Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes
0.1 - 10 VDC / 3A

 


Test-Bild

Dieses Foto zeigt links die Gleichrichterschaltung mit dem Spannungsverdoppler ohne den grossen Ladelko, der mechanisch extra befestigt werden musste. Die grossen Dioden des Leistungsbrückengleichrichters haben aus thermischen Gründen einen grossen Abstand und die langen Drähte dienen der Kühlung. Es eignet sich natürlich ebenso gut ein integrierter Brückengleichrichter. Auf der rechten Seite zeigt sich die Leiterplatte mit der Schaltung des Spannungsreglers. Es stand beim Entwurf der Schaltung genügend Platz zur Verfügung, weshalb die Bauteile etwas "gestreut" sind. Der grüne dicke Widerstand rechts ist der Strom-Shuntwiderstand R3 der Strombegrenzungsschaltung in Bild 1.

Einleitung

Im Jahre 1981 stand ich vor der Entscheidung, einige mit Germanium-Transistoren bestückten und in den 1960er-Jahren gebauten Labornetzgeräte wegzuwerfen und diese durch neue käufliche Geräte zu ersetzen oder diese alten zu renovieren. Diese Frage drängte sich auf, als ein solches Gerät wieder einmal bei Schaltungsexperimenten zu Tode gefoltert wurde, was auch keine allzu grosse Kunst war. Ich überlegte mir damals: Es hat einen guten Trafo, ein stabiles Metallgehäuse mit allen nötigen Anschlüssen, ein analoges Anzeigeinstrument für die Ausgangsspannung und eine Lampe welche den Überlastzustand anzeigte. Ich habe mich damals zur Renovation entschlossen, weil ich es ganz einfach zu schade fand, all die funktionierenden Teile wegzuwerfen. Der Begriff "Entsorgung", was dies im Einzelfall auch immer heissen mag, existierte damals noch nicht. Die Renovation bestand zur Hauptsache aus einer neuen Steuerplatine, einem neuen Gleichrichterteil und einer Neubestückung der Kühlkörperprofils mit Silizium-NPN-Leistungs-Transistoren.

Ich habe mich aus folgendem Grund für das Schreiben dieses Elektronik-Minikurses entschieden: Ich bekomme immer wieder E-Mails von Lesern, die mit der Schaltung (Bild 1) in Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe höhere Ausgangsspannungen erzeugen wollen und dabei dachte ich, es könnte beim einen oder andern Leser der Wunsch aufkommen, ein bestehendes veraltetes Netzgerät zu erneuern.

Es gibt im oben erwähnten Elektronik-Minikurs das Kapitel "Welche Alternativen gibt es für höhere Spannungen" mit Bild 2 als Prinzipschaltbild mit einer PNP-Komplementärdarlingtonstufe. Allerdings ist dies nur ein Prinzipschema. Mehr habe ich auch nicht. Ich habe jedoch eine Schaltung mit einer offenen "normalen" NPN-Darlingtonstufe, mit der es genau so möglich ist eine sogar noch geringerere minimale Dropoutspannung (hier: Spannungsabfall zwischen Kollektor und Emitter von T1) zu erreichen. Dazu kommt, dass man mit dieser Schaltung, hier in Bild 1, ohne Ausstausch der Opamps, jede erwünschte Ausgangsspannung erzielen kann, wenn dies die Transistoren aushalten und der Trafo/Gleichrichter-Teil dafür dimensioniert ist. Dies wäre dem Leser selbst überlassen.

WICHTIG: Damit dieser Elektronik-Minikurs nicht zu lang wird, halte ich die Beschreibung der Schaltung in Bild 1 etwas knapp. Sie baut im Wesentlichen auf dem oben genannten Elektronik-Minikurs auf.

Betreffs Renovation sei noch folgendes bemerkt: Diese fand, wie bereits erwähnt, 1981 statt. Es gäbe heute, besonders in Bezug auf die Leistungstransistoren die elegantere Lösung mittels Power-MOSFETs. Vieles im Steuerungsteil kann jedoch bei universellem Aufbau mit einstellbarer Ausgangsspannung gleich oder ähnlich bleiben, weshalb die vorliegende Schaltung in Bild 1 noch immer als Anschauungs- und Lehrmaterial eingesetzt werden kann und daher Sinn macht. Natürlich werden heutzutage im Steuerteil auch modernere Techniken eingesetzt.

Es ist dabei dem Leser selbst überlassen, mit seinen Ideen die Schaltung in Bild 1 zu verändern. Auch dies hier ist ein Kurs über elektronische Schaltungstechnik und keine Bausatzvermittlung, um dies wieder einmal deutlich zu machen!

Ganz allgemein gilt: Wenn man etwas renoviert, ist es sinnvoll nicht nur moderne Technik einzusetzen, um bestehende Probleme zu beseitigen. Man sollte, wenn immer möglich, auch alle andern Daten verbessern. So wurde z.B. eine höhere Ausgangsspannung bei gleich hohem Strom, eine drastische Reduktion der Ausgangsrauschspannung und des statischen Ausgangswiderstandes erreicht.



Die Schaltung

Wären die Kollektoren der beiden Transistoren T1 und T2 miteinander verbunden, wäre es ein ganz normaler NPN-Darlingtontransistor mit dem Nachteil einer minimalen T1-Kollektor-Emitter-Spannung von mindestens zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen. Diesen Nachteil wollen wir aber zu Gunsten einer besseren Ausnutzung der maximalen Ausgangsspannung +Ub, bei möglichst hohem Laststrom, beseitigen. Dazu verbinden wir die beiden Kollektoren von T1 und T2 nicht und speisen den Kollektor von T2 mit einer höheren DC-Spannung. Diese höhere Spannung erzeugen wir bei der Gleichrichterschaltung (Bild 4) mit einem zusätzlichen Spannungsverdoppler. Doch davon später. Zunächst genügt es zu wissen, dass an USG (SG = Steuergleichrichter) etwa die doppelte Spanung von ULG (LG = Leistungsgleichrichter) vorliegt.

Was bewirkt dies? Bei einer Ausgangsspannung von +10 VDC und einem Spannungsabfall über dem Stromshunt-Widerstand R3 für die Strombegrenzungsschaltung von etwa 0.7 VDC, beträgt die Spannung am Emitter des T1 10.7 VDC, an deren Basis sind es etwa 11.4 VDC und der Basis von T2 sind es etwa 12.1 VDC. Setzt man dafür eine zusätzliche Spannungsquelle, nämlich USG, ein, genügt eine Spannung ULG die nur geringfügig höher ist die Emitterspannung von T1. Damit hat man eine sogenannte Lowdroput-Spannungsregelung. Bei einer Kollektor-Emitter-Spannung des T1 von 0.4 VDC und einem Kollektorstrom von 3 A, hat T1 (2N3055) noch eine Stromverstärkung von etwa 30. Daraus resultiert ein T1-Basisstrom, bzw. T2-Kollektorstrom, von etwa 100 mA. Dieser Strom muss der Spannungsverdoppler bei der Gleichrichterschaltung aufbringen, was unproblematisch ist, wie wir noch sehen werden. T2 hat eine Stromverstärkung von gut 100. Der T2-Basisstrom dürfte daher kaum mehr als 1 mA betragen.

Anstelle eines oft üblichen Widerstandes zwischen Kollektor und Basis des T2, dient eine stabile Konstantstromquelle, bestehend aus T3, Z1, R1, R2 und C6. C6 dient bloss der Unterdrückung der Schwingneigung dieser Teilschaltung. Eine Z-Diode im Bereich der vorliegenden Zenerspannung hat einen besonders niedrigen differenziellen Innenwiderstand. Er liegt bei wenigen Ohm. Da wirkt sich ein Rippelstrom, bedingt durch die Rippelspannung an USG auf den Stromausgang kaum noch messbar aus. Nachteilig, wenn auch hier nicht relevant, ist bei dieser Konstantstromquelle, dass die beiden Temperaturkoeffizienten von Z1 und der Basis-Emitter-Schwellenspannung sich nicht kompensieren. Das Gegenteil ist sogar der Fall. Dies ist allerdings gleichgültig, weil ein langsames geringes Wegdriften des Konstantstromes spielt keine Rolle, weil dies von der Spannungsregelung leicht korrigiert wird. Die Rippelspannungunterdrückung ist wesentlich relevanter. Siehe weiter unten "Alternative Stromquellenschaltung".

Als Referenzspannungsquelle dient eine hochstabile 10V-Bandgap-Spannungsreferenz. Sie liefert zur Hauptsache die Referenzspannung für P1, das Potmeter zur Einstellung der Ausgangsspannung. R12 und P1 wirken als Spannungsteiler. Beide Bauteile sollten von guter (R12 = Metallfimwiderstand) und stabiler Qualität sein. Mit dem Schleifer an P1 kann man eine Spannung zwischen 0 VDC und etwas mehr 5 VDC einstellen. P2 ist ein zusätzliches Mehrgang-Trimmpotmeter, das die Möglichkeit bietet, eine maximale Ausgangsspannung +Ub einzustellen. Damit lässt sich bei einer Übung verhindern, dass Studenten eine angeschlossene Schaltung wegen zu hoher Betriebsspannung zerstören. Diese Methode hat sich oft bewährt! C15 unterdrückt zusätzlich zu C9 wirksam die breitbandige Rauschspannung von VR. Zwecks geringem Leckstrom sollte man unbedingt einen Tantalelko für C15 verwenden. Die durch P1 und P2 eingestellte Referenzspannung gelangt über den Schutzwiderstand R16 zum invertierenden Eingang von OA1.

Die Spannungsregelung: R8 und R9 teilen +Ub durch 2. Diese geteilte Spannung gelangt über den Schutzwiderstand R14 zum nichtinvertierenden Eingang des OA1. Angenommen, auf Grund einer spontanen Erhöhung des Laststromes sinkt +Ub, so reduziert sich die rückgekoppelte Teilspannung am nichtinvertierenden Eingang von OA1. Dies reduziert den Basisstrom von OA1 nach T6 und dies reduziert den T6-Kollektorstrom. Dadurch bekommt T2 mehr Basisstrom von der Konstantstromquelle mit T3. Im Endeffekt steigt der Strom am Ausgang so weit an, dass die Spannung wieder ihren vorherigen stabilen Wert hat. Dies ist der Fall wenn die Differenzspannung an den beiden OA1-Eingängen wieder 0 VDC ist. Bei einem Stromsprung am Ausgang von 1 A dauert dieser Regelvorgang etwa 20 µs, bei maximalen Spitzenspannungswerten von ±30 mV, wie folgendes Bild illustriert:


Zurück zu Bild 1. Die Referenzspannungsquelle VR dient auch als stabile Betriebsspannung für OA1 und OA2. OA2 arbeitet als Komparator für die Überlastanzeige. T5 arbeitet dabei als Emitterfolger. Durch dessen Stromverstärkung wird VR praktisch nicht belastet. Dadurch reduziert sich die Spannungsstabilität ein wenig, was für die Anwendung als Betriebsspannung von OA1 und OA2 keine Rolle spielt. Damit bei einem allfällig defekten T5 kein Strom über R11 in den Ausgang von VR fliessen kann, ist zwischen Ausgang von VR und der Basis von T5 eine Schutzdiode zwischengeschaltet. Die hochkonstante Spannung des VR mit 10.0 VDC reduziert sich auf etwa 8.7 VDC für die Speisung von OA1 und OA2. C10 dient der Unterdrückung allfälliger hochfrequenter Schwingneigung des T5-Emitterfolgers.


Die Strombegrenzungsschaltung

Die Strombegrenzungsschaltung I-Limiter im Elektronik-Minikurs Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe ist die Grundlage für die fast gleiche Schaltung hier. Sie unterscheidet sich nur darin, dass diese hier mit P3 abstimmbar ist. Der Stromshunt-Widerstand R3 ist so dimensioniert, dass bei einem Laststrom von 3 A, an ihm eine Spannung von 0.66 VDC abfällt. Dies ist etwa die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4. Wenn der Schleifer des Trimmpotmeters P3 am linken Anschlag ist, also Kontakt mit dem Emitter des T1 hat, wird T3 bei einem Laststrom von 3 A leiten und die Strombegrenzung setzt ein. Will man allerdings, dass das Netzgerät bei einem Strom von 3 A eine saubere und stabile Spannung liefert, muss der Begrenzungsstrom etwas höher eingestellt werden. Vorzugsweise auf etwa 3.2 A. Dies geschieht mit P3. Dreht man den Schleifer von P3 nach rechts in Richtung R4, bekommt die Basis von T4 nur noch einen Teil des Spannungsabfalles von R3. Das heisst nichts anderes, dass die Strombegrenzung bei einem etwas höheren Spannungsabfall über R3 einsetzt.

Man sollte bei der Dimensionierung von R3 darauf achten, dass der Scheifer von P3 nicht zu weit nach R4 gedreht werden muss, weil dann nämlich unnötig viel Spannung über R3 abfällt, was die minimale Dropoutspannung zwischen ULG und +Ub und die Verlustleistung an R3 erhöht. Durch die Reihenschaltung von R4 und P3 parallel mit R5, kann maximal der 1.4-fache Begrenzungsstrom eingestellt werden. R5 dehnt den unteren Bereich, damit man ihn mit P3 leichter einstellen kann.

Die Berechnung von R3:

   R3 = UBE(T4) / Imax

Die Berechnung der Verlustleistung von R3:

   P R3= UBE(T4) * Imax

Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, dass es heute eine modernere, präzisere und temperaturunabhängige Methode der Strombegrenzung gibt, wobei man einen niederohmigeren Strom-Shuntwiderstand verwenden kann, was den Spannungsabfall und die Verlustleistung reduziert. Man verwendet zur Nachverstärkung der geringeren Spannung über dem Strom-Shuntwiderstand eine Opampsschaltung dessen Opamp rail-to-rail-fähig sein muss. Ich werde dies hier allerdings nicht weiter thematisieren. Ansatzweise findet man etwas zu diesem Thema in zwei andern Elektronik-Minikursen. Siehe weiter unten in "Links die zum Inhalt passen" unter (7) und (8).


Die "Overload-Anzeige"

Im spannungsgeregelten Zustand ist die Differenzspannung an den Eingängen des OA2 ebenso 0 VDC wie beim OA1. OA2 arbeitet als Komparator. Mit dem Trimmpotmeter P4 wird die IC-interne DC-Offsetspannung so eingestellt, dass der Ausgang von OA2 sicher auf den LOW-Pegel von beinahe 0 VDC geschaltet ist. Wenn durch Überlast die Strombegrenzung anspricht oder die Eingangsspannung nicht ausreicht um die Spannungsregelung aufrecht zu erhalten, sinkt die Spannung am invertierenden Eingang von OA2 und der Ausgang geht auf den HIGH-Pegel, was etwas unterhalb der Betriebsspannung von etwa 8.7 VDC liegt. Dadurch wird C17 durch R19 geladen, es fliesst ein Strom durch R20 in die Basis von T7, es fliesst ein T7-Kollektorstrom und die LED "OVERLOAD" leuchtet. R19 und C17 wirken als Tiefpassfilter um zu verhindern, dass schon der geringste Regelvorgang durch ein Aufblinken der LED angezeigt wird.



Alternative Stromquellenschaltung

In Teilbild 3.1 ist die Stromquellenschaltung von Bild 1 wiederholt. Welchen Vorteil die Verwendung einer Z-Diode mit der Zenerspannung von etwa 7 V hat, ist bereits erklärt. Alternativ bietet sich natürlich ebenso eine LED-Transistor-Konstantstromquelle in Teilbild 3.2 an. Um etwa die gleich gute Rippelspannungsunterdrückung zu erreichen, kann man R2 in zwei gleich grosse Werte aufteilen und vom R2x/R2y-Knoten einen Elko nach USG schalten. R2x, R2y und Cy wirken als Tiefpassfilter zwecks Unterdrückung der Rippelspannung. Zur Berechnung der Grenzfrequenz müssen R2x und R2y parallelgeschaltet betrachtet werden.

Kleine Knobelei: Der Leser darf darüber "nachbrüten", warum wohl R2 (beide Widerstände in Serie) in Teilbild 3.2 grösser ist als in Teilbild 3.1 und warum es bei R1 genau umgekehrt ist.



Die Schaltung in Bild 1 umdimensionieren

Wenn jetzt jemand auf die Idee kommt die Schaltung für höhere Ausgangsspannungen zu dimensionieren, ist das kein Problem. Man muss bloss überlegen, wo denn die höheren Spannungen autreten um dort die richtigen Massnahmen zu treffen. Dies wären die Kollektor-Emitter-Spannungen von T1, T2, T3 und T6. Man muss die richtige Wahl treffen. Worauf es ankommt, steht einiges in Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe, - übrigens inklusive dem Phänomen des Second-Breakdown und einer Kühlkörperberechnung am vorliegenden Beispiel. All dies gilt hier ebenso! Die Kondensatoren C4, C5, C6, C7 und C16 müssen ebenfalls betreffs höherer Spannung beachtet werden.

Will man z.B. ein Netzgerät mit einer Ausgangsspannung von 30 VDC und mehr realisieren, lohnt sich bei der Gleichrichterschaltung die Spannungsverdopplung nicht mehr. Man bildet durch die Verbindung der beiden Kollektoren eine NPN-Darlingtonschaltung oder man realisiert eine komplementäre NPN-Darlingtonschaltung.

Wenn USG, besonders dann wenn sich der Trafo im Leerlauf befindet, ziemlich hoch wird, muss man VR beachten, dass dieser keine zu hohe Eingangsspannung kriegt. Einfache Abhilfe: Eine Z-Diode von etwa 20 VDC parallel zu C8 schalten und R10 evtl. etwas erhöhen. Ebenso etwas auf die einfache Spannungstabilisierung zur Speisung von OA1 und OA2 achten, evtl. R11 erhöhen.

Um überhaupt eine höhere Spannung einstellen zu können, muss das Verhältnis von R8/R9 vergrössert werden. Die maximal einstellbare Ausgangsspannung +Ub berechnet sich mit:

   Ub = Ur * ((R8 / R9) + 1)

Der geneigte "Bastler" kann aber noch mehr Register ziehen. Ich benutzte damals die beiden Opamps CA3130 und CA3140, die noch heute bei Farnell erhältlich sind. Es ist aber keineswegs verboten andere Opamps einzusetzen, wie z.B. ein Dual-Opamp für OA1 und OA2. Es ist allerdings dann auf jedenfalls empfehlenswert, die Regelschaltung erst im Experiment aufzubauen um die Frequenzkompensation so zu dimensionieren, damit die Schaltung stabil arbeitet. Dazu liest man ebenfalls in Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe Ausführliches.



Trafo, Gleichrichter und Spannungsverdoppler

Ich erwähnte bereits, dass dieses Projekt eine Renovation war. Ich verwendete den Trafo der bereits existierte. Dieser hatte zwei Sekundärwicklungen. Die eine für den Leistungs- und die andere, mit einer höheren Spannung, für den Steuerungsteil. Auf diese zweite Wicklung wollte ich verzichten, damit die Netzteilschaltung auch mit einem beliebig andern Trafo "ab der Stange" verwendbar ist. Deshalb realisierte ich den Spannungsverdoppler. Welche VA-Leistung der Trafo wirklich hat, ging aus den alten Unterlagen nicht mehr hervor. Der einzig bekannte Wert ist die Sekundär-Nennspannung von 9 VAC und die Eingangsspannung von damals noch 220 VAC.

Ich ging also sehr empirisch vor und schätzte für den grossen Ladeelko einen recht üblichen Wert von 2000 µF/A, was bei einem Laststrom von 3 A eine Kapazität von 6000 µF voraussetzt. Es zeigte sich aber schnell, dass unter Last die Ausgangsspannung nicht so hoch war, wie ich gerne gehabt hätte. Diese 11 VDC ist der DC-Spannungsmittelwert. Davon muss man etwa 2/3 der Rippelspannung, den Spannungsabfall über dem Strom-Shuntwiderstand R3 (Bild 1) von 0.7 VDC oder mehr (je nach Einstellung von P3), und die minimale Kollektor-Emitter-Spannung von T1 von etwa 0.5 VDC subtrahieren. Damit ging die Rechnung natürlich nicht auf. Ich musste, um die Rippelspannung runter zu kriegen, C1 drastisch erhöhen und so kam es zu diesen 16000 µF.

Als nächster Schritt folgte der Spannungsverdoppler, der aus Bild 4 in Teilbild 5.1 wiedergegeben ist. Er besteht aus D1, D2, C2 und C3 in Verbindung mit einer Diode des Brückengleichrichters BG. Damit man dies leichter erkennt, betrachet man Teilbild 5.2. Der Stromlaufplan des Spannungsverdoppler ist mit dicken Linien, der des restlichen Gleichrichters BG mit Glättungs-Elko C1, LED-Anzeige und Ausgang +ULG nur mit punktierten Linien ausgeführt. Dies soll illustrieren, dass der einzige Unterschied zur herkömmlichen Spannungsverdopplung darin besteht, dass in Bild 4 und Bild 5 die Basisleitung (GND) durch eine Diode des Brückengleichrichters BG getrennt ist. Funktionell ändert sich für die Spannungsverdopplung nichts, ausser dass dessen Ausgangspannung durch die Durchfluss-Spannung einer Diode von etwa 0.7 V reduziert ist.

Bild 6 zeigt zwei Varianten der Spannungsverdopplung als Teil der komplexen Gleichrichterschaltung, mit einer Hauptspannung ULG und einer zusätzlich höheren Steuerspannung USG. Teilbild 6.1 ist die Kopie von Teilbild 5.1, jedoch mit dem Unterschied, dass die Anordnung von ULG und USG vertauscht ist. Dadurch ist die Funktionsweise der alternativen Methode für die Spannungsverdopplung in Teilbild 6.2 optisch leichter erkennbar. Diese Schaltung ist der andern funktionell gleichwertig. Da diese die höhere Ausgangspannung USG sich auf die niedrigere ULG abstützt, genügt für C3 ein Elko mit niedrigerem Spannungswert. Ein Minimalstrom am Ausgang von ULG ist ebenfalls nicht nötig, damit am Ausgang von USG Strom fliessen kann. Es ist auch nicht so, dass der Peak-to-Peak-Wert der Rippelspannung an USG grösser ist, wenn durch den Laststrom an ULG selbst auch eine Rippelspannung entsteht. Der Peak-to-Peak-Wert der Rippelspannung an USG ist alleine von diesem Strom abbängig und beträgt bei 100 mA etwa 4 Vpp.



Zur Sache des Trafo...

Für den Leser empfehle ich folgendes: Zur Berechnung eines Trafos konsultiere man das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk. Es gibt ein ausführliches Kapitel mit dem Titel Stromversorgung, wo die Eigenschaften von Netztrafos bis hin zur vollständigen Dimensionierung einer Gleichter/Glättungs-Schaltung mit einem Beispiel beschreiben ist. Ich kenne diesen Beitrag aus der neunten Ausgabe. Ich kann natürlich nicht garantieren, dass dieser in jeder weiteren Ausgabe fortgesetzt worden ist und wird.

Für die vorliegende Anwendung mit dem Netzgerät "0.1 - 10 VDC / 3A" empfehle ich einen Trafo mit einer Sekundärspannung von 10 VAC. Das gibt's ab der Stange allerdings kaum. Es gibt aber kleine Ringkerntrafos für 12 VAC. Den sogenannten Formfaktor sollte gut 1.7 betragen. Dadurch wählt man einen AC-Strom von 5.1A ( 3A * 1.7 = 5.1A), was bei der Spannung von 12 VAC einer Wirkleistung von 60 VA entspricht. Einen solchen Trafo erhält man von Farnell unter der Rubrik "Ringkern-Transormatoren" mit zwei Sekundärwicklungen von je 12 VAC, die man parallelschalten muss. Die Bestellnummer ist 306-8730 (Ausgabe: 2005). Ob diese Nummer später noch gültig sein wird, weiss ich nicht, und ich werde deswegen diese WWW-Seite nicht extra aktualisieren. Da die Spannung an +UGL für die maximale Ausgangsspannung von 10VDC bei 3 A genügend hoch sein wird, kann man die Kapazität des Ladeelko C1 etwas kleiner wählen.



Erster Lesertip: Die Zweiweg-Gleichrichterschaltung mit GND-Mittelpunkt.

Ein Leser erklärte mir in einer E-Mail: Wenn man einen (Ringkern-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen verwenden muss, weil man z.B. einen (Ringkern-)Trafo mit nur einer Sekundärwicklung ab Elektronik-Distributor nicht erhält, empfiehlt sich statt der Parallelschaltung der beiden Sekundärwicklungen mit Brückengleichrichtung, die Serieschaltung mit der typischen Zweiweggleichrichtung mit GND-Mittelpunkt. Man nennt diese Schaltung auch Mittelpunktschaltung.

Diese Empfehlung ist unter bestimmten Vorausetzungen richtig. Man spart sich den Spannungsabfall einer Diodenflussspannung und diese kann bei den vorliegenden Strömen leicht 1 VDC betragen. Dass der Wegfall dieser Verlustspannung dem Wohle der maximalen Ausgangsspannung des Netzteiles dienen kann, leuchtet ein. Diese Angelegenheit ist allerdings etwas komplexer. Man liest dazu in "Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk im Kapitel "Mittelpunktschaltung" folgendes:

  • Andererseits verdoppelt sich der Innenwiderstand des Transformators, da jede Teilwicklung für die halbe Ausgangsleistung zu dimensionieren ist. Dadurch wird der Spannungsverlust wieder vergrössert. Welcher Effekt überwiegt, hängt vom Verhältnis der Ausgangsspannung zur Durchlassspannung der Diode ab. Bei kleinen Ausgangsspannungen ist die Mittelpunktschaltung günstiger, bei grossen Ausgangsspannungen die Brückengleichrichterschaltung.

Es empfiehlt sich im oben genannten Buch das ganze Kapitel "Stromversorgung" zu lesen. Dieses Buch gehört in das Bücherregal eines jeden Elektronikers! Wir werden jetzt in Bild 5 diese Zweiweggleichrichterschaltung mit einer besseren Spannungsverdopplung unter die Lupe nehmen:

Bild 7 zeigt die Serieschaltung der beiden Sekundärwicklungen. Der Mittelpunkt ist der GND. Die beiden Leistungsdioden LD1 und LD2 arbeiten je als Einweggleichrichter. Zusammengeschaltet arbeiten sie als Zweiweggleichrichter, weil die Verknüpfung der beiden Halbwellen, bezüglich beider Wicklungen, eine Frequenzverdopplung bewirkt. Beide Halbwellen der Wechselspannung werden gleichgerichtet. Ohne den Glättungs-Elko C1 zeigt sich mit dem Oszilloskopen genauso eine Verdopplung der gleichgerichteten Netzfrequenz wie bei der Brückengleichrichterschaltung. Die Kapazität von C1 ist etwas niedriger gewählt als in Bild 4, weil die Sekundärspannung des Trafo mit 12 VAC um 1/3 höher ist und, wie bereits erwähnt, die Verlustspannung des Gleichrichters ist um etwa 1 VDC geringer, falls sich dies betreffs höherem Trafoinnenwiderstand noch signifikant unter Belastung auswirkt.

Will man die Ausgangsspannung des Netzteiles bei möglichst hohem Strom "ausreizen", kann man C1 jederzeit erhöhen, um die Rippelspannung zu reduzieren. Die Nennspannung von C1 ist mit 25 VDC allerdings höher mit 16 VDC in Bild 4. Bei einer Sekundärnennspannung von 12 VAC und einer angenommenen Leerlaufspannung von z.B. 14 VAC, wären für C1 16 VDC zu niedrig bemessen, und dies selbst ohne Berücksichtigung einer Netzüberspannung von beispielsweise 5%. Eine C1-Nennspannung von 25 VDC reichen jedoch mit Sicherheit aus.

Wir kommen jetzt zur Erzeugung der notwendigen höheren Steuerspannung +USG. Im gestrichelten Rahmen sieht man den typischen Spannungsverdoppler. Man erkennt diese Teilschaltung in D1, D2, C2 und C3. Ich erinnere daran, dass der Steuerstrom gut 0.1 A betragen kann. Nun muss man wissen, das bei einer einfachen Spannungsverdopplung nach dem Einwegprinzip der Formfaktor etwa 4 beträgt. Damit würde der Trafo bezüglich Spitzenströme ziemlich asymmetrisch belastet, gäbe es nur einen Spannungsverdoppler. Dies kann man wirksam vermeiden, in dem man die Spannungsverdopplung mit einem zweiten Spannungsverdoppler symmetrisch aufbaut. Wie bei der Zweiweggleichrichterschaltung wird die Frequenz eines einzelnen Spannungsverdopplers verdoppelt. Dies kann sichtbar gemacht werden, wenn C3 nicht in Betrieb ist. Durch diese Frequenzverdopplung, kann für die gleich grosse Rippelspannung an C3 ihre Kapazität im Vergleich zu Bild 4 mit 220 µF halbiert werden. Da die einzelne Spannungsverdopplerschaltung nur noch die halbe Leistung erbringen muss, köennen ebenfalls die beiden C2-Elkos mit 470 µF auf die Hälfte im Vergleich zu Bild 4 reduziert werden.

Bei höheren Trafo-Sekundärspannungen, muss +USG keineswegs doppelt so hoch sein wie +ULG. Dies gilt selbstverständlich ebenso für die Schaltung in Bild 4. Für die Spannungsregelschaltung in Bild 1 genügt eine höhere DC-Spannung von etwa 9 VDC, was mit der hochwertigen Konstantstromquelle mit der 6.8V-Z-Diode zu tun hat. Mit der vorgeschlagenen Alternative in Teilbild 3.2 darf die Spannungsdifferenz zwischen +USG und +ULG geringer sein. Wenn jedoch dieser Spannungsunterschied, auf Grund einer höheren Trafo-Sekundärspannung, zu hoch wird, ist es leicht, diese, durch das Einfügen einer Kleinleistungs-Z-Diode zwischen den beiden verknüpften Kathoden der D2-Dioden und dem Elko C3, zu reduzieren. Selbst dann wenn für die Verlustleistung, gemessen am Steuerstrom und am Spannungsabfall über der Z-Diode, eine Leistung von z.B. 1 W genügt, empfiehlt es sich gleich eine 5-W-Z-Diode einzusetzen, damit sie auch sicher die Spitzenströme beim (Nach-)laden von C3 übersteht. Es empfiehlt sich hierfür z.B. die 1N5300B-Serie von Philips, die man bei Farnell bekommt. Das Gehäuse 17-02 ist klein und man kann die Z-Diode, um Platz einzusparen, mit einem gebogenen Draht auch senkrecht einlöten.

Der Brückengleichrichter BG illustriert, dass man anstelle der einzelnen Leistungsdioden LD1 und LD2 oder einer Doppel-Leistungsdiode auch einen Brückengleichrichter für die Zweiweggleichrichterschaltung einsetzen kann. Der Minus-Anschluss bleibt einfach unberücksichtigt. Oft entscheidet der aktuelle Inhalt der eigenen Bastelschublade...



Zweiter Lesertip: Der preiswerte Trafo

Der selbe Leser schägt vor, wenn man einen Trafo mit einer Sekundärspannung von 12 VAC benötigt, einen preiswerten sogenannten Halogenlampen-Trafo einzusetzen. Besonders preiswert ist es, wenn man auf Restposten, z.B. bei Conrad, stösst. Natürlich hat man bei dieser Lösung nur eine Sekundärspannung und so käme die Gleichter- und Spannungsverdopplerschaltung von Bild 4 zur Anwendung. Diese Halogenlampen-Trafos sollen besonders für Anfänger geeignet sein, die kaum Erfahrung mit der gefährlichen 230-VAC-Netzspannung haben, weil der Anschluss wesentlich leichter zu bewerkstelligen ist.

Betreffs Warnung im Umgang mit gefährlicher Netzspannung möchte ich unbedingt auf den speziellen Abschnitt im Kapitel "Voraussetzungen" in Die Philosophie meiner Elektronik-Minikurse hinweisen!



Dritter Lesertip: Die besonders einfache Gleichrichter- und Spannungsverdopplerschaltung

Von einem Leser erhielt ich eine gescannte Handskizze, die dem Teilbild 8.3 entspricht und einem vor Augen führt wie leicht man an das Gewohnte fixiert sein kann, - nämlich, dass der GND stets beim Mittelpunkt der beiden Sekundärwicklungen zu sein hat.

Beginnen wir mit Teilbild 8.1, das die typische Zweigweggleichrichtung zeigt. Diesmal jedoch mit negativer Ausgangsspannung -ULG. Tauschen wir jetzt -ULG und GND in Teilbild 8.2, so haben wir, auf unsere Anwendung übertragen, +ULG. Für die doppelte Spannung braucht es jetzt nur noch eine zweite Zweiweggleichrichtung mit D1, D2 und C2. Dies ergibt +USG. Die vollständige Schaltung illustriert Teilbild 8.3.

Teilbild 8.4 zeigt noch eine etwas andere Perspektive, nämlich die typische Brückengleichrichterschaltung mit symmetrischem Spannungsausgang. Das heisst, dem wäre so, wenn die Bezeichnungen U+ mit GND und GND mit U- vertauscht wären. So aber haben wir U+ und mit 2U+ eine zusätzliche Ausgangsspannung mit dem doppelten Wert. Da der Strom an +ULG viel grösser ist als an +USG, ist es besser Einzeldioden einzusetzen, die für die Ströme angepasst sind.



Vergleich zwischen Alt und Neu

Bild 9 illustriert die Leistungsgrenze der alten und der neuen Schaltung. Man sieht die Verbesserung deutlich. In Teilbild 9.1 ist bei einer Ausgangsspannung von 10 VDC ein Strom von 1.7 A Ende der Fahnenstange. Natürlich spricht dabei die Strombegrenzungsschaltung nicht an. Es ist ganz einfach so, dass die Sekundarspannung am Trafo und somit die DC-Spannungen nach der Gleichrichter/Glättungsschaltung, soweit abgesunken ist, dass die Schaltung nicht mehr regeln kann. Teilbild 9.2 zeigt, dass bei 10 VDC immerhin 2.2 A möglich sind.

Ein anderer Vergleich: In Teilbild 9.2 kann man mit 3 A bis zu einer Spannung von 9.2 VDC fahren, wobei mit der alten Schaltung bloss 8.2 VDC möglich waren.


Einige weitere Vergleiche

Die neue Version hat bei einem Laststrom von 2.8 A und einer DC-Spannung am Ausgang von 8 VDC mit 45 µV(rms) eine etwa dreimal geringere Rauschspannung als die alte Version. Es gilt eine Frequenzbandbreite von 100 kHz. Der statische Ausgangswiderstand reduzierte sich mit 1 m-Ohm ebenfalls um den Faktor drei.

Wichtige Anmerkung (Bild 1):
Um einen möglichst niedrigen statischen Innenwiderstand zu erlangen, ist es absolut notwendig den Rückkopplungskreis (R8) direkt mit der Anschlussbuchse +Ub und den GND der Gleichrichterschaltung (Bild 4) direkt mit der Ausgangs-GND-Buchse des Netzgerätes (Bild 1) zu verbinden. Man kann diese Verbindungen auch ausserhalb des Gerätes direkt bei der zu speisenden Schaltung realisieren. Wenn man es mit den Leitungslängen übertreibt, kann es mit dieser Sensor-Methode allerdings leicht zu Schwingungen kommen. Es ist meist besser wenn man Buchsen und Stecker mit guter Qualität und dicke Speisekabel einsetzt, um den statischen Quellwiderstand so niedrig wie möglich zu halten.



Links die zum Inhalt passen



Thomas Schaerer, 19.02.2003 ; 27.02.2003 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 17.03.2006 ; 21.06.2009