändigen Rechnen, zumindest einen zweiten, einen sehr praxisorientierten, und den wollen wir jetzt am vorliegenden Beispiel genau betrachten:

Wenn man mit so etwas zum ersten Mal zu tun hat, hat man schliesslich keine Ahnung in welcher Grössenordnung denn R5 und C3 sein sollen. Es ist unmöglich ein Rezept zu geben. Beginnen wir hier mit R5. R5 hat einen Wert von 10 k-Ohm und das ist gut so, aber warum? Besonders bei bipolaren Opamp - und das ist der LM358 - gilt die Regel, dass die temperaturbedingte DC-Offsetspannungsdrift am Ausgang (bedingt durch den eingangsseitigen Offsetstromdrift) dann minimal ist, wenn man dafür sorgt, dass die Quellwiderstände an beiden Opampeingängen gleich gross sind.

Das Netzwerk aus P, R3 und R4 erzeugen recht genau 10 k-Ohm. R9 und R10 sind vernachlässigbar. Nun setzt man das Netzteil ohne C3 in Betrieb. Wenn die Schaltung an +Ua oszilliert, setzt man C3 mit einem Wert von 10 pF ein. Man erhöht diese Kapazität bis die Schaltung gerade nicht mehr schwingt und dies unter jeder Ausgangsspannung +Ua und jeder Strombelastung durch RL.

Bitte nicht auf die Idee kommen mit einer Kapazitätsdekade zu arbeiten, weil die Leitungen und das Metallgehäuse dieses Gerätes sind derart parasitäre Störquellen, das funktioniert niemals!!!

Man muss sich also bemühen, mit dem Lötkolben die kleinen induktionsarmen Keramik-Kondensatoren an Ort und Stelle auf der Leiterplatte zu höheren Kapazitätswerten tauschen. Wenn man das Ziel der Stabilität gerade erreicht hat, erhöht man den Wert von C3 etwa auf das Doppelte oder auch etwas mehr, um auf Nummer Sicher zu gehen. Es kommt nicht so darauf an. Man sollte allerdings auch nicht übertreiben, weil sonst bei rascher Änderung der Eingangsspannung oder des Ausgangslaststromes das Einschwingen der Regelschaltung auf den Sollwert unnötig lange dauert und dadurch die Amplitude beim Einschwingvorgang unnötig hohe Werte annehmen kann.

Etwas komplizierter wird die Optimierung einer Frequenzgangkompensation, wenn man feststellt, dass eine Erhöhung des Kapazitätswertes einfach nicht die erwünschte Stabilität bringt. Das gilt nicht für diese Schaltung hier in Bild 1. Dann führt es oft zur Lösung des Problems, wenn in Serie zur Kapazität ein Widerstand im Gegenkopplungspfad eingesetzt wird. Dieser dämpft die Auswirkung des Tiefpassfilters auf das Gesamtsystem. So etwas kann z.B. dann notwendig werden, wenn an einem Ort der Schaltung bereits eine relativ starke Frequenzgangkompensation wirken muss. Eine solche Schaltung sieht man in Bild 1 des Elektronik-Minikurses (5): Der Regelverstärker OA1 ist selbst mit C14 (1 nF) frequenzgangkompensiert und dazu kommt zur zusätzlichen Frequenzgangkompensation das Netzwerk aus R8, R9, R13 und C16, wobei R8 und R9 primär der DC-Gegenkopplung dienen.

Es gibt eine ganz ähnliche Situation bei PLL-Schaltungen, bei der die eine Grenzfrequenz des passiven Loop-Tiefpassfilters zweiter Ordnung, mit einem zusätzlichen Widerstand, gedämpft werden muss, damit das PLL-System als Ganzes stabil arbeitet. Mehr dazu liest man im Elektronik-Minikurs zur 50-Hz-Notchfilterbank in SC-Technik in Teil 2 zum Thema PLL-Taktgenerator. Siehe Kapitel "Der netzfrequenzsynchrone Frequenzmultiplier". Hier in Kürze die Schaltung. Beachte das umrahmte PASSIVE LOOP-LOWPASS.

Betreffs Stabilität hat der Elko C5 eine wichtige Bedeutung! C5 verhindert beim Einschwingvorgang, dass die Spitzenspannungswerte unnötig hoch und niedrig werden. Je grösser die Kapazität von C5, desto niedriger sind diese Spitzenspannungswerte. Eine zu hohe Kapazität von C5 hat allerdings den Nachteil, dass bei Kurzschluss zwischen +Ua und GND C5 sich mit einem hohen Strom zu lange entlädt und erst danach die Strombegrenzung I-Limiter einsetzt. Dies könnte u.U. eine empfindliche externe Schaltung zerstören zwischen +Ua und GND. Ist C5 zu niedrig, kann die Schaltung ebenfalls oszillieren. Die Erklärung dazu liest man in diesem speziellen Elektronik-Minikurs (12). Zum Testen von hoch empfindlichen Schaltungen, eignet sich ein solches Netzgerät eher nicht. Es gibt aber dazu ein passendes Netzgerät, quasi als Erweiterung zu einem bestehenden "gewöhnlichen" Netzgerät Man liest davon im Elektronik-Minikurs (6).

Die Stabilität der Schaltung lässt sich testen, in dem man eine Last am Ausgang zwischen zwei Extremwerten steilflankig mit Rechtecksignalen schaltet. Mehr dazu liest man im Kapitel "Frequenzgangkompensation und eine zusätzliche Testschaltung weiter unten".

Zu diesem Thema gibt es einen speziellen Elektronik-Minikurs. Es geht dabei um Phasenreserve, Stabilität, Verstärkung und Frequenzgangkompensation. Es ist eine nachbaubare Demoschaltung. Der praktische Nutzen besteht darin, dem Elektronikschüler zu zeigen, wie mit einer einzigen Schaltung und einem einzigen Potentiometer die Funktion zwischen Verstärker (Gegenkopplung), Komparator und Schmitt-Trigger (Mitkopplung) stufenlos demonstriert werden kann und damit involviert ist im Gegenkopplungsbereich eine einstellbare Frequenzgangkompensation mittels Drehkondensator. Mehr dazu liest man in (2).


Wie arbeitet die Strombegrenzung (I-Limiter)?

T3, R15 und R16 bilden eine fix dimensionierte Maximalstrombegrenzung von etwa 3 A. Die Strombegrenzung setzt dann ein, wenn die Spannung über dem Strommess-Widerstand R15, durch die zunehmende Strombelastung am Ausgang +Ua, gleich gross wird wie die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3. T3 wird leitend und sein Kollektorstrom begrenzt den Basisstrom von T2. Wird der Lastwiderstand RL zwischen +Ua und GND noch mehr bis zum Kurzschluss reduziert, erhöht sich der Laststrom nicht mehr weiter. Die Basis von T2 bekommt durch diese Regelung mit R15 und T3 immer nur gerade soviel Strom, um den begrenzten Laststrom stabil aufrecht zu erhalten. Den Reststrom aus dem Ausgang von OA1 übernimmt der Kollektor von T3.

Im Prinzip kann man auf R16 verzichten. R16 dient als Schutz von T3. R16 begrenzt beim schnellen Regelvorgang den T3-Basisstrom. R16 muss jedoch so niederohmig sein, dass an ihm keine signifikante Spannung abfällt, weil sonst die Spannung über R15 ansteigt und die Strombegrenzung arbeitet dann weniger genau. Bei einem Laststrom von 3 A beträgt der T2-Basisstrom knapp 1 mA. Im Zustand der Überlastung oder des Kurzschlusses zwischen +Ua und GND, liefert OA1 seinen maximalen Strom, der durch eine eigene IC-interne Limiterschaltung begrenzt wird. Dieser Begrenzungsstrom liegt typisch bei 40 mA bei 25 °C. Bei einer T3-Stromverstärkung von 100 beträgt der T3-Basisstrom 0.4 mA, der über R16 eine Spannung von weniger als 10 mV erzeugt. Diese Spannung addiert sich zu den 0.65 VDC über R15.

VORSICHT: Diese Netzteil-Schaltung ist nicht dauerhaft kurzschlussfest und nur bedingt überlastfest! Dauerhaft überlastfähig bei einer Ausgangsspannung +Ua die maximal um 20 VDC niederiger ist als die Eingangsspannung +Ue, weil sonst die Verlustleistung von OA1 zu hoch ist! Die Ursache ist OA1 selbst. Bei Überlast oder Kurzschluss ist Uf immer kleiner als Ur und das zwingt den Ausgang von OA1 auf maximale Ausgangsspannung.

Dies ist aber nicht möglich, weil T3 bei Überlast oder Kurzschluss OA1 in seine eigene Strombegrenzung zwingt. Im LM358-Datenblatt sieht man die IC-interne Schaltung Schematic-Diagram. Man erkennt dort die Funktion der IC-internen Strombegrenzung mit dem Transistor Q7 und Widerstand Rc. Diese Strombegrenzung liefert im Überlast- und im Kurzschlussbetrieb stets einen maximalen Ausgangsstrom des OA1. Mit dem Widerstand Rn1 wird die zu hohe Verlustleistung von OA1 mit Rn1 geteilt. Bei einem Wert von 470 Ohm übernimmt Rn1 im Falle der Überlast eine Verlustleistung von 0.76 W (Wahl des Widerstandes: 470 Ohm / 1W).

Siehe Diagramm Current-Limiting ebenfalls aus dem LM358-Datenblatt. Es zeigt den maximalen Ausgangsstrom in Funktion der Chiptemperatur. Die Spannung über Rn1 liegt bei etwa 19 VDC, vorausgesetzt +Ue minus +Ua ist so gross, dass diese 19 VDC möglich sind. Wenn nicht ist der Strom von OA1 niedriger als sein Begrenzungsstrom.

Kommen wir zu einem Beispiel mit +Ue = 30 VDC und einem Kurzschluss an +Ua (+Ua = GND). OA1 liefert seinen begrenzten Strom an seinem Ausgang. Weil dadurch die Spannung über Rn1 19 VDC beträgt, beträgt die Spannung zwischen +Ue und dem Ausgang von OA1 nur etwa 10 VDC. Die Verlustleistung über OA1 beträgt somit knapp 0.5 W.

Welche Konsequenz hat Rn1 für den Normalbetrieb? Der T2-Basisstrom beträgt knapp 1 mA. T3 ist stromlos. Über Rn1 ergibt dies eine Spannung von knapp 0.5 VDC. Die minimale Eingangsspannung +Ue muss um diese 0.5 VDC erhöht sein. Es ist je nach persönlicher Gestaltung dieses Netzteiles, bezüglich einstellbarer Ausgangsspannung und Maximalstrom und der dazu notwendigen Eingangsspannung, u.v.a. auch Rn1 entsprechend anzupassen. Der obere Spannungslimit von +Ue diktiert der Opamp OA, dessen Worstcase-Betriebsspannung von 32 VDC keinesfalls überschritten werden darf.

Martin Schend hat in seinem Platinenlayout für eine höhere Betriebsspannung +Ue eine RZ-Spannungsbegrenzung (Rm1 und Zm1) für OA vorgesehen. Beim Einsatz dieser RZ-Methode erübrigt sich der Einsatz von Rn1 und man kann anstelle dessen eine Drahtbrücke einlöten.

Eine (verlustleistungsbedingte) Erwärmung der komplementären NPN-Darlingtonstufe erhöht ihre Stromverstärkung. Trotzdem bleibt der Maximalstrom bei Überlast oder Kurzschluss, wegen der konstanten Spannung über R15, stabil. Es reduziert sich dafür entsprechend der Basisstrom von T2.

Der Strombegrenzungswiderstand R15 berechnet sich:

   R15 = UBE(T3) / Imax

Imax ist der Ausgangsstrom bei Überlast oder Kurzschluss. Die Präzision ist nicht sehr hoch, weil die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 einen etwas fliessenden Übergang hat. Das selbe gilt ebenso für den T3-Basis- und T3-Kollektorstrom. Dazu kommt, dass die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 mit etwa -2 mV/K temperaturabhängig ist. Dies bedeutet, dass Imax mit zunehmender Erwärmung von T3 etwas sinkt, weil eine etwas niedrigere Spannung über R15 bereits die Strombegrenzung bewirkt. Deshalb sollte man darauf achten, dass T3 nicht zu nahe am Kühlkörper von T1 angeordnet ist.

Die Verlustleistung des Strombegrenzungswiderstand R15 (0.7W):

   PR15 = UBE(T3) * Imax


Die OVERLOAD-Anzeige

Der zweite Opamp OA2 des LM358A dient der Überwachung einer Überlast oder eines Kurzschlusses. In diesem Fall leuchtet die LED OVERLOAD. Wenn das Netzteil so sehr belastet wird, dass die Ausgangsspannung nicht mehr konstant bleibt, also die Strombegrenzung mit T3 einsetzt, oder eine zu niedrige Dropoutspannung UDROP, wegen zu niedriger Eingangsspannung +Ue, die Regelung nicht mehr sicherstellt, dann fällt analog zur Ausgangsspannung +Ua auch die Spannung Uf am invertierenden Eingang von OA1. Die beiden Spannungen am invertierenden und nichtinvertierenden Eingang von OA1 sind dann nicht mehr identisch, wie es im spannungsgeregelten Zustand sein muss.

Dieser fehlerhafte Zustand wird mit dem als Komparator geschalteten zweiten Opamp OA2 erkannt. OA2 erzeugt eine Ausgangspannung, die etwa um etwa 1.5 V niedriger ist als die Eingangsspannung +Ue, weil OA mit +Ue gespeist wird, sofern Rm1 und Zm1 nicht im Einsatz sind (punktierte Verbindungslinie). Diesen Spannungsverlust von 1.5 V verursacht die Darlington-Ausgangstufe mit den Transistoren Q5 und Q6 des OA2.

Diese Ausgangsspannung gelangt durch ein einfaches passives Tiefpassfilter aus R11 und C4 mit einer Zeitkonstante von 100 ms zur Transistorschaltstufe T4, welche die LED "OVERLOAD" leuchten lässt. Die Verzögerungseigenschaft des Tiefpassfilters bewirkt, dass nicht jede noch so kurzzeitige Unregelmässigkeit an den Eingängen von OA1, bzw. OA2, an die LED weitergegeben wird. Ohne diese Filtermassnahme würde die LED bei jeder kurzeitig sehr schnellen Laststromerhöhung oder Eingangsspannungsverminderung kurz aufblitzen. Der Spannungsteiler R12/R13 erhöht den Eingangsschaltpegel auf einen Wert, damit die volle RC-Zeitkonstante von R11 und C4 bestmöglichst zur Wirkung kommt. Ohne diese Massnahme müsste C4 für die selbe Verzögerungszeit wesentlich grösser gewählt werden.

Der Spannungsteiler R9/R10 bewirkt, dass die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des OA2, im eingeschwungenen Zustand der Regelschaltung, minimal niedriger ist als die am invertierenden Eingang. Dieser Spannungsunterschied muss etwas grösser sein als die maximale Eingangs-DC-Offsetspannung des OA2 (siehe LM358-Datenblatt). Dadurch wird garantiert, dass der Ausgang des OA2 sicher auf GND-Pegel liegt und deshalb die LED "OVERLOAD" nicht leuchtet, wenn die Spannungsregelung normal arbeitet und die Differenzspannung zwischen den Eingängen von OA1 beinahe 0 VDC beträgt.

Bild 2 erklärt die Situation. Uf ist die durch den R6/R7-Spannungsteiler geteilte Ausgangsspannung +Ua. Bei +Ua = 20 VDC beträgt Uf 2.13 VDC. Einfachheitshalber gilt Uf = Ur. Uf1 (OA1) und Uf2 (OA2) können je nach Eingangs-Biasstrom von OA1 und OA2 geringfügig grösser oder kleiner sein als Uf. Die Spannung über R5 könnte im schlimmsten Fall ±1 mV, über R8 ±10 mV betragen. Wir vereinfachen noch einmal mit Uf = Uf1 = Uf2 und Ur = Ur1. Die Differenzspannung an den Eingängen von OA1 beträgt im Normalbetrieb <1 mV, gemessen 0.7 mV mit einem Exemplar des Opamp LM358. Also nicht einmal den besseren Opamp mit der Bezeichnung LM358A.

Parasitäre Kapazitäten: Warum sind R8 und R9 grösser als R3+R4 und R5? Wäre R5 100 k-Ohm anstatt 10 k-Ohm, müsste C3 von 100 pF auf 10 pF reduziert werden. Diese Kapazität wäre zu nahe an den möglichen parasitären Kapazitätswerten und diese sind bedingt vom Design der Leiterplatte. Das ist eine komplexe Situation, die eine parasitäre Kapazität liegt parallel zu C3, eine andere parallel zu R5 und eine weitere zwischen dem sensiblen invertierenden Eingang von OA1 und irgendwelchen Leiterbahnen in unmittelbarer Umgebung.

DC-Offsetdrift: Besonders bei bipolaren Opamps ist oft ratsam, darauf zu achten, dass an den beiden Eingängen die angeschlossenen Widerstände möglichst gleich gross sind, um die DC-Offsetspannungsdrift so klein wie möglich zu halten. Das ist bei OA1 gegeben durch R5 = R3+R4. R8 könnte man gleich gross wählen wie R5, weil der Eingangswiderstand am nichtinvertierenden Eingang von OA2 sehr gross ist. Wenn man, aus Gründen der DC-Offsetspannungsdrift, R9 gleich gross haben will wie R8, kann R8 nicht 10 k-Ohm haben, weil R9 mit 10 k-Ohm für Ur dann eine Belastung für Uf darstellt, wenn man R10 verhältnismässig stark reduzieren will, bzw. muss. Eine solche Änderung von R10 wird gleich thematisiert.

Man beachte die kleine Tabelle unterhalb der Schaltung. Wenn +Ua = 20 VDC, beträgt die Spannung über R9 (Ur - Urd) 110 mV. Das bedeutet, Uf (Uf2) ist um 110 mV positiver als Urd. Dadurch wird garantiert, dass im eingeschwungenen Zustand der Spannungsregelung der Ausgang von OA2 auf GND-Pegel liegt und die LED "OVERLOAD" leuchtet nicht. Wird die geregelte stabile Ausgangsspannung +Ua von 20 VDC mit zuviel Strom knapp überlastet, setzt die Strombegrenzung I-LIMITER (Bild 1) ein, und +Ua nimmt ab. Unterschreitet +Ua den Wert von etwa 19 VDC, wird Uf (Uf2) negativer als Urd. Der Ausgang von OA2 geht auf beinahe +Ue und die LED "OVERLOAD" leuchtet. Urd bedeutet Voltage-Reference-Devided.

Diesmal LM385A: Je kleiner man +Ua an P einstellt, desto niedriger wird Uf-Urd. Wenn +Ua nur noch 1 VDC beträgt, dann ist Uf nur noch gerade um 5 mV positiver als Urd. Hier kann nur der LM358A mit der niedrigeren maximalen Eingangs-Offsetspannung von ±3 mV anstatt ±7 mV (LM358) mithalten, falls die Biasströme sich in Grenzen halten.

Keine schlaue Lösung: Was kann man gegen dieses Problem mit einer Ausgangsspannung von 1 VDC an +Ua tun? Das Einfachste, man reduziert R10 von 2.2 M-Ohm auf z.B. 270 k-Ohm. Dies erhöht die Differenzspannung Uf-Urd von 5 mV auf etwa 28 mV. Das verbessert die Situation für niedrige Ausgangsspannungen +Ua bis unterhalb von 1 VDC wesentlich. Wenn jedoch +Ua = 20 VDC, muss der Überlaststrom diese Spannung bis auf etwa 15 VDC in die Knie zwingen, bis die LED "OVERLOAD" den Überlastzustand signalisiert. Diese Lösung ist also auch nicht gerade das Gelbe vom Ei, wie es scheint!

Eine elegante Lösung: Es gibt eine Lösung des Problems die beiden extremen Spannungszuständen von +Ua gerecht werden kann und dies zeigt Teilbild 2.2. R10 ersetzt man durch eine Konstantstromquelle I. Mit dieser erreicht man, dass man unabhängig von +Ua eine konstante positive Spannung von Uf (Uf2) gegenüber Urd hat, weil ein konstanter Strom Ik von z.B. 1 µA über R9 mit 100 k-Ohm eine konstante Spannung von 100 mV erzeugt und um diesen Betrag ist Uf (Uf2) stets positiver als Urd.

Die Konstantstromquelle I benötigt allerdings eine negative Betriebsspannung -Ux von einigen Volt. Dann allerdings kann man auch den Dual-Opamp OA anstatt mit GND, ebenfalls mit -Ux speisen. Dies ermöglicht ein sauberes Herunterfahren von +Ua bis auf 0 VDC, weil nur mit dieser Methode OA2 bei Ur = 0 VDC noch immer einwandfrei arbeitet. Uf (Uf2) liegt dann zwar auf 0 VDC, jedoch Urd liegt um 100 mV im negativen Spannungsbereich. Allerdings liegt der Ausgang OA2 auf -Ux und nicht mehr auf GND, wenn keine Überlast an +Ua anliegt. Damit C4 und die Basis-Emitter-Strecke von T4 nicht eine zu hohe falsch gepolte Spannung erhält, muss man parallel zu C4 eine Kleinsignaldiode (1N914), Anode auf GND, schalten. Sie begrenzt die falsch gepolte Spannung auf etwa -0.7 V. Es empfiehlt trotz dieser kleinen Inversspannung für C4 ein Keramik-Kondensator (Kerko) einzusetzen.

Als Konstantstromquelle eignet sich eine Methode, die nicht durch Präzision glänzen muss. Es eignet sich z.B. die Methode mit einem JFET und einem Strombegrenzungswiderstand, - also aus nur gerade zwei Bauteilen. Die minimale Spannung einer solchen Konstantstromquelle muss etwas grösser sein als die Gate-Source-Spannung des JFET, bei der die erwünschte Strombegrenzung, hier 1 µA, einsetzt. Über diese Methode der Strombegrenzung liest man im Kapitel "Der FET-Konstantstromzweipol" im Elektronik-Minikurs (10).

Zusätzliche negative Spannung aus +Ue: Das geht relativ einfach mit dem 555-Timer-IC. Man nehme vorzugsweise die CMOS-Version LMC555 oder TLC555. Man muss allerdings mit einer einfachen RZ-Schaltung die Betriebsspannung für den 555er begrenzen. Es gibt dazu den passenden Elektronik-Minikurs (12). Es ist gar nicht so schwierig das Gegenteil, nämlich eine zusätzliche negative Spannung aus einer positiven zu erzeugen. Es beginnt damit, dass man in Teilbild 3.1a die Diode D umgepolt zur Erzeugung der negativen Spannung einsetzt.

Da das vorliegende Labornetzteil in der Regel von einem Netztrafo mit Gleichrichter und Glättungselko betrieben wird, gibt es auch noch die Möglichkeit eine negative Zusatzspannung aus der Gleichrichterschaltung zu gewinnen. Dazu empfehle ich den Elektronik-Minikurs (5) mit dem Kapitel "Trafo, Gleichrichter und Spannungsverdoppler". Bild 4 zeigt eine sehr einfache Schaltung. +USG ist die verdoppelte Spannung mit D1, D2, C2 und C3. Durch Umpolung dieser Dioden und Elkos erreicht man eine negative Spannung, welche man stabilisiert und spannungsreduziert, z.B. mit einem LM337L (der kleine Bruder des LM337), für den hier vorgesehenen Zweck einsetzen kann. Ein Strom von wenigen mA (Opamp und Konstantstromquelle) genügen. Man kann in Relation zu Bild 4 die Kapazitäten von C2 und C3 deutlich reduzieren.

Vollständigkeitshalber sei noch erwähnt, dass dieser Schaltungstrick nur funktioniert, wenn gewährleistet ist, dass der Strom im Hauptpfad (+ULG) grösser ist als der bei der positiven oder negativen Zusatzspannung. Dies ist aber alleine schon mit einer LED (20 mA) für die EIN-Anzeige, angeschlossen zwischen +Ue und GND, sicher gestellt.

Andere Opamps einsetzen: Wenn man schon eine Erweiterung für eine negative Zusatzspannung in Angriff nimmt, ist man nicht auf einen Opamp angewiesen, der eingangsseitig bis auf GND gesteuert werden kann und ausgangsseitig eine Spannung bis fast hinunter auf GND liefern muss. Beim Einsetzen anderer Opamps gilt aber zu bedenken, dass die vorgegebene zusätzliche Frequenzkompensation mit den Werten von R5 und C3 u.U. nicht mehr stimmt. Um eine solche Anpassung empirisch vorzunehmen, eignet sich Bild 3 im Kapitel "Testschaltung und die Frequenzgangkompensation".

Wie wichtig ist die negative Zusatzspannung überhaupt? Wenn jemand grossen Wert darauf legt, dass die OVERLOAD-Anzeige unabhängig von +Ua, bis hinunter auf den GND-Pegel, sicher und zuverlässig arbeitet, dann lohnt sich diese Investition auf jeden Fall! Und natürlich, wie bereits angedeutet, wenn man von der Wahl des Opamp unabhängig sein will!


Zwei unscheinbare aber wichtige Dioden, D1 und D2!

Wir verlassen Bild 2 und kehren zurück zu Bild 1. Sollte der Glättungselko einer an +Ue vorgeschalteten Gleichrichterschaltung, wegen eines plötzlichen Deffekts, einen sofortigen Kurzschluss verursachen, dann passiert es, dass C5 - und vielleicht noch weitere parallel geschaltete hachkapazitive Elkos der an +Ua angeschlossenen Schaltung - kurzzeitig einen Strom zurückspeisen. Ohne Diode D1 kann dies T2 und OA1 zerstören. D1 zwingt den Rückstrom, mit einem niedrigen Spannungsabfall von weniger als 1 VDC über D1, zurück zum kurzschliesenden Gleichrichterteil. C1 in Bild 1 könnte ebenfalls durch einen plötzlichen Defekt kurzschliessen mit der selben Auswirkung.

Es ist möglich dieses Netzteil mit einem weiteren in Serie zu schalten, um die totale Ausgangsspannung zu erhöhen oder um eine symmetrische Ausgangsspannung zu erzeugen. Wenn über der gesamten Ausgangsspannung ein Kurzschluss passiert, kann es geschehen, dass +Ua des einen Netzteiles depolarisiert wird. Dadurch könnte schnell einiges kaputt gehen. Mit D2 wird die Depolarisationsspannung mit weniger als -1 VDC auf ein ungefährliches Mass reduziert. Die beiden Dioden D1 und D2 müssen dem maximalen Strom, der auftreten kann, Rechnung tragen. Wenn man bei D1 oder D2 unsicher ist, ob man sie einbauen soll, empfehle ich sie einzubauen. Die Kosten sind kaum der Rede wert, der Aufwand ist sehr gering, aber die Schutzwirkung ist enorm.


Stabilität, Brummen und Rauschen

Die Stabilität der DC-Spannung an +Ua ist zur Hauptsache durch die Wahl der Referenzspannungsquelle VR (Voltage Reference) bestimmt. VR arbeitet nach dem Bandgapprinzip. Zum Einsatz kommt der LM385-2.5 mit einer fixen hochpräzisen Ausgangsspannung von 2.5 VDC. Das Bandgapprinzip garantiert eine sehr hohe DC-Spannungsstabilität betreffs Temperaturschwankungen und Schwankungen der Eingangssspannung +Ue. Diese Stabilität wird zusätzlich unterstützt, wenn man einen Opamp mit niedriger Eingangs-Offsetspannungsdrift und niedrigem Eingangs-Offsetstromdrift wählt. Beide Werte sind beim LM358A für diese Anwendung ausreichend niedrig. Trotzdem sorgte ich, eher vollständigkeitshalber, mit R3, R4 und R5 vor, dass an beiden Eingängen des OA1 die Quellwiderstände etwa gleich gross sind (R5 = R3 + R4).

Ob Zenerdioden oder Referenzdioden nach dem Bandgapprinzip, ihnen haftet stets den Nachteil relativ hoher Rauschspannungen an. Diese Werte sind meist beträchtlich höher als die Eingangsrauschspannungswerte üblicher Opamps. Diesem Nachteil begegnet man mit einem einfachen passiven Tiefpassfilter, das die Rauschspannung, durch Begrenzung der Frequenzbandbreite, stark reduziert. Dies wird mit R3 und C2 erreicht. Für C2 empfiehlt sich ein Tantal-Elko wegen seines besonders niedrigen Leckstromes, da sich dies zusätzlich günstig auf die DC-Spannungsstabilität an +Ua auswirkt.

C5 am Ausgang trägt eher wenig zur Rauschminderung im mittleren und unteren Frequenzbereich bei, weil die Ausgangsimpedanz der Spannungsregelung im eingeschwungenen Zustand sehr niederohmig ist. C5 dient der niedrigen Ausgangsimpedanz bei mittleren bis höheren Frequenzen im 100-kHz-Bereich. Wozu es C5 zur Hauptsache braucht, ist weiter oben im Kapitel "Die zusätzliche Frequenzgangkompensation mit C3 und R5" bereits erklärt.

C1 ist nicht zu verwechseln mit dem Glättungskondensator eines Gleichrichters. Trafo, Gleichrichter und Glättungs-Elko sind in diesem Elektronik-Minikurs kein Thema! C1 ist vor allem dann nötig, wenn der Glättungs-Elko der Gleichrichterschaltung etwas weit von dieser Regelschaltung entfernt ist, weil dann die Zuleitungsinduktivität höherfrequente Oszillation in der Regelschaltung auslösen kann. Da diese kritische Distanz etwas schwierig einzuschätzen ist, empfiehlt es sich immer direkt beim Eingang +Ue der Regelschaltung C1 beizufügen. C1 und C5 sind weitgehend Erfahrungswerte. Das praktische Experiment spielt dabei eine wesentliche Rolle.

Werte im 10- bis 100µF-Bereich sind typisch. Von diesem +Ue-Anschluss aus sollte auch der Dual-Opamp (Pin 8) gespeist werden. Dies mit oder ohne zwischengeschalteter RZ-Stabilisierung, wie im Kapitel "Wie arbeitet die Strombegrenzung (I-Limiter)?" bereits beschrieben. Es empfiehlt sich an den Speiseanschlüssen von OA, zwecks HF-mässiger Stabilität, Ck, ein induktionsarmer Keramik-Kondensator (Kerko) von typisch 100 nF beizufügen.

Um möglichst keine Brummspannung aus der Gleichrichter-Glättungsschaltung einzukoppeln, die sich an +Ua bemerkbar machen würde, ist es wichtig, dass der GND beim Glättungselko - und nicht beim Gleichrichter! - als GND-Referenz für die Regelschaltung in Bild 1 gilt. Alle GND-Symbole der Schaltung sollten auf der Leiterplatte am besten grossflächig zusammengeführt und mit dem GND des Glättungselko der Gleichrichterschaltung verbunden werden. Auf diese Weise vermeidet man wirksam so gannte Brummschlaufen. Ein spezieller GND-Plane auf der Elementenseite der Leiterplatte ist besonders sinnvoll!

Lastunabhängig: Damit +Ua möglichst lastunabhängig konstant ist, sollte die Leiterbahn mit der Spannung +Ua zwischen dem Anschluss von R6 und +Ua möglichst breit sein, um den Leitungswiderstand so niederohmig wie möglich zu halten. Noch besser ist es, wenn R6 möglichst nahe beim Anschluss +Ua verlötet ist. Das selbe gilt für den GND-Anschluss. Es empfiehlt sich R7 möglichst nahe an den GND-Anschluss am Ausgang zu verlöten. Zwischen +Ua, GND und dem Verbraucher RL empfiehlt sich ein nicht zu langes, dafür aber ein dickes Kabel zuverwenden, um ebenfalls den Spannungsverlust niedrig zu halten.


Wie hoch muss minimal die Eingangsspannung +Ue sein?

Um erneut Bild 1 in der Nähe zu haben, gleich hier ein Link.
Rm1 und Zm1 sind nicht im Einsatz, dafür Rn1. Rn1 fällt auf. Er ist der einzige Kleinleistungs-Widerstand, der im Überlast/Kurzschlussbereich 0.76 W verbraucht und deshalb grösser ist als alle andern Widerstände.

Pin 8 (V+) von OA ist direkt mit +Ue verbunden. Siehe punktierte Linie! Die maximal einstellbare Spannung mittels Potmeter P an +Ua beträgt 20 VDC. Bei einem Strom von 3 A fällt über dem Strommess-Widerstand R15 eine Spannung von 0.66 VDC ab. Damit die komplementäre NPN-Darlingtonstufe aus T1 und T2 sicher arbeitet, muss dessen Spannungsabfall - also zwischen Emitter und Kollektor von T1 - etwas grösser sein als die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2. Diese beträgt etwa 0.7 VDC.

Diese NPN-Komplementär-Darlingtonstufe T1/T2 arbeitet als Spannungsfolger und dies bedeutet, dass die Spannung zwischen der Basis von T2 und GND um etwa 1.4 VDC höher ist als +Ua. Spannung über R15 inbegriffen. OA wird mit +Ue direkt gespeist. Das LM358-Datenblatt verrät uns, dass bei einem Laststrombereich von 1 bis 10 mA mit einem Spannungsabfall von maximal 1.5 VDC zwischen Betriebsspannung an Pin 8 (V+) und maximaler Ausgangsspannung an Pin 1 zu rechnen ist. Man erkennt dies im Diagramm Output-Characteristics-Current-Sourcing des LM358-Datenblattes. Diese Spannungsdifferenz muss dazu addiert werden. Wir bezeichnen sie mit UdOA1.

Für die minimale Eingangsspannung gilt also die Formel:

   Ue = Ua + UR15 + UDARL + UdOA1 + URn1   
   (Rn1: siehe weiter oben Abschnitt "VORSICHT:...")

   Ue = 20V + 0.66V + 0.7V + 1.5V +0.5V = 23.36V

Für eine maximale Ausgangsspannung von 20 VDC an +Ua bedeutet dies, dass die minimale Eingangsspannung +Ue knapp aufgerundet 24 VDC betragen muss. Der minimale Spannungsabfall zwischen +Ua und +Ue, die sogenannte Dropoutspannung, beträgt demnach 4 VDC.

Diese Spannung darf durch die Rippelspannung einer Gleichrichter-Kondensator-Schaltung, welche an +Ue vorgeschaltet wird, nicht unterschritten werden, wobei man auch mit einer gewissen 230-VAC-Netzunterspannung rechnen muss. Dies gilt, wenn das Netzteil maximal belastet ist. In ländlichen Gegenden kann die 230-VAC-Netzunterspannung leicht einmal 10 % betragen. In der Regel gelten aber 5 %.

Akku-Betrieb möglich: Selbstverständlich kann dieses Netzteil auch mit einem (Blei(gel))-Akku betrieben werden, wobei ein 24-V-Akku nicht ausreicht, wenn das Netzteil 20 VDC liefern muss, weil z.B. ein 24-V-Blei(gel)-Akku entlädt sich auf etwa 21.6 VDC (Zellenspannung = 1.8 VDC).


Wie hoch darf maximal die Eingangsspannung +Ue sein?

Will man eine höhere maximale Ausgangsspannung haben, muss die Verstärkung der Spannungsregelschaltung erhöht werden. Zu diesem Zweck erhöht man R6 oder man reduziert R7. Dies beeinflusst die Gegenkopplung. Die Formel dazu, siehe Unterkapitel "Wie arbeitet die Spannungsregelung?" im Kapitel "Die Schaltung", fast ganz oben.

Alternativ dazu, kann man auch oder zusätzlich eine höhere Referenzspannung (VR) wählen. Dafür eignet sich z.B. der LM385, anstelle des LM385-Z2.5, dessen Referenzspannung mit zwei Widerständen definierbar ist. Man sollte dafür allerdings Metallfilmwiderstände wegen dem niedrigen Temperaturkoeffizienten einsetzen. Mehr dazu erfährt man im Datenblatt des LM385 mit den vielseitigen Applikationen und ebenso in diesem Elektronik-Minikurs (8).

Für mehr Ausgangsspannung +Ua muss natürlich die minimale Eingangsspannung +Ue entsprechend erhöht werden. Dabei muss bei einer Gleichrichter-Kondensator-Schaltung berücksichtigt werden, dass dessen Leerlaufspannung stets höher ist als die Spannung unter Volllast. Je grösser die Trafonennleistung ist, um so niedriger ist allerdings dieser Spannungsunterschied, wegen dessen niedrigerem Innenwiderstand. Warum man dies beachten muss, hat damit zu tun, dass im Zustand des Leerlaufs oder nur niedrigem Belastungstrom durch RL, die Betriebsspannung +Ue der Schaltung zu hoch werden kann. Am ehesten gefährdet wäre der Opamp OA. Diese Gefährdung kann durch eine einfache RZ-Schaltung (Rm1 und Zm1)) vermieden werden, die bereits im Kapitel "Wie arbeitet die Strombegrenzung (I-Limiter)?" beschrieben ist.

Bei welchen Bauteilen, ausser dem Opamp, treten im Falle hoher Leerlaufspannungen ebenfalls hohe Spannungswerte auf, auf die man achten muss? An C1, (Ck), R2, Rn1, C3, T1 und T2. Wenn +Ua mit P auf eine sehr niedrige Spannung eingestellt ist, liegt praktisch die ganze Spannung von +Ue über T1 und T2. T1 (MJ2955) lässt eine offene Kollektor-Emitterspannung von 60 VDC und T2 (BD139) eine von 80 VDC zu. T3 hingegen ist anspruchslos, weil eine höhere Kollektor-Emitter-Spannung als die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 plus die Spannung über R15 gar nie auftreten kann.


Belastung von T1 - Kriterien und der Zweite Durchbruch

Wir betrachten dazu das Diagramm Active-Region-Safe-Operating-Area, abgekürzt SOA, aus dem Datenblatt des MJ2955. Beim genauen Hinsehen fällt etwas Interessantes auf. Wenn der Kollektorstrom nur kuzzeitig unterhalb etwa 1 ms auftritt, dann gibt es einen linearen Zusammenhang innerhalb eines gewissen Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung. Jedoch nicht, wenn der Kollektorstrom länger dauert als 1 ms oder dauernd fliesst (dc = during current). Die Kurve dc hat einen Knick bei einem Kollektorstrom von 3 A, der zufällig identisch ist mit dem maximalen Ausgangsstrom dieses Netzteiles. Unterhalb der Kollektor-Emitter-Spannung von 40 VDC ist ist die Kurve flacher, oberhalb steiler. Dieser steilere Abfall des Stromes bei höherer Spannung als 40 VDC und die steilen Kurven bei den kurzen Stromimpulsen haben mit der so genannten Begrenzung des zweiten Durchbruchs (Second-Breakdown-Limit) zu tun.

Wird diese Grenze überschritten, heizt sich die Siliziumschicht des Transistors so stark auf, dass bereits geringste Temperaturunterschiede auf dieser extrem kleinen Fläche dazu führen, dass die gleichmässige Stromverteilung nicht mehr gewährleistet ist. Es bilden sich auf dem Chip Regionen mit etwas höherer Temperatur. Deswegen steigt dort der Strom, weil der Widerstand lokal abnimmt und die kälteren Regionen werden entlastet. Dies erzeugt einen positiven thermischen Rückkopplungseffekt (Mitkopplung). Es folgt eine verhängnisvolle Eigendynamik:

Je mehr die kälteren Regionen durch Stromreduktion entlastet werden, um so mehr kühlen sich diese ab. Diese zunehmenden lokalen Stromdefizite müssen die heisseren Regionen übernehmen und je mehr sie dies tun, um so heisser werden diese. Diese beiden extremen Zustände schaukeln sich im Eiltempo hoch und der Transistor verabschiedet sich, wegen der lokalen Überhitzung, in die ewigen Jagdgründe der Elektronen. Die Folge davon ist, dass die Kollektor-Emitter-Stecke kurzschliesst und an +Ua die ungeregelte höhere Spannung von +Ue anliegt. Damit ist der Weg frei zur allfälligen Zerstörung der angeschlossenen Schaltung zwischen +Ua und GND.


Grundlegendes zur Kühlung von T1

Die Kühlung von Halbleitern wäre in einem separaten Elektronik-Minikurs ein grosses Thema für sich. Darum machen wir es hier nur kurz, um zu zeigen worum es geht und wir üben dies sogleich an einem praktischen Beispiel mit der Schaltung in Bild 1.

Die maximal zulässige Chiptemperatur des MJ2955 (T1) beträgt 200 °C. Diese Temperatur darf nicht erreicht werden und darum reduzieren wir sie sicherheitshalber auf maximal 190 °C. Ein anderer wichtiger Wert ist der thermische Widerstand. Dieser erklärt um welchen Temperaturwert die Chiptemperatur grösser ist als die Gehäusetemperatur pro Watt Verlustleistung. Beim MJ2955 hat dieser thermische Widerstand einen Wert von 1.52 °C/W.

Bei einem Laststrom von 3 A und einer eingestellten Ausgangsspannung von beinahe 0 VDC oder bei einem Kurzschluss, beträgt die Verlustleistung bei einer Eingangsspannung +Ue von z.B. 28 VDC 84 W. Das heisst, dass der Chip um 128 °C ( 1.52°C/W * 84W = 128 °C) heisser ist als das Gehäuse. Bei einer Chiptemperatur von maximal 190 °C, darf das Gehäuse von T1 also nur noch gerade 62°C warm werden!

Es empfiehlt sich wegen optimaler Kühlung durch natürliche Konvektion den Kühlkörper ausserhalb des Gerätes auf der Rückseite anzubringen. Wenn wir davon ausgehen, dass es im Sommer 30 °C warm werden kann, verbleibt ein Temperaturunterschied von gerade noch 32 °C.

Kühlkörper-Berechnung: Damit haben wir die Fakten für die Kühlung von T1 beisammen. Wir wissen jetzt, dass im Extremfall die Verlustleistung 84 W beträgt und der Kühlkörper sich um 32°C erwärmen darf. Dividiert man diese 32°C durch diese 84 W, erhält man einen thermischen Widerstand zwischen Kühlkörper und Umgebungsluft von 0.4°C/W. Dies verlangt nach einem massiven Kühlkörper. Es empfiehlt sich ein Kühlkörper mit einem etwas niedrigerem thermischen Widerstand einzusetzen. So montiert, dass von unten nach oben die aufsteigende warme Luft durch die Rillen des Kühlkörpers fliessen kann.

Besonders dann muss man darauf achten, wenn der Leistungstransistor vom Kühlkörper elektrisch isoliert montiert werden muss, denn auch diese speziellen Isolierscheiben aus Silikon (benötigen keine Wärmeleitpaste!) haben einen gewissen thermischen Widerstand. Sehr gute Werte liegen bei etwa 0.2 °C/W. Um einen solchen Betrag muss der errechnete thermische Widerstand des Kühlkörpers reduziert werden, damit dieser bei der selben Verlustleistung an T1 den selben Temperaturunterschied zur Umgebungsluft hat. Im vorliegenden Fall sind dies 0.2°C/W und dies erfordert schon einen sehr massiven Kühlkörper! Alternativ dazu gibt es auch Kühlkörperprofile mit Gebläse zum Einbauen oder man baut sich so etwas selbst. Mit dieser Methode erreicht man mit einem deutlich kleineren Kühlkörper einen niedrigen thermischen Widerstand. Nachteilig ist der höhere Preis und das Geräusch des Gebläse.

Moderne ökologische Alternative: Das sind getaktete Spannungsregler, auch Schaltregler genannt. Weil der Leistungstransistor entweder ein- oder ausgeschaltet ist, entsteht nur eine sehr geringe Verlustleistung. Ein weiterer Vorteil ist das geringe Gewicht und Volumen für die selbe Leistung im Vergleich zu einem linear geregelten Netzteil, dessen Netztrafo, je nach Leistung, ein Schwergewicht ist.

EMV-Problem: Es gibt noch einen andern Nachteil der, je nach Anwendung, von grosser Bedeutung ist. Der Schaltvorgang erfolgt mit relativ hohen Frequenzen bis in den 100-kHz-Bereich. Da diese hohen Frequenzen z.B. nach dem Prinzip der Impulsbreiten-Modulation (PWM) gesteuert werden, stören die steilen Schaltflanken auch sehr leicht empfindliche niederfrequente elektronische Systeme. Es ist oft sehr schwierig diese Störungen in den Griff zu bekommen, weil sie via allerlei parasitären noch so niedrigen Kapazitäten den Messbetrieb, z.B. ein Anaysegerät, erschweren oder verunmöglichen.

Ich habe diese Erfahrung gemacht im Bereich der hochempflindlichen Messung von elktromyographischen (EMG) Signalen. Die Einheit mit den Vorverstärkern musste in einem separaten Gehäuse mit einem linearen Netzteil gebaut werden. Das grosse Hauptgerät zur weiteren analogen Signal-Vorverarbeitung erlaubte einen Schaltregler. Mehr dazu für Interessierte hier..


Die Kühlung von T2

Bei einer T1-Stromverstärkung von 40, ist der T2-Kollektorstrom 1/40 des T1-Kollektorstromes. Die Kollektor-Emitter-Spannung des T2 ist praktisch gleich gross wie die von T1 und dies bedeutet, dass die Verlustleistung von T2 mit etwa 2 W ebenfalls etwa 1/40 des T1 ausmacht.

Zur Kühlung von T2 bieten sich zwei Möglichkeiten an. Die erste, man verwendet einen kleinen Kühlkörper mit einem thermischen Widerstand von etwa 10 bis 20°C/W. Die Montage von T2 mit dem Kühlkörper folgt auf der Leiterplatte im Gerät. Gehen wir davon aus, dass die Luft im Gehäuse nie über 45 Grad warm wird (Lüftungsschlitze im Gehäuse!), erreicht der kleine Kühlkörper eine Temperatur von maximal 65 bis 85°C. Dies ist ein vernünftiger Wert.

Die zweite Möglichkeit ist eleganter! Man montiert T2 isoliert auf den grossen Kühlkörper wo T1 drauf montiert ist und R1 verlötet man auch gleich dort. So führen ebenso nur drei Verbindungsdrähte zur Leiterplatte und T2 wird gleich mit gekühlt.


Kühlkörper-Online-Berechnungsprogramme


Platinenlayout zur Schaltung in Bild 1

Martin Schend hat ein Eagle-Layout dieser Netzteilschaltung hergestellt und stellt diese Dateien gratis für den Download bereit. Viel Spass mit dem eigenen PCB. Bei allfälligen Fragen zur Schaltung richte man diese bitte an mich.



Testschaltung und die Frequenzgangkompensation

Kommen wir zurück zur Schaltung in Bild 1. Wir wissen bereits, dass das Tiefpassfilter aus C3 und R5 der zusätzlichen Frequenzgangkompensation des gesamten Regelsystemes dient. Die folgende Testschaltung in Bild 3 dient der Optimierung dieses Tiefpassfilters. Zuvor noch als Erinnerung das alte Bild 3. Es hatte nur gerade eine NPN-Darlington-Schaltung mit den selben Transistoren MJ2955 und BD139 wie in Bild 1. Die neue Version von Bild 3 hat einen zusätzlichen Transistor zur Erhöhung der Eingangsempfindlichkeit an Us (s = Steuerung).

Im neuen Bild 3 hat es eine zusätzliche Transistorstufe mit T3, dessen Kollektor direkt mit +Ua verbunden ist. T3 wirkt als Emitterfolger, bzw. Impedanzwandler mit Spannungs-Verstärkung 1. Dieser dient einzig dem Zweck, dass man auch einen Generator mit Rechteckspannung anschliessen kann, der eine etwas zu hohe Ausgangsimpedanz hat. Falls man keinen Generator hat, ist es schliesslich einfach so etwas zu basteln mit der CMOS-Version des 555-Timer-IC LMC555 oder TLC555. Siehe Kapitel "Rechteckgenerator, einfacher und trotzdem besser!".

Man schaltet mittels einer Schalttransistorstufe, hier ebenfalls eine komplementäre NPN-Darlingtonstufe aus T1 und T2, ein Lastwiderstand RL am Ausgang +Ua des Netzteiles mit einer Frequenz zwischen 0 Hz (DC) und maximal etwas mehr als 10 kHz ein und aus, und man betrachtet dabei das dynamische Verhalten von +Ua mit einem Oszilloskopen. Schaltet man in Serie zu RL noch einmal den selben Wert mit RLs (s = supplement), wird das Netzteil zwischen dem vollen und dem halben Laststrom ein- und ausgeschaltet.

Und so funktioniert die Testschaltung: Mit einem Rechtecksignal wird die T1/T2-Darlingtonstufe ein- und ausgeschaltet. Die Voraussetzung ist, dass die Rechteckspannung etwa TTL-kompatibel ist, jedoch darf der HIGH-Pegel auch deutlich höher sein.
      Quelle des Diagramm!

Wenn Us = HIGH, fliesst von +Ua ein T3-Kollektorstrom +Ia via RL und T1 nach GND. Die weiteren Angaben beziehen sich auf den maximalen Netzteilstrom +Ia = 3A. Eine Kollektor-Emitter-Sättigungsspanng von etwa 0.6 V benötigt ein T3-Basisstrom von etwa 150 mA. Dieser Strom ist der T2-Kollektorstrom. Dieser fliesst von der T1-Basis via Kollektor und Emitter von T2 nach GND. Eine T2-CE-Sättigungsspannung von etwa 150 mV ergibt eine T2-Stromvestärkung von etwa 25. Daraus resultiert ein T2-Basisstrom von etwa 6mA.

Der T3-Kollektorstrom resultiert aus der Basis-Emitter-Spannung von T2 dividiert durch R2, unabhängig von +Ua, vorausgesetzt es fliesst ein T3 Basisstrom. Da genügen etwa 30 µA. Der T3-Kollektorstrom beträgt etwa 0.7 mA. Wenn ein T3-Basisstrom fliesst, fliesst auch ein T2-Basisstrom. Der Widerstand T3-Basis via T2-Basis und GND ist beim fliessenden Strom sehr niederohnig. R4 hat deshalb keinen parallelen Einfluss und so beträgt der Eingangswiderstand dem Wert von R3 mit 10 k-Ohm. Ist die Eingangsspannung Us so niedrig, dass praktisch kein T3- und kein T2-Basisstrom fliesst, dann beträgt der Eingangswiderstand dem Wert von R3 plus R4 und das sind 20 k-Ohm.

Ohne R3-R4-Netzwerk, wäre der direkte T3-Basis-Eingang viel zu empfindlich. Mit R3 und R4 erreicht man eine Schwellenspannung, welche einigermassen zum TTL-Pegel passt. Man kann R3 und R4 praktisch für beliebige Rechteckspannung anpassen.

Dynamische Stabilität: Ist C3 in Bild 1 zu gross, sind die Spannungssprünge an +Ua während des Regelvorganges ebenfalls gross und die Regelzeit dauert unnötig lange. Dies gilt bei einer mittelschnellen Änderung der Eingangsspannung +Ue oder bei einem mittelschnellen Stromwechsel am Ausgang +Ua. Mittelschnell bedeutet, dass der Ladeelko der Gleichrichterschaltung am Vorgang deutlich mitbeteiligt ist.

Ist C3 zu klein, zeigen sich an +Ua Schwingungen. Diese können dauerhaft sein oder nur während der Umschaltphase. Dies ist die typisch aperiodische Schwingung. Reduziert man in diesem Zustand C3 nur ein klein wenig mehr, genügt ein einzelnes Schaltereignis und die Regelschaltung schwingt dauerhaft. Dies nennt man eine periodische Schwingung. Nochmals eine weitere Reduktion von C3 führt zur Selbsterregung und die Regelschaltung schwingt von alleine an. Dieses selbstständige Oszillieren wird durch geringste Rausch- oder Störspannungen angeregt. Optimal dimensioniert ist C3 dann, wenn die Anzahl der aperiodischen Schwingungen möglichst kleín ist.

Man erkennt aus der Schreibweise, dass dieser Vorgang meist empirisch erfolgen muss und auch dann, wenn die Simulation anscheinend erfolgreich ist. Anscheinend, weil nur das Experiment die maximale Sicherheit bieten kann. Man sieht auf den Oszi und erkennt was die Realität ist. Dazu meine Empfehlung zum folgenden Link:

Ein Sprichwort sagt: "Warum einfach, wenn es komplizierter besser geht". Genau das könnte hier passen, wie man gleich beim Weiterlesen feststellen kann. Man beachte Teilbild 3.1 oben rechts im Bild 3. Exakt die selbe Funktion erreicht man mit drei Komponenten. Ein Power-MOSFET, Lastwiderstand RL und noch den Gate-Vorwiderstand Rv. Rv, ganz nah beim Gate, vermeidet Instabilität in Form von hochfrequenter Oszillation. Rv braucht es in der Regel im Wert von etwa 10 bis 100 Ohm. Einfach kurz testen. Warum der Löwenanteil aus einer komplexeren BJT-Lösung besteht, ist historisch bedingt und es hat damit zu tun, dass der Auslöser eine BJT-Netzteilschaltung in Bild 1 ist. Der ursprüngliche Sinn dieses Elektronik-Minikurses soll ja bleiben. Es geht um das Erlernen der praktischen Anwendung des komplementären Darlington.

Es gibt einen speziellen Elektronik-Minikurs zu einer Netzteil-Testschaltung die anstelle von Lastwiderständen komfortabel mit einstellbaren Konstantstromsenken arbeitet. Diese Testschaltung arbeitet symmetrisch um gleichzeitig positive und negative Betriebsspannungen von Netzgeräten oder Netzteilen zu testen. Allerdings nur bis zu einem Strom von maximal 1.5 A. Der interessierte Leser kann diese Schaltung selbstverständlich, seinen Bedürfnissen entsprechend, anpassen. Mehr dazu liest man in (9).



Update: Kurzschluss- und Überlastsicher

Diese Schaltung verändert die Schaltung in Bild 1, dass anstelle des Widerstandes Rn1 eine kleine Konstantstromquelle wirkt und im Fall der Strombegrenzung durch den I-Limiter den Operationsverstärker OA1 (LM358A) vor Überlastung schützt.

Diese Konstantstromquelle besteht aus zwei in Serie geschalteten Dioden D3 und D4 und einem PNP-Transistor T5. Zu dieser Schaltung. lernt man im Kapitel "Transistorstromquellen mit Silizium-Dioden" im Elektronik-Minikurs (11) die Funktionsweise und viel Weiteres dazu.

An dieser Stelle sei erwähnt, dass es die Transistoren BC550 (NPN: T3,T4) und BC560 (PNP: T5) nicht mehr gibt. Anstelle von diesen eignen sich BC547 (NPN) und BC557 (PNP).

Der Nachteil von Rn1 in Bild 1 besteht darin, dass bei Überlast, und erst recht beim Kurzschluss, zwischen +Ua und GND, der Strom am Ausgang von OA1 viel zu gross und deshalb OA1 unnötig stark belastet wird. Ein ELKO-Leser berichtete mir, dass er aus diesem Grund die Zerstörung des LM358 verursachte. Dieses Problem löst man ganz einfach mit einer kleinen Konstantstromquelle an Stelle von Rn1. Siehe punktierter Rahmen mit der Bezeichnung "NEU: MAERZ-2020".

Test - Stromverstärkung hFE: Der Strom am Ausgang +Ua ist auf 3 A eingestellt und der gemessene T2-Basisstrom beträgt 0.15 mA. Die Eingangsspannung +U beträgt 25 VDC, wobei der Unterschied zwischen der Minimalspannung +Ue 22.6 VDC (untere Grenze für die Regelungsfunktion) und mximal 28 VDC minimal bzw. nicht nennenswert ist. Aus diesen beiden Stromwerten ergibt sich eine Gesamt-Stromverstärkung des T1/T2-Darlington von 20'000. Diese Messwerte sind reproduzierbar mit andern Typen des MJ2955 und BD139. Offenbar tanzen diese (meine) Transistoren völlig aus der Reihe im Vergleich zu den Inhalten in den Datenblättern. Das ist doch sehr seltsam.

Trotzdem, kann das stimmen? Betrachtet man die hFE-Diagramme in den Datenblättern des MJ2955 (T1) und des BD239 (T2) und man multipliziert die einzelnen hFE-Werte, ergibt dies ein Gesamtwert von 3750. Weit entfernt von 20'000. Wie auch immer, es gilt in der Regel das was die Inhalte der Datenblätter aussagen und dies bedeutet, man muss mit einem T2-Basisstrom von 0.8 mA rechnen. Darum liest man in der Schaltung von Bild 1 und Bild 4 hier "<=1mA".

Dimensionierung: Dies bedeutet, dass die Stromquellenschaltung mit T5 noch nicht im Konstantstrombetrieb arbeiten darf, weil sonst funktioniert die Regelschaltung nicht. Sobald jedoch der Laststrom an +Ua grösser ist als 3 A oder ein Kurzschluss vorliegt, arbeitet die kleine Zusatzschaltung als Konstantstromquelle mit etwa 5 mA. Dieser Strom fliesst jedoch zur Hauptsache durch der leitenden Transistor T3 (I-Limiter) direkt in Richtung +Ua und von dort via Lastkreis nach GND. Auf diese Weise bleibt der Kurzschlussstrom von knapp mehr als 3 A konstant, weil die T2-Basis nur noch einen reduzierten Strom bekommt. Gerade soviel, damit der Überlast- oder Kurzschlussstrom so gross bleibt um den I-Limiter in Aktion halten. Es ist quasi ein Regelkreis für sich.

Wie bereits angedeutet ist diese Netzteilschaltung nur ein Beispiel, die zu eigenen Bedürfnissen angepasst werden kann. Für einen höheren Maximalstrom am Ausgang, mit vielleicht auch andern Transistoren T1 und T2, ist auch der Konstantstromeinsatz auf einen höheren Wert anzupassen. Dazu reduziert man den Wert von R16. Ebenso, wie schon angedeutet, die Konstantstromquelle erfordert keine hohe Präzision. Die Temperaturdrift von etwa +2 mV/ºC spielt keine Rolle. Ausser man setzt diesen Teil besonders hohen Temperaturen aus. Die Temperaturdrift ist positiv, weil zwei Dioden (D3 und D4) die negative Basis-Emitter-Temperaturdrift von T5 überkompensieren.



Welche Alternative gibt es für höhere Spannungen?

Das Prinzpschaltbild Bild 5 illustriert die wesentlichen Teile für den Bau einer Spannungsregelschaltung, bei der die minimale Droputspannung (Ue-Ua) nur durch die komplementäre PNP-Darlingtonschaltung und durch eine Strombegrenzungsschaltung - in Bild 5 nicht gezeichnet - bestimmt wird. Der Opamp OA geht in diese Rechnung nicht ein und er ist sogar mit wenig Betriebsspannung zufrieden. Dies ist möglich, weil hier als Leistungssteller eine komplementäre PNP-Darlingtonstufe zum Einsatz kommt. T3 übernimmt die Aufgabe eine hohe Spannung zu steuern. Mit dieser Schaltung ist es kein Problem ein Netzteil im 100V-Bereich zu realisieren. Dies ist bloss eine Frage der Wahl von T1, T2 und T3, sowie die der passiven Bauteile. Doch nun zur Funktion im Einzelnen.

Im eingeschwungenen Zustand beträgt die Differenzspannung an den Eingängen des OA praktisch 0 VDC. Am invertierenden und nichtinvertierenden Eingang liegt also der Wert der Referenzspannung Uref. Der Spannungsteiler R4/R5 definiert mit der Referenzspannung die Ausgangsspannung +Ua. Der Laststrom am Ausgang dividiert sich durch die Stromverstärkungsfaktoren von T1 und T2 zum Basisstrom von T2. Der Ausgang des Opamp OA liefert den Basisstrom für T3 und dieser steuert mit seinem Kollektorstrom die Basis von T2. R2 dient bloss als Schutzwiderstand um bei starken und schnellen Laststrom- oder Eingangsspannungsänderungen den Einschwingstrom an der Basis von T2 zu begrenzen. T3 als Kleinsignaltransistor erträgt mit seiner Kollektor-Emitter-Spannung den grössten Teil von +Ue.

Regelung: Wenn sich +Ua auf Grund eines höheren Laststromes reduziert, sinkt die Spannung +Ua proportional mit der durch R5/R4 geteilten Spannung am invertierenden Eingang von OA. Im Prinzip erhöht dies die Ausgangsspannung von OA. Da dieser Ausgang jedoch fest mit der Basis von T3 verbunden ist und dessen Basis-Emitter-Schwellenspannung einen quasi-konstanten Wert hat, kann sich die Ausgangsspannung von OA bestenfalls im mV-Bereich erhöhen. Dafür erhöht sich der T3-Basis- und somit der stromverstärkte T3-Kollektor- bzw. T2-Basisstrom, der wiederum den Emitterstrom von T1 und damit den Laststrom am Ausgang erhöht. Damit regelt sich +Ua wieder auf den selben Sollwert wie zuvor, so dass die Differenzspannung an den beiden OA-Eingängen wieder 0 VDC beträgt. Dies ist der erneute eingeschwungene Zustand.

Der ganz grosse Vorteil dieser Schaltungsmethode ist, dass OA nur eine niedrige Betriebsspannung benötigt. Ist der verwendete Opamp 5-VDC-tauglich, kann man ganz einfach mit R1 und ZD, als eine Z-Dioden-stabilisierte Spannung von etwa 5 VDC, den Opamp betreiben. Dazu eignet sich z.B. ein CMOS-Opamp des Typ TLC271. Bei einem Laststrom von 3 A liegt der Ausgangsstrom des OA nur bei etwa 10 bis 20 µA. Dies weil T3 mit einer hohen Stromverstärkung dazu beiträgt.

Ein weiterer Vorteil ist, wie bereits angedeutet, die niedrigere minimale Dropoutspannung. Wenn man auf Grund eines kleineren Laststromes, bis etwa 300 mA, keine Darlingtonstufe benötigt, kann man auf T1 verzichten. T2 übernimmt dann die Aufgabe des Leistungstransistors. R3 wird überbrückt und R2 wird etwas reduziert. T2 muss dann ausreichend gekühlt werden. Verzichtet man auf eine Strombegrenzungsschaltung, hat man eine Lowdropout-Spannungsregelung. Diese macht alledings meist wenig Sinn bei Hochvolt-Anwendungen. Ist man bereit eine niedrige Stromverstärkung von etwa 20 für T2 zu Gunsten einer niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung von T2 zu akzeptieren, regelt das Netzteil noch bei einer Dropoutspannung von 200 bis 250 mV bei einem Laststrom von 300 mA.

Dies ist etwa die Methode wie integrierte Lowdropoutspannungsregler mit bipolaren Transistoren arbeiten. Zur Strombegrenzung realisiert man einen integrierten PNP-Leistungstransistor mit einem zweiten Mini-Kollektor. Dieser erzeugt einen Kollektorstrom der z.B. exakt 1/100 des Hauptkollektorstromes aufweist. Damit wird eine Schaltung gesteuert, welche die Strombegrenzung im Hauptkollektorkreis bewirkt.

Keine nachbaubare Schaltung: Eine fertig dimensionierte Schaltung zum Prinzipschaltbild Bild 5 habe ich nicht, deshalb stelle ich in diesem Elektronik-Minikurs nur dieses Schaltungsprinzip vor. Es geht hier nur darum um zu verstehen wie dieses Prinzip funktioniert. Eine Anfrage betreffs Dimensionierung dieser Schaltung ist zwecklos. Man muss selbst ausreichend Grundlagenkenntnisse beitzen, um Bild 5 in eine reale Schaltung umzusetzen. Ich schliesse aber nicht aus, dass ich mich irgendwann mit einem Update mit diesem Thema befasse.



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Thomas Schaerer, 20.12.1999 ; 05.02.2003 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 17.03.2006 ; 31.07.2006 ; 13.06.2008 ; 19.10.2008 ; 10.07.2011 ; 25.01.2012 ; 12.03.2013 ; 24.03.2020