LMC555 (CMOS) im Vergleich mit NE555 (bipolar)
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Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!) - Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!) - Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Buch 1 Buch 2
Einleitung
Dies ist der erste Elektronik-Minikurs im neuen Jahr, im Jahr 2009. Er
ergänzt die bereits bestehenden Elektronik-Minikurse zum Thema der
555-Timer-ICs. Immer wieder werden in diesen Minikursen vereinzelt die
Vorteile der modernen CMOS- zur alten bipolaren Version hervorgehoben.
Dieser Elektronik-Minikurs fasst diese Vorteile zusammen, geht tiefer
auf einzelne wichtige Aspekte ein und rundet dieses Thema ab.
Neu in diesem Elektronik-Minikurs ist, dass es keine extra Linkliste
gibt. Dem Wikipedia ein ganz klein wenig abgeguckt, folgen wichtige
Links, die wesentlich zum Gesamtverständnis beitragen, an den
"neuralgischen" Stellen im Text. Ich bitte darum diesen Vorteil zu
nutzen. Ein Klick mit der linken Maustaste öffnet stets ein neues
Fenster, das einem das fast gleichzeitige Weiterlesen im
Ursprungsfenster erlaubt.
Das ELKO-Forum und der 555er
Im Elektronik-Forum des ELektronik-KOmpendium ist das Thema NE555 und LMC555 ein Dauerbrenner. Es gibt wahrscheinlich kein anderes IC, das derart häufig und intensiv diskutiert wird. Dieser Elektronik-Minikurs soll einige wichtige Fragen beantworten und damit versuchen zukünftig den 555er-Trafic im ELKO-Forum etwas einzuschränken.Das eigentliche Problem besteht darin, dass der alte NE555 bei vielen Elektronik-Aktivisten im Bewusstsein fest zementiert ist. Die moderne und mit vielen Vorteilen behaftete CMOS-Version findet daher nur mit Mühe Zugang. Viele wissen wahrscheinlich gar nicht, dass es die CMOS-Version seit sehr langer Zeit bereits gibt. Es geht hier also darum, mehr Licht ins Dunkel zu bringen. Es geht dabei um die Unterschiede im Bereich des Leistungsverbrauchs, der Stromimpulse auf der Speiseleitung und deren Folgen für die Beschaltung, der maximalen Ausgangsströme und maximalen Taktfrequenzen, sowie die 555er-Endstufe CMOS kontra Bipolar und die Aussteuerfähigkeit der Ausgangsspannung. Eine ganze Pallette von Themen, wie man sieht und die Praxis kommt ganz bestimmt nicht zu kurz!
Historisches zum 555er
Es begann alles mit dem NE555, dem ersten 555-Timer-IC im achtpoligen
Dual-In-Line-Gehäuse anfangs der 1970er-Jahre, als der
Schweizer Hans R. Camenzind von der Firma Signetics mit dem Design
beauftragt wurde. Es lohnt sich dafür im
Wikipedia
die Erfolgsgeschichte des NE555
nachzulesen. Ab 1973 war der "555" jedes Jahr das meistverkaufte IC der
Welt. 2003, mehr als 30 Jahre später, betrug die Jahresproduktion etwa
eine Milliarde Stück. Eine wahre Erfolgsgeschichte!
Die 1980er-Jahre gingen als "das Jahrzehnt des CMOS", ein Slogan von
Motorola, in die Geschichte der modernen Elektronik ein. Die Bezeichnung
Morgendämmerung der CMOS-Technologie finde ich allerdings
passender, weil mit den 1980er-Jahren begann die stürmische Entwicklung
der CMOS-Technolgie, die bis heute, mit immer höheren
Integrationsdichten und immer kleineren Strukturen, ungebrochen anhält.
Für die CMOS-Version des 555-Timer-IC bedeutet dies, mit all den vielen
Vorteilen von der CMOS- gegenüber der bipolaren Technologie, einen
enormen Inovationsschub. Diese Vorteile der CMOS-Version sollen uns in
diesem 555er-Elektronik-Minikurs ständig begleiten und auf diese Weise
einen roten Faden für uns sein.
Für die CMOS-Version beschreibe ich hier den
LMC555 von National-Semiconductor-Corporation (NSC). Der
TLC555 von
Texas-Instruments (TI) ist im Wesentlichen identisch. Wenn von der alten
bipolaren Version die Rede ist, wird der Standarttyp
NE555 genannt. Der LM555 ist elektrisch und
pin-kompatibel zum NE555. Falls die Links dieser genannten Datenblätter
nicht mehr gültig sind, suche man diese bitte selbst mit einer
Suchmaschine.
Vorteil: Weniger Leistung, besser für Batteriebetrieb
Es ist hinreichend bekannt, dass digitale integrierte Schaltungen in bipolarer Technologie, auch dann signifikant Leistung konsumieren, wenn gar kein Schaltvorgang vorliegt, d.h. keine Taktfrequenz wirkt. Der logische Zustand ist also entweder auf dem HIGH- oder LOW-Pegel. Ganz im Gegensatz zu digitalen integrierten Schaltungen in CMOS-Technologie. Genau so verhält es sich im Vergleich des LMC555 (CMOS) zum NE555 (bipolar).
Bild 1 illustriert dies mit dem Beispiel einer Betriebsspannung von +12
VDC. Da es stets selbe Betriebsspannung +Ub ist, genügen Vergleiche mit
dem Betriebsstrom anstelle der Leistung. Während bei bipolaren ICs der
Betriebsstrom (Supply-Current) mit Icc bezeichnet wird, kommt bei
CMOS-ICs IDD zum Einsatz. Um es einfacher zu
machen, ist der Betriebstrom stets mit I bezeichnet oder mit einem
Stromrichtungspfeil mit Angabe des Stromes markiert. Die
Betriebsspannung ist mit +Ub für positive, -Ub für negative und ±Ub für
symmetrische Spannungswerte angegeben.
Bild 1 zeigt den LMC555 und den NE555 in der Funktion als
Schmitt-Trigger. Wie das
funktioniert, liest man im soeben genannten Link zu einem
Elektronik-Minikurs. Der Ruhe- oder Aktivzustand eines LMC555 oder NE555
kann man in der Funktion als Generator zeigen, der an Pin 4 aus- oder
eingeschaltet wird oder in der Funktion als Schmitt-Trigger, bei dem ein
ruhender logischer Pegel (DC-Spannung) an Ue liegt, der einen
inverierten ebenfalls ruhenden logischen Pegel (DC-Spannung) an Ua
erzeugt. Aktiv gilt, wenn eine Wechselspannung (AC-Spannung) an Ue am
Ausgang Ua eine rechteckförmige Ausgangspannung erzeugt, die zu Ua
ebenfalls invertiert ist. Die Form der AC-Spannung an Ue ist egal,
wichtig ist, dass die Spitzenwerte den obereren und unteren Triggerpegel
über- bzw. unterschreiten. Über solche Details liest man im soeben
genannten Link. Symbolisch wird in Teilbild 1.2 jeweils ein
Dreiecksignal angedeutet.
Die beiden Teilbilder 1.1a und 1.1b zeigen den LMC555 und den NE555 mit
je einem logischen HIGH oder LOW an Ue und invertiert dazu LOW oder HIGH
an Ua. Ein ganz wichtiger Vorteil erkennt man sogleich. Der Ruhestrom
beträgt beim LMC555 mit 0.15 mA nur 1.8 % vom Ruhestrom des NE555 mit
etwa 8 mA. Das zeigt, dass der LMC555 klarer Sieger ist, wenn
Batteriebetrieb zur Anwendung kommt. Der kritische Leser fragt
sich allerdings, warum der Ruhestrom beim LMC555 nicht praktisch Null
ist. So ist es schliesslich bei allen CMOS-Familien ICs. Nur, das stimmt
nicht ganz. Bei einem Monoflopp, z.B. CD4538 (Dual Monoflop), beträgt
die Ruhestrom zwischen maximal 0.3 und 2 mA bei einer Betriebsspannung
von 10 VDC. Der Grund liegt daran, dass ein Teil der Schaltung (u.a.
Referenz-Teil) im analogen Bereich arbeiten muss. Beim LMC555 betrifft
dies die drei internen Widerstände zwischen +Ub und GND, welche die
Triggerspannungen definieren und die beiden Komparatoren.
Die beiden Teilbilder 1.2a und 1.2b zeigen die selben Schaltungen noch
einmal, jedoch eingangsseitig an Ue mit einer AC-Spannung die am Ausgang
Ua eine Rechteckspannung, auf Grund der Schmitt-Trigger-Funktion,
erzeugt. Wir wollen wissen, wie sich das auf den Strombereich auswirkt.
Der langen Rede kurzer Sinn, auch hier ist die CMOS-Version klar
überlegen. Bei der Maximalfrequenz von 6 MHz verbraucht der LMC555 7 mA
und bei 1 MHz sind es nur noch 1.5 mA. Diese Frequenz ist fast doppelt
so hoch wie die Maximalfrequenz des NE555, wobei der Strom nur 2.5 %,
1.5 mA anstatt 60 mA, ausmacht. Der LMC555 braucht bei 6 MHz etwa 1 mA
weniger als der NE555 im Ruhezustand. Man beachte die punktierte Linie.
Vergleicht man den Stromverbrauch bei den Maximalfrequenzen von LMC555
(6 MHz) und NE555 (600 kHz), begnügt sich der LMC555 mit 12% in Relation
zum NE555 (Teilbild 1.2b). Während beim LMC555 der Strom beinahe
proportional zur Frequenz zunimmt, ist beim NE555 die Stromzunahme vom
unteren bis in den mittleren 10-kHz-Frequenzbereich nur minimal, weil da
der relativ hohe Ruhestrom von 8 mA dominiert.
Gemäss Datenblatt des LMC555 beträgt die Maximalfrequenz 3 MHz. Bezogen
ist dies auf eine Betriebsspannung von +5 VDC. Bei +12 VDC ist leicht
das doppelte erreichbar. Betreffs dieser 6 MHz beim LMC555 und 600 kHz
beim NE555, bei +12 VDC, zeigen sich die Grenzen der Frequenzen optisch
durch das Mass der Verzerrung des Rechtecksignales. Ich empfehle, dies
selbst mit einem Oszilloskopen zu erfahren. Damit man den Ausgang des IC
kapazitiv nicht unnötig belastet, muss man eine niederkapazitive
Mess-Sonde benutzen. Diese haben in der Regel in der Sonde einen
Spannungsteiler von 1:10.
Teilbilder 1.3a und 1.3b führen uns noch einmal zurück zu den
Unterschieden zwischen dem Ruhestrom des LMC555 (CMOS) und des NE555
(bipolar). Was ist die Ursache davon? Eine Ursache kann man leicht
erkennen, wenn man das Innenleben (Schaltung) des LMC555 mit dem des
NE555 vergleicht. Bei CMOS-Schaltungen werden für Endstufen
symmetrisch beschaltete N- und P-Kanal-MOSFETs eingesetzt. Solche Stufen
brauchen, wenn am Anschluss ausserhalb nicht belastet, im Ruhezustand
keinen Strom, weil nur der eine
MOSFET leitend und der andere
gesperrt ist, wie dies Teilbild 1.3a zeigt. Es ist die Wiedergabe der
Ausgangsstufe des LMC555. Mit HIGH und LOW für Pegel und ON und OFF für
den Zustand der MOSFETs ist dies an einem Beispiel illustriert. Beim
Anschluss DISCHARGE steht OPEN, weil es ein Open-Drain-Ausgang ist. Ein
HIGH-Pegel kann es nur geben, wenn zwischen +Ub und Ua eine Last, z.B.
ein Pullup-Widerstand,
angeschlossen ist. Darum die Angabe HIGH in Klammern.
Ganz anders arbeitet die Ausgangsstufe des NE555. Betrachten wir
Teilbild 1.3b, so fällt uns auf, dass die Ausgangsstufe nur mit
NPN-Transistoren realisiert ist. Dies hat zur Folge, dass der
Betriebsstrom etwas höher ist, wenn Ua auf LOW-Pegel liegt. Dies kommt
davon, dass durch R12 ein zusätzlicher Strom fliesst, wenn Ua auf LOW
liegt. Q20 und Q24 sind leitend. Der Strom fliesst von +Ub über R12,
Q20, R14 und Q24 nach GND. Bei +12 VDC an +Ub bedeutet dies, dass der
Strom zusätzlich etwa 1.6 mA beträgt. Dieser Strom fliesst nicht, wenn
Ua auf HIGH liegt. Der restliche Ruhestrom verbraucht die verbleibende
Schaltung des NE555. Abgesehen vom Vergleich zwischen den Endstufen
enthalten LMC555 und NE555 diverse Stromquellen und Stromspiegel. Die
Summe dieser Ströme sind beim LMC555 wesentlich niedriger, obwohl dessen
Schaltung eine höhere Maximalfrequenz ermöglicht als die des NE555.
LMC555 mit 1.5V-Batterie?
Aber nicht nur betreffs des Betriebsstromes ist der LMC555 dem NE555
überlegen. Der LMC555 ist auch überlegen beim Vergleich der minimalen
Betriebspannung. Während der NE555 eine minimale Betriebsspannung von
4.5 VDC zulässt, ist der LMC555 mit 1.5 VDC zufrieden. Das bedeutet,
dass der LMC555 mit einer 1.5V-Batterie einsatzfähig wäre. Ob dem
wirklich so ist, geht aus dem Datenblatt des LMC555 nicht hervor, denn
man liest nichts darüber bei welcher unteren Betriebsspannung der
LMC555 seinen Dienst versagt. Diese Information würde erklären, wie
stark eine 1.5V-Batterie entladen werden darf, ohne den Betrieb des
LMC555 zu gefährden. Ich werde gelegentlich dieser Frage experimentell
nachgehen und gegebenenfalls diesen Elektronik-Minikurs entsprechend
updaten. In diesem Punkt unterscheidet sich der LMC555 vom TLC555
(beide IC in CMOS), der eine untere Betriebsspannung von 2 VDC
spezifiziert.
Zur Speisung des LMC555 und NE555: Es fällt auf, dass der LMC555 nur
einen nichtelektrolytischen Kondensator als Blockkondensator Ck
aufweist, während der NE555 noch extra einen Elektrolytkondensator CkX
(X für extra) hat. Es gibt dafür einen wichtigen Grund, der im folgenden
Kapitel mit Bild 2 thematisiert ist.
Zu grosse Stromimpulse auf der Speiseleitung
Warum gibt es Stromimpulse auf Speiseleitungen? Sie entstehen durch das Umschalten des Ausgangspegels an Ua. Wenn der Pegel umschaltet, leiten im mittleren Spannungsbereich an Ua kurzzeitig beide Transistoren. In Teilbild 1.3a (LMC555) sind dies T3 (P-Kanal-MOSFET) und T4 (N-Kanal-MOSFET) und in Teilbild 1.3b Q22 und Q24 (beides NPN-Transistoren). Diese impulsartigen kurzzeitigen Ströme sind mit Bild 2 thematisiert.
Es ist nicht nur so, dass der LMC555 viel weniger Strom konsumiert als
der NE555, auch die Stromimpulse auf der Leitung der Betriebsspannung
+Ub haben eine wesentlich kleinere Amplitude und dies erst noch bei
kürzerer Impulszeit. Dies hat zur Folge, dass beim LMC555
Blockkondensatoren Ck mit kleinen Werten von etwa 100 nF
(Keramik-Multilayer) genügen. Der NE555 gibt sich damit nicht zufrieden
und quittiert eine derart niedrige Kapazität mit querulantem
Störverhalten. Teilbild 2.1 wiederholt grundsätzlich die Schaltung von
Teilbild 1.2, jedoch mit dem Unterschied, dass in der Speiseleitung +Ub
ein niederohmiger Widerstand Rsh (sh = Shunt) eingebaut ist, um an ihm
die Spannungsimpulse zu messen, damit man diese in Stromimpulse umrechnen
kann.
Für Rsh von Teilbild 2.1a (LMC555) empfehlen sich 10 Ohm (niedriger
Stromimpuls) und für Teilbild 2.1b (NE555) genügen 1 Ohm (höherer
Stromimpuls). Im Prinzip müsste man den GND des Oszilloskops mit +Ub und
den Signalleiter mit dem Knotenpunkt Rsh/Pin8 verbinden, weil man die
Spannung über Rsh messen will. Man will jedoch die Spannungsimpulse über
Rsh mit der Rechteckspannung an Ua synchronisieren und beide anzeigen.
Ua ist aber mit dem GND der 555-Schaltung referenziert. Beides zu
realisieren ist logischerweise unmöglich. Trotzdem ist die Lösung
einfach, weil uns nur die dynamischen Vorgänge interessieren, - die
Spannungs-, bzw. Stromimpulse. Deshalb können wir mit Ua auch Ush auf
GND beziehen, wenn wir dafür sorgen, dass die Impedanz zwischen +Ub und
GND so niederohmig wie nötig ist. Dafür sorgen Ck beim LMC555 und Ck mit
CkX beim NE555. Ck sollte immer ein Keramikmultilayer-Kondensator sein.
Er hat eine sehr niedrige parasitäre Eigeninduktivität. Deshalb eignet
er sich zur Erzeugung von besonders niedriger Impedanzen bei hohen
Frequenzanteilen und steilen Spannungs- und Stromflanken. Das trifft
hier vor allem auf LMC555 zu. Beim NE555 braucht es parallel dazu noch
einen Elko mit etwa 10µF (es dürfen auch mehr sein!), weil dieser
langsamer arbeitet. Auf diese Weise ist eine wesentlich höhere
Frequenzbandbreite mit niedriger Impedanz ausgestattet. Genau die selben
Argumente für Ck und CkX gelten für Bild 1, nur mit dem Unterschied,
dass dort kein Shuntwiderstand Rsh im Einsatz ist.
Die folgenden Messungen mit LMC555 wurden an nur je 10 Exemplaren
durchgeführt. Im Prinzip ist das nicht repräsentativ, praktisch gesehen
aber trotzdem, weil hier nur grosse Unterschiede interessieren. Die
Wertestreuungen innnerhalb des selben IC-Typs sind signifikant
niedriger.
Messschaltungen: Teilbilder 2.1a und 2.1b zeigen zwei fast
identische Schaltungen mit dem geringfügigen Unterschied in den
Widerstandswerten von Rsh. Begründung siehe weiter oben. Kanal A des
Oszilloskops ist mit Ua verbunden. Die Triggerung erfolgt auf Ua, also
mit Kanal A. Kanal B dient der Messung von Ush. Es empfielt für beide
Kanäle je eine abgschirmte Leitung zu verwenden, die beim Oszilloskopen
mit den GNDs durch die BNC-Buchsen und bei der Messschaltung mit GND
verbunden ist. Zeichnerisch lässt sich das hier nicht so gut darstellen.
Diagramme: Die Diagramme sprechen für sich selbst. Die
Unterschiede betreffs Stromimpulse und Impulsdauer zeigen sich deutlich:
50 mA und 20 ns beim LMC555 zu 700 mA und 200 ns beim NE555. Interessant
dabei ist, dass der LMC555 bei der steigenden Flanke an Ua einen doppelt
so grossen Stromimpuls erzeugt als bei der fallenden Flanke. Diese
Asymmetrie wird darauf zurück zu führen sein, dass der N-Kanal- und der
P-Kanal-MOSFET der Endstufe etwas unterschiedlich sind. Während der
P-Kanal-MOSET nur einem maximalen Strom von 10 mA abgeben
(Source-Current) darf, ist es dem N-Kanal-MOSFET erlaubt 50 mA
aufzunehmen (Sink-Current). Noch viel extremer zeigt sich der NE555.
Während die steigende Flanke an Ua einen massiven Stromimpuls erzeugt,
passiert bei der fallenden Flanke gar nichts. Das muss einem allerdings
auch nicht wundern, weil asymmetrischer kann eine Endstufe kaum noch
realisiert werden, wie dies Teilbild 1.3b im Verhältnis zu Teilbild
1.3a illustriert.
Ausgangsspannungen und Ausgangsströme
Eine CMOS-Endstufe hat sogenannte Rail-to-Rail-Eigenschaft. Also hat diese Eigenschaft die Endstufe des LMC555. Dies allerdings nur dann, wenn der CMOS-Ausgang Ua un- oder nur sehr schwach belastet ist. Bild 3 zeigt die Situation der Ausgangsspannung bei unterschiedlichen Lastströmen. Die Werte sind mit einer Tabelle zusammengefasst. Bild 4 zeigt weiter unten das selbe, jedoch mit der bipolaren Endstufe des NE555, die auch ohne äussere Last, keine Rail-to-Rail-Eigenschaft aufweist. Wir kommen zunächst zu Bild 3 mit dem LMC555:
Bild 3 zeigt links die Messschaltung mit dem LMC555, in der Mitte eine
Strom/Spannungs-Tabelle mit einigen diskreten Werten und weiter rechts
die CMOS-Endstufe des LMC555. Diese ist stark vereinfacht, so dass sie
gerade für die Erklärung, die hier nötig ist, ausreicht. Die
Messschaltung beinhaltet eine Spannungsmessung U. Diese soll hochohmig
(elektronisches Multimeter) erfolgen, damit dieses Instrument Ua nicht
zusätzlich belastet und das Messergebnis verfälscht. Nach der
Spannungsmessung erfolgt, vorzugsweise ebenfalls mit einem Multimeter,
die Strommessung für ISOURCE in Teilbild 3.1 und
ISINK in Teilbild 3.2 und ein variabler Widerstand
um die Stromwerte einzustellen. Gezeichnet ist ein Potmeter P, man kann
aber ebensogut eine Widerstandsdekade verwenden. Diese sind in der Regel
mit 1 Watt belastbar, das für dieses Experiment längst ausreicht.
Teilbild 3.1 zeigt die Stromquellenmessung. Ua liegt auf HIGH-Pegel und
das heisst, MOSFET T3 ist ein- und MOSFET T4 ist ausgeschaltet. Ausgang
Ua liefert den Strom ISOURCE durch das
Strommessgerät I und über Potmeter P in Richtung GND. Teilbild 3.2 ist
gleich angeordnet. Es besteht nur der Unterschied, dass Ua den Strom
nicht liefert, sondern empfängt, und dies von +Ub über Potmeter P und
das Strommessgerät I. Es ist also eine Stromsenke ISINK. In der Funktion der Stromsenke ist der MOSFET T4
ein- und der MOSFET T3 ausgeschaltet.
Die MOSFETs verhalten sich wie Widerstände, jedoch nur unterhalb eines
gewissen Stroms quasi linear. Es geht hier aber um etwas anderes. Man
muss verstehen, dass die Widerstandseigenschaft auch dann gilt, wenn
an Ua auch eine noch so kleine Spannung von aussen angelegt wird. Die
Drain-Source-Strecke des leitenden MOSFET regiert mit einem noch so
kleinen Strom auf diese noch so kleine Spannung. Und genau deshalb ist
der HIGH- oder LOW-Pegel auch ohne äussere Last klar definiert. Bei
einer bipolaren Endstufe, wie beim NE555 (siehe weiter unten Bild 4
rechts) ist das nicht so. Für den LOW-Pegel gilt: Unterhalb einer
gewissen Kollektor-Emitter-Spannung, die zwar sehr klein sein kann,
sperrt der Transistor durch seine bipolare Eigenschaft.
Die Tabelle: Betrachten wir die Situation wenn Ua = HIGH. Ohne
Strom oder wenn dieser nur wenige zehn µA beträgt, liegt die Spannung an
Ua bei +Ub, +12 VDC. Bei 1 mA ist die Spannung um 0.1 VDC niedriger, bei
10 mA beträgt der Spannungsabfall rund 1 VDC. Die Werte sind jeweils auf
eine Kommastelle auf- oder abgerundet. Das !-Zeichen macht darauf
aufmerksam, dass mit 10 mA gemäss Datenblatt der maximal zulässige Strom
erreicht ist. Es kommt jetzt sehr genau darauf an, ob man diesen relativ
niedrigen Maximalstrom einhalten will. Man bedenke, die Verlustleistung
beträgt dabei nur etwa 10 mW. Kaum der Rede wert. Selbst bei 20 mA
beträgt die Verlustleistung erst 40 mW, bei einer Spannungseinbusse von
2 VDC. Fragt sich, was darf man denn diesem LMC555 im DIL-Gehäuse an
Verlustleistung zumuten? So liest man unter "Absolut Maximum
Rating" 1126 mW, also fast 30 mal mehr. Also ist es aus praktischer
Überlegung möglich ein Relais mit einem Spulenstrom von 20 mA zu
betreiben. Allerdings für ein 12V-Relais müsste +Ub dann auf +14 VDC
oder +15 VDC angehoben werden. Einem modernen 12V-DIL-Leistungsrelais
(Kontakt: 250VAC/6A) genügt ein Spulenstrom von eher etwas weniger als
20 mA.
Relais direkt am LMC555: Das heisst, man benötigt keinen
zusätzlichen Transistor, man muss nicht auf den alten NE555 ausweichen
und man hat den grossen Vorteil, dass der Stromverbrauch bei
ausgeschaltetem Relais sehr niedrig ist, weil der LMC555 sehr
stromsparend ist. Das Prinzip dieser Relaisansteuerung ist in der Skizze
von Teilbild 3.1 rechts aussen angedeutet. Natürlich muss man beifügen,
dass diese Stromüberhöhung, trotz keiner rationalen Bedenken, je nach
Anwendung, trotzdem nicht zulässig ist, wenn man streng nach
industriellen Vorgaben arbeiten muss. Dann gelten streng die Werte des
IC-Hersteller-Datenblattes. :-(
Teilbild 3.2 zeigt die Spannungssituation an Ua, wenn der Strom
ISINK von +Ub über P und Strommessgerät I nach Ua
fliesst. MOSFET T4 ist eingeschaltet. 50 mA ist der Maximalwert und dies
ist mit dem !-Zeichen markiert. Vergleicht man die Maximalstromwerte
zwischen der oberen und unteren Tabelle, fällt auf, dass die
Drain-Source-Spannung beider MOSFETs etwa gleich gross ist. Da dies bei
T4 bei 50 mA (Teilbild 3.2) und bei T3 (Teilbild 3.1) bei 10 mA
auftritt, erkennt man, dass T4 der "stärkere" MOSFET ist. Dazu liest man
im Datenblatt des TLC555: While the CMOS output is capable of sinking
over 100 mA and sourcing over 10 mA, the TLC555 exhibits greatly reduced
supply-current spikes during output transitions. This minimizes the need
for the large decoupling capacitors required by the NE555. Es ist
also klar, dass auch 100 mA als Funktion der Stromsenke zulässig sind.
Die Frage wäre also durchaus berechtigt, warum denn
ISOURCE nicht auch von 10 mA auf 20 mA verdoppelt
werden darf. Ich würde es tun... ;-)
Bild 4 mit NE555: Zu den Unterschieden zu Bild 3. Der NE555 ist
mit bipolaren Transistoren aufgebaut, der LMC555 mit MOSFETs. Daraus
ergeben sich signifikante Unterschiede zu den HIGH- und
LOW-Pegelspannungen an Ua wie die Strom/Spannungs-Tabellen zeigen.
Während beim LMC555 die unbelastete Ausgangsspannung des HIGH-Pegels der
Betriebsspannung +Ub entspricht, ist dies beim NE555 nicht möglich, weil
bei der Endstufe die beiden NPN-Transistoren Q21 und Q22 eine
Darlingtonstufe bewirken. Q21 und Q22 sind rechts in Bild 4
einfachheitshalber als einen Transistor mit zwei verbundenen Kollektoren
dargestellt. In Teilbild 1.3b kann man die ganze Schaltung sehen.
Teilbild 4.1: Selbst wenn kein Strom aus Ua fliesst, müsste die
Ausgangsspannung etwa zwei Diodenflussspannungen (zwei mal Basis-Emitter
in Serie) niedriger als +Ub sein, also etwa 10.6 bis 10.8 VDC sein. Dass
diese Spannung jedoch 11.4 VDC betägt und so nur einer
Diodenflussspannung entspricht, hat damit zu tun, dass R13 (Teilbild
1.3b) die Basis-Emitter-Strecke von Q22 überbrückt. Das gilt aber nur
für einen sehr niedrigen Strom. Bereits bei 1 mA beträgt Ua 10.7 VDC.
Das ist 1.3 VDC unter +Ub und das zeigt, dass der Darlington mit Q21 und
Q22 voll in Funktion ist. Das bleibt auch so bis zu einem Strom von 20
mA. Die Spannung über der Darlingtonstufe Q21 und Q22 bleibt zwischen
1.3 VDC und 1.6 VDC. Danach macht diese Darlingtonstufe jedoch nicht
mehr so recht mit. Die Spannung an Ua fällt zusehends. Beim maximal
zulässigen Strom von 200 mA gemäss Datenblatt "... and the output
structure can source or sink up to 200mA" ist Ua auf 8.3 VDC
reduziert. Über dem Darlington liegt eine Spannung von 3.7 VDC. Diese
Schaltung ist damit grundsätzlich überfordert. Aber verboten ist das
natürlich nicht, wenn dadurch die maximal zulässige Verlustleitung
innerhalb der zulässigen Betriebsspannung nicht überschritten wird.
Trotzdem, so ganz sauber ist diese Sache nicht. Ich erwähne dies ganz
speziell deshalb, weil immer wieder behauptet wird, dass der ganz grosse
Vorteil des NE555, ob als Stromquelle oder als Stromsenke, darin liegt,
dass die an Ua (Pin 3) symmetrisch mit 200 mA belastet werden kann. Dass
dem nicht ganz so ist, schwächt den diskrimierenden Vergleich zur
CMOS-Version LMC555 erheblich. Der LMC555 punktet auch hier!
Teilbild 4.2: Wir sehen hier, dass der selbe Strom von 200 mA die
Endstufe wesentlich weniger belastet. Das kommt davon, dass Q24 als
Emitterschaltung arbeitet und gut durchgesteuert wird, so dass eine
niedrige Kollektor-Emitter-Spannung entsteht. Bei einem Kollektorstrom
ISINK von 20 mA beträgt diese nur 0.1 VDC. Bei den
erlaubten maximalen 200 mA beträgt diese Kollektor-Emitter-Spannung
(Spannung an Ua) jedoch 1.3 VDC. Das ist trotzdem wesentlich weniger als
der Spannungsabfall über Q21 und Q22 mit 3.7 VDC. Im Prinzip wäre es
also leistungsmässig verantwortbar, wenn man den maximalen Strom für
ISINK auch höher ansetzt als diese 200 mA.
Leistungsmässig ja, aber man weiss nichts darüber, ob die Bondierung
zwischen Chip und Anschlusspin (Pin 3) einen Strom von wesentlich mehr
als 200 mA aushält. Trotzdem, assymetrisch ist die Endstufe genauso wie
bei der CMOS-Version mit dem LMC555. Es bleibt aber der einzige Vorteil
des bipoalen NE555, dass er einen grösseren Strom treiben kann, falls
man auf einen zusätzlichen kleinen Transistor als Treiberstufe unbedingt
verzichten will, weil es bei einer Serieproduktion auf jeden Cent
ankommt...
Rechteckgenerator, einfacher und trotzdem besser!
Ob mit dem LMC555 oder mit dem NE555, mit beiden kann man die selben
Timer/Oszillator-Funktionen realisieren und das sind der monostabile und
der astabile Multivibrator. Der LMC555 bietet, weil in CMOS realisiert,
die Möglichkeit, das zeit- oder frequenzbestimmende RC-Netzwerk mit
wesentlich höherer Impedanz zu gestalten. Das heisst praktisch
formuliert, es sind sehr hochohmige R-Werte und ebenso niederkapazitive
C-Werte möglich. Der Elektronik-Minikurs
555-CMOS-Timer,
auch für lange Zeiten
geht auf dieses Thema speziell ein. Beim LMC555 und beim NE555 ist es
möglich mit dem Eingang CONTROL-VOLTAGE einen Pulsbreitenmodulator
(PWM) zu realisieren. Es gibt allerdings eine besonders elegante und
sehr einfache Form eine zeitsymmetrische Rechteckspannung zu
realisieren, die nur die CMOS-Version LMC555
ermöglicht. Zeitsymmetrisch heisst t1 = t2 und das bedeutet t1/(t1+t2)
oder t2/(t1+t2) haben ein sehr genaues Tastverhältnis von 0.5. Siehe
Impulsdiagramme in Bild 5. Dass dieses Tastverhältnis nicht absolut
einen Wert von 0.5 haben kann, hat etwas mit den Toleranzen der drei
IC-internen Widerständen zu tun, welche die obere und untere
Triggerschwelle erzeugen und die äquivalente DC-Offsetspannung an den
Eingängen der Komparatoren KA und KB spielt auch eine gewisse
Rolle. Diese Einfüsse sind aber minimal. Darum kann man guten
Gewissens sagen, dass nur ein getaktetes Toggle-Flipflop die präzisere
Zeitsymmetrie der Rechteckspannung aufweist. Natürlich nur, wenn der
Taktgenerator, der das T-Flipflop steuert, stabil genug arbeitet. Der
NE555 kann ein zeitsymmetrisches Rechtecksignal nicht so leicht
erzeugen. Wir werden gleich erkennen warum das so ist.
Wir beginnen in Teilbild 5.1 mit dem LMC555. Wir wissen aus Teilbild
1.3, dass eine CMOS-Ausgangsstufe Rail-to-Rail-fähig ist. Das heisst un-
oder nur wenig belastet, erreicht Ua für den HIGH-Pegel praktisch +Ub
und für den LOW-Pegel GND. Genau das macht es sehr einfach mit nur einem
Widerstand (RT) und einem Kondensator (CT) einen astabilen Multivibrator
mit hoher Zeitsymmetrie (Tastverhältnis = 0.5) zu realisieren und dazu
braucht man den integrierten MOSFET T an Pin7 (DISCHARGE) nicht, der
sonst üblicherweise zum Entladen von CT vorgesehen ist. Das kommt der
Anwendung zu Gute. Man kann Pin 7 als Opendrain-Ausgang z.B. zur Ansteuerung
eines Relais verwenden und so Pin 3 nicht unnötig belasten, was der
stabilen Takfrequenz zugute kommt. Das Relais ist mit der schützenden
Freilaufdiode in Teilbild 5.1 angedeutet. Die Betriebsspannung für das
Relais ist mit +UbX angegeben. Das bedeutet, dass diese Betriebsspannung
keineswegs der Betriebsspannung +Ub der Schaltung entsprechen muss. Sie
kann, der Nennspannung des Relais angepasst, höher oder niedriger sein.
Gemäss Datenblatt dürfen aber keinesfalls +15 VDC übrschritten werden!
Höher frequenter Einsatz: Die Schaltung in Teilbild 5.1 kann auch
für hohe Frequenzen im MHz-Bereich eingesetzt werden. Bei der
Maximalfrequenz von 3 MHz, gemäss Datenblatt, ergeben sich nach der
Formel in Teilbild 5.1 RT = 2.31 k-Ohm (1%-Widerstand) und CT = 100 pF.
Um das 50%-Tastverhältnis aufrecht zu erhalten, sollte RT nicht
niedriger als etwa 2 k-Ohm sein. D.h., dass bei 2 k-Ohm optisch auf dem
Oszilloskop gerade noch keine nennenswerte Abweichung festzustellen ist.
Sehr oft ist allerdings gar kein genaues 50%-Tastverhältnis nötig und
trotzdem lohnt es sich den LMC555 einzusetzen. Ganz besonders wenn die
Frequenz variabel einstellbar sein muss, z.B. zwecks genauem Abgleich,
ausser die Stabilität reicht für die Anwendung nicht und es kommt nur
eine Generatorschaltung mit einer quarzstabilen Referenz in Frage. Dann
aber ist der Aufwand schnell wesentlich grösser.
Wir kommen zu Teilbild 5.2 mit der NE555-Schaltung als astabilen
Multivibrator und dem kläglichen Versuch eine zeitsymmetrische
Rechteckspannung präzis zu realisieren. Diese einfache Methode von
Teilbild 5.1 geht hier nicht, weil die Spannung an Ua nicht
Rail-to-Rail-fähig ist. Dies ist weiter oben in Zusammenhang von
Teilbild 1.3b ausführlich erklärt. Es bleibt also nur die Methode mit
der Entladung von CT durch T, dem integrierten NPN-Transistor. Diode D
ist vorläufig noch nicht im Einsatz. So entspricht die Schaltung, wie
sie das Datenblatt des NE555 wiedergibt. Wenn die Lade- und Entladezeit
von CT gleich lang dauern soll, muss RT1 im Verhältnis zu RT2 sehr
niederohmig sein, damit möglichst nur RT2 an der Ladung beteiligt ist.
Beim Entladen schaltet T ein und nur über RT2 wird CT entladen. Der
grosse Nachteil dabei ist, dass der notwendig niederohmige RT1 stark
belastet wird und die Sättigungsspannung der Kollektor-Emitter-Strecke
von T erhöht ist. Keine saubere Lösung.
Jetzt kommt D2 dazu. Mal sehen was dieser Trick bringt. Eigentlich ganz
einfach, wenn RT1 = RT2, haben wir eine gewisse Annäherung zu einem
zeitsymmetrischen Rechtecksignal. Über RT1 und D wird CT geladen und
wenn die Triggerschwelle von KA erreicht ist, schaltet T ein und CT
entladet sich über RT2 und T nach GND. Wegen der Durchfluss-Spannung von
D ist die Ladezeit etwas länger als die Entladezeit. Das lässt sich durch
Anpassung von RT1 oder RT2 kompensieren. Allerdings verschlechtert diese
Diode D signifikant die auch noch gute Temperaturstabilität des NE555,
die mit 150ppm/K gerade halb so gut ist, wie die des LMC555. Man erkennt
es, vor allem wenn es um Vorteile der Präzision, Stabilität und
Einfachheit geht, bleibt auch hier die CMOS-Variante des 555er, der
LMC555, der klare Sieger!
LMC555 steuert SC-Filter
Zum Schluss noch etwas Spezielles. Es zeigt an einem Beispiel wozu man
den LMC555 als Präzisionstaktgeber einsetzen kann. Er kommt zum Einsatz
in einem medizinischen Forschungsgerät zum intramuskulären Messen und
Aufzeichnen von EMG-Signalen.
Vorgestellt wird hier in groben Zügen ein Blockschaltbild des
Filterteils.
Weiter oben zu Teilbild 5.1 wird erklärt, dass es wegen der
Frequenzstabilität ratsam ist, Ua (Pin 3) nicht für eine weitere
Schaltung, die vom LMC555 gesteuert wird, zu benutzen. Es empfiehlt sich
den nicht benutzten IC-internen MOSFET T. Wenn die Taktfrequenz sehr
hoch sein muss und man will keineswegs die hohe Präzision des LMC555
einbüssen und man benötigt kein Tastverhältnis von 0.5 (50%), eignet
sich für den LMC555 auch die Schaltung von Teilbild 5.2, jedoch - ganz
wichtig - ohne Diode D. Diese Schaltung mit dem LMC555 dient als
Taktgenerator zum Takten eines Switched-Capacitor-Filter (SC-Filter) in
8-kanaliger Ausführung in einem Messgerät das ich vor vielen Jahren zur
Messung von
elektromyographischer Signalen
entwickelt und gebaut habe und auch noch heute regelmässig im Einsatz
ist. Es wird hauptsächlich für die schwierige intramuskuläre Messung,
mittels beinahe haarfeiner Drähte im Muskwelgewebe, angewendet. Bild 6
zeigt das Schaltungsprinzip des Teiles des Antialiasing-Tiefpassfilters
in SC-Technologie, getaktet mit drei LMC555-Taktgeneratoren:
Ausser der Schaltung des LMC555-Taktgenerators, ist der gesamte Inhalt
nur als Blockschaltbild dargestellt und in kurzen Zügen erklärt, weil es
sonst den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen würde. Die zentrale
Figur dieser "Szene" ist der LMC555!
Zur Anpassung an die Spannungswerte des bereits vorverstärkten
EMG-Signals folgt ein weiterer Verstärker (A) dessen Verstärkung in
Stufen mittels eines Drehschalters einstellbar ist. Danach folgt das
Antialiasing-Tiefpassfiltersystem, bestehend aus einem steilen
SC-Tiefpassfilter (D) im Bereich
der Grenzfrequenz und den vor- (B1 bis B3) und nachgeschalteten (E1 bis
E3) umschaltbaren einfachen aktiven Analog-Tiefpassfiltern. Diese sind
nötig, weil ein SC-Tiefpassfilter selbst ein abgetastetes System ist und
Aliaseffekte erzeugt. Das alles ist relativ leicht verständlich im
soeben erwähnten Link beschrieben. Siehe dort das Kapitel "Das
SC-Tiefpassfilter mit analogem Vor- und Nachtiefpassfilter". Wieder
zurück in Bild 6: Nach dieser Filterprozedur führt das EMG-Signal über
ein aktives 50Hz-Sperrfilter zur
Unterdrückung von allfälligen 50Hz-Netzfrequenzanteile und einem aktiven
Hochpassfilter höherer Ordnung - auf dessen Zweck hier nicht eingegangen
werden kann - zur AD-Wandlerkarte des Computersystems zur Aufzeichnung
des EMG-Signals.
Wir kommen jetzt zu den drei LMC555-Generatoren. Der eine erzeugt eine
Taktfrequenz von 30 kHz. Diese Frequenz erzeugt im SC-Tiefpassfilter die
Grenzfrequenz von 300 Hz. Dies genügt zur Messung von EMG-Signalen, die
mittels Oberflächenelektroden auf der Haut erfasst werden. Hier
interessiert nur der Pegel und die Pegeländerungen, jedoch nicht die
Wiedergabe von Aktionspotenzialen. Dazu benötigt man eine höhere
Frequenz-Bandbreite mit der Einstellung der Grenzfrequenz des
SC-Tiefpassfilter auf 3 kHz oder 6 kHz. Dazu dienen die beiden andern
LMC555 mit den Taktfrequenzen von 300 kHz und 600 kHz. Die Schaltung des
LMC555 mit 600 kHz ist in Bild 6 rechts im punktierten Kasten
wiedergegeben. Das 20-gängige Trimmpotmeter, mit hoher mechanischen
Stabilität, dient dem genauen Abgleich der Grenzfrequenz des
SC-Tiefpassfilters. Das ist absolut nötig, weil das Verhältnis zwischen
Taktfrequenz und Grenzfrequenz nicht exakt 100 beträgt. Eine Schaltung
mit einem Quarzgenerator und einem PLL wäre dafür viel zu aufwändig!
Schalter S1 dient zum Umschalten der drei diskreten Grenzfrequenzen von
300 Hz, 3 kHz und 6 kHz. Die Frequenzen in Klammern sind die
dazugehörigen AD-Wandler-Abtastfrequenzen. S1 wählt mit dem
elektronischen Multiplexer MUX1 die Taktfrequenzen der einzelnen LMC555
zum SC-Tiefpassfilter und S1 schaltet über die Analog-Schalter C1 bis C3
und F1 bis F3 die entsprechenden aktiven analogen Tiefpassfilter ein.
Schalter S2 und Multiplexer MUX2 deuten die weiteren Kanäle an.
Thomas Schaerer, 20.01.2009 ; 09.02.2009