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Operationsverstärker
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Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker

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Mein Lob gilt der übersichtlichen und schönen Darstellung und der guten didaktischen Aufbereitung. Selten werden Schaltungen so gut erklärt, dass es auch noch Spaß macht sich damit zu beschäftigen.

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Z-Diode-Erweiterungskurs und die Bandgap-Referenz

 


Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs erweitert den Grundlagenkurs über Z-Dioden von Patrick Schnabel. Dort geht es um die elektronische Grundlage der Zener-Diode (Z-Diode). In einem Diagramm wird gezeigt, wie die Z-Diode arbeitet. Die Zener-Schwellwertspannung im Normalbetrieb in der Sperrrichtung und der Durchflussspannungswert, wenn die Z-Diode im Durchflussbetrieb arbeitet. Es wird dabei die einfachste Form der Spannungsstabilisierung, bestehend aus Widerstand und Z-Diode, vorgestellt.

Hier geht es um zusätzliche Erkenntnisse über Z-Dioden. Als nächstes lernen wir, dass man auch Wechselspannungen (AC-Spannungen) stabilisieren kann, vorausgesetzt allerdings, dass die Form der Amplitude irrelevant ist. Es wird eine sehr praktische Anwendung gezeigt, welche verhindert, dass das Fahrradrücklicht kaputt geht, wenn die stärkere Frontlampe durchbrennt. Danach geht es um den differenziellen Widerstand und um den Temperatur-Koeffizienten (TK) der Z-Diode. Dies sind zwei wichtige Parameter. Die Präzisions-Z-Diode und die Bandgap-Spannungsreferenz (BG-Referenz) runden diesen Elektronik-Minikurs ab, wobei die BG-Referenz noch ausführlich in einer praktischen Anwendung als hochstabile Spannungsquelle für kleine leistungsarme Schaltungen mit kleinstem Aufwand vorgestellt wird.



Dioden und Z-Dioden begrenzen auch Wechselspannungen

Wie man es mit Kleinsignaldioden (z.B. 1N914 oder 1N4148) oder auch mit Leistungsdioden (z.B. 1N4001) anstellt, zeigt Bild 1. Es werden zwei gleiche Dioden antiparallel geschaltet und mit dem Vorwiderstand Rv den Strom begrenzt. Bei der positiven Halbwelle begrenzt Diode D1 mit ihrer Durchflussspannung, bei der negativen Halbwelle begrenzt Diode D2. Die trapezartige Ausgangsspannung hat bei Silizium-Dioden einen Wert von etwa 1.3 Vpp. Bei der Verwendung von Germanium-Dioden (z.B. 1N270) sind es etwa 0.5 Vpp. Das gilt für kleine Signalströme im mA- und 10mA-Bereich. Bei Strömen bis 1 A bei 1N400x-Dioden steigt die trapezartige Ausgangsspannung bis 2 Vpp. Eine praktische Anwendung dieser Begrenzerschaltung mit Silizium-Kleinsignaldioden findet man in meinem Elektronik-Minikurs:


Bild 2 zeigt die Methode mit Z-Dioden. Genauso wie bei der DC-Spannungsanwendung werden auch bei der AC-Spannungsanwendung die Z-Dioden in Sperrrichtung betrieben. Daher muss man zwei solche Z-Dioden antiseriell und nicht antiparallel schalten. Antiparallel hätten sie die selbe Wirkung wie Dioden. Die Durchlassspannungen würden beide Halbwellen begrenzen.

In der antiseriellen Schaltung, wie Bild 2 zeigt, fliesst bei der positiven Halbwelle der Strom über Rv durch die Z-Diode Z1 (es begrenzt die Z-Spannung) und durch die Z-Diode Z2 (es begrenzt die Durchflussspannung). Es addieren sich diese beiden Spannungswerte. Bei der negativen Halbwelle arbeitet Z1 im Durchfluss- und Z2 im Zenerspannungsbetrieb. Bei identischen Z-Dioden hat man am Ausgang eine symmetrische trapezartige Ausgangsspannung.

Bei der Verwendung von Z-Dioden, im Z-Spannungsbereich von etwa 6 bis 9 V, hat man einen relativ scharfen Begrenzungsknick und eine besonders konstante Z-Spannung, während die Sinusspannung ihre Amplitude durchläuft. Warum dies so ist, erklärt weiter unten der Abschnitt "Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient".



Z-Dioden-Stabilisierung für die Fahrradbeleuchtung

Die traditionelle Fahrradbeleuchtung besteht aus einem kleinen Scheinwerfer mit einer Glühbirne mit 6V/0.4A und einem Rücklicht mit einer kleineren Glühbirne mit 6V/0.05A. Als Spannungsquelle dient ein Dynamo, angetrieben am Gummipneu des Vorderrades. Brennt die vordere leistungsfähigere Glühbirne durch, dann passiert das selbe kurz darauf der hinteren, weil diese eine viel zu hohe Dynamospannung abkriegt, denn mit einem Strom von nur 50 mA ist der Dynamo viel zu gering belastet. Diesem Problem kann man wirkungsvoll begegnen, in dem man parallel zu den Dynamoanschlüssen zwei kleine Leistungs-Z-Dioden in Serie schaltet, die dafür sorgen, dass die AC-Spannung des Dynamo auf etwa 6 Veff begrenzt wird, wenn dieser un- oder zuwenig belastet ist.

Bei einer sinusförmigen AC-Spannung von 6 Veff, beträgt die Scheitelspannung 8.5 Vp. Wenn man zwei Z-Dioden mit einer Zenerspannung von je 6.2 V wählt, wird die AC-Spannung auf rund 7 Vp begrenzt. Die effektive Spannung ist allerdings etwas niedriger, aber nicht so viel, weil wir es hier mit einer trapezartigen und nicht mit einer sinusartigen Spannung zu tun haben. Die Spannungsfläche des Trapezes ist etwas grösser als die des Sinus. Die effektive Spannung liegt etwas oberhalb des Wertes von 6 Veff. Wenn beide Lampen funktionieren, belasten die Z-Dioden den Dynamo nur wenig bis fast gar nicht. Fast gar nicht heisst, dass die Spitzenwerte immer etwas beschnitten werden, aber das alles ist ja auch von der Fahrgeschwindigkeit abhängig. Wenn man Z-Dioden mit einer Spannung von 6.2 V und einer Leistung von 5 W wählt, ist man gut bedient. Ich baute vor vielen Jahren eine solche Kombination einem Fahrrad ein und es funktioniert bis heute prima. Es ging dabei um ein Fahrrad, dessen Dynamoantrieb an den Gummipneu des Vorderrades gekoppelt ist. Ob diese Methode auch bei einem modernen Nabendynamo durchführbar ist, weiss ich nicht.



Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient

Auf der X-Achse ist die Z-Spannung eingetragen. Es werden dabei Z-Dioden mit Z-Spannungen im Bereich 2.4V (BZX79-C2V4) bis 33V (BZX79-C33V) analysiert. Die Daten zu diesem Diagramm sind aus einem Datenblatt von SGS-THOMSON abgeleitet. Auf der linken Y-Achse ist der differenzielle Widerstandsbereich und auf der rechten Y-Achse ist der TK-Bereich eingetragen.

Betrachten wir zuerst die Kurve des differenziellen Widerstandes rDIFF. Wie bereits angedeutet, ist dieser Widerstandswert im Bereich der Z-Spannungen von 6 bis 9 Volt am niedrigsten. Dies bedeutet, dass Z-Dioden des Types 6V4, 7V5 und 8V2 sich besonders dann eignen, wenn es auf eine stabile Spannung ankommt, die möglichst wenig von Z-Stromänderungen, bzw. von Spannungsänderungen vor dem Vorwiderstand beeinflusst werden soll.

Betrachten wir jedoch auch die Kurve des TK, dann stellt man sogleich fest, dass es, wie im praktischen Alltag, auch hier nicht möglich ist, den Batzen und das Brötchen zu bekommen. Den geringsten TK-Wert ist mit etwa 5.2 V nämlich dort, wo der differenzielle Widerstand etwa vier mal grösser ist als sein minimalster Wert. Das Optimum für beide Werte liegt bei etwa 5.6 V, also für eine Z-Diode des Types BZX79-C5V6.


Die Serieschaltung von Z-Dioden

Um höehere Z-Spannungen zu erzeugen, kann man eine Z-Diode mit einer hohen Z-Spannung benutzen oder man schaltet mehrere Z-Dioden mit niedrigeren Z-Spannungen in Serie. Diese zweite Methode ist teurer, jedoch bringt sie besonders betreffs TK klare Vorteile. Wie wir im Beispiel des folgenden Abschnittes sehen, kann die Serieschaltung auch für den differenziellen Widerstand vorteilhaft sein.

Eine 33V-Z-Diode hat einen differenziellen Widerstand von 35 Ohm und einen TK von +30 mV/K. Verwendet man anstelle dieser Z-Diode vier in Serie geschaltete 8V2-Z-Dioden beträgt der differenzielle Widerstand 24 Ohm und der TK +18 mV/K.

Bevorzugt man einen möglichst niedrigen TK, kann man drei 3V9-Z-Dioden und drei 6V4-Z-Dioden in Serie schalten. Der resultierende TK ist praktisch 0 mV/K, abgesehen von Exemplarstereuungswerten. Der differenzielle Widerstand beträgt dann allerdings rund 130 Ohm. Die Z-Spannung beträgt etwa 31 Volt, wobei diese Z-Spannung sehr empfindlich auf Z-Strom-Unterschiede ist, bei diesem doch recht hohen differenziellen Widerstand.

Fazit: Da der TK auch negative Werte haben kann, ist es leicht möglich, durch geschickte Auswahl, den resultierenden Wert fast auf Null zu kompensieren. Betreffs resultierendem differenziellen Widerstand hat man eher Nachteile zu verkraften.



Präzisions-Z-Dioden

Es gibt temperaturdriftkompensierte Zener-Referenzen. Diese Referenzelemente haben um einen zehn- bis hundertfachen niedrigeren differenziellen Widerstand als herkömmliche passive Z-Dioden. Diese Referenzelemente können wie herkömmliche Z-Dioden beschaltet werden. Nehmen wir z.B. den LM329 mit seinen Spitzendaten:


    Betriebsstrombereich:               0.6 mA  bis  15 mA
    Referenzspannung:                   6.9 V   (typisch)
    Differentieller Widerstand:         0.6 Ohm (typisch)
    Langzeitstabilität (1000 Std):     20 ppm   (typisch)
    Temperatur-Koeffizient (TK):        6 ppm/K = 0.04 mV/K (typisch)

Es gibt noch weitere hochpräzise Zener-Referenzelemente. Solche welche zwar nach dem Zenereffekt arbeiten, jedoch nicht als Z-Dioden in der Anwendung konzipiert sind. Sie haben drei Anschlüsse. Zwei dienen der Speisung ohne Vorwiderstand und der dritte ist die Rereferenzausgangsspannung. Diese Spannung ist hochpräzise z.B. auf 10.000 Volt lasergetrimmt. Solche Referenzelemente braucht man z.B. als Spannungsreferenz für eine sehr genaue Digitalisierung elektrischer Spannungswerte von irgendwelchen physikalischen Sensoren. Als Vetreter solcher Hochpräzisionsspannungsreferenzen wäre der LM169 zu nennen. Auch dieser arbeitet nach dem Prinzip der TK-kompensierten Zenerspannung.



Was bedeutet der differenzielle Widerstand?

Bild 5 zeigt eine Ersatzschaltung. Rz ist Teil der realen Z-Diode, welche punktiert umramt ist. Die reale Z-Diode besteht aus Rz und Uz. Ohne Rz wäre die Z-Spannung am Ausgang Ua, unabhängig von einer Änderung des Z-Stromes, absolut konstant. Ändert sich jedoch der Strom in einer realen Z-Diode, so ändert sich auch die Spannung über Rz. Je grösser Rz ist, um so grösser ist auch die von der Z-Stromänderung ahängige reale Z-Spannungsänderung an Ua. Oder: Je niedriger das Verhältnis von Rv/Rz ist, um so grösser ist die von der Eingangspannungsänderung abhängige Z-Spannungsänderung an Ua.



Die Bandgap-Spannungsreferenz

Für niedrige Referenzspannungen bietet sich ein anderes Prinzip an, das sogenannte Bandgap-Prinzip, dass hier kurz beschrieben wird:

Bild 6 zeigt die stark vereinfachte Version einer BG-Referenz, dimensioniert auf eine Spannung von 1.2 VDC. T1 arbeitet mit einem relativ hohen Kollektorstrom IC1.Der T2-Kollektorstrom IC2 ist etwa zehn mal niedriger als IC1. Die Differenz der beiden Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 liegt über R3 dUBE. Wenn T1 und T2 hohe Stromverstärkungen besitzen, sind deren Emitterströme gleich gross wie deren Kollektorströme, da die Basisströme vernachlässigbar niedrig sind. Dadurch wird die Spannung über R2 proportional zur Spannung über R3 verstärkt. Es gilt:
UR2 = IC2*R2 = IE2*R2 = dUBE*R2/R3
T3 arbeitet als Verstärkerstufe und reguliert die Ausgangsspannung zwischen Kollektor und Emitter auf einen Wert, der sich aus seiner Basis-Emitter-Schwellenspannung und der Spannung über R2 zusammensetzt. Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 hat einen negativen TK, während der Spannungsabfall über R2 einen positiven TK hat. Die Spannung über dem Referenzelement ist TK-kompensiert, wenn die Summe der beiden Spannungen gleich gross ist wie die sogenannte Energie-Bandgap-Spannung.

Dies ist ein leicht modifizierter kleiner übersetzter Ausschnitt aus der Application-Note AN-56 ursprünglich von National-Semiconductor. Für weitergehendes Studium der Bandgaptechnik empfehle ich AN-56 und andere geeignete Literatur. Auch im Elektronikstandardwerk Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk findet man einiges zu diesem Thema.

Bild 6 unterscheidet sich von Bild 1 in AN-56, dass mit Rv ein Vorwiderstand (Seriewiderstand) anstelle einer Konstantstromquelle zur Anwendung kommt. Es mag Anwendungen geben, bei denen eine Konstantstromquelle nötig ist. Üblich ist ein Widerstand, weil die hochstabile Referenzspannung über einen sehr grossen Strombereich sehr stabil ist. Anstelle der hier beschriebenen Referenzspannung von 1.2 VDC, kommen in meinen Elektronik-Minikursen in der Regel Referenzspannungen von 2.5 VDC zum Einsatz. Es ist dies der LM385-2.5 ursprünglich von National-Semiconductor, und damit kommen wir zur ersten praktischen Anwendung mit dem LM385-2.5:



LM385 geeignet auch als Betriebsspannung bei kleinen Strömen

Es empfiehlt sich beim Weiterlesen, die folgenden drei Datenblätter im Web-Browser präsent zu haben. Es gibt drei Typen des LM385. Den LM385-1,2 mit einer festen Referenzspannung von 1.2 VDC, den LM385-2.5 mit 2.5 VDC und denuniversellen LM385 mit einem frei dimensionierbaren Spannungsbereich zwischen 1.24 und 5.30 VDC. Die Spannung innerhalb dieses Bereiches realisiert man mit einem einfachen Widerstandsnetzwerk. Selbstverständlich kommen dabei nur Metallfilmwiderstände zum Einsatz, damit die Temperaturstabilität der hochwertigen BG-Referenz nicht unnötig verschlechtert wird. Man beachte im Datenblatt des universellen LM385 das reichhaltige Applikationsangebot auf den Seiten 2 und 7 bis 10. Die Variationsvielfalt ist beeindruckend und interessant.

Für niedrige bis höhere stabilisierte Betriebsspannungen mit niedrigen Leistungen (Ströme im 10mA-Bereich) eignen sich hervorragend die kleinen Brüder der beiden Spannungsregler-ICs LM317 und LM337, der LM317L für die positive und der LM337L für die negative Betriebsspannung für einen Bereich zwischen 1.2 VDC und theoretisch maximal 37 VDC. Wenn man sich für diese Spannungsregler interessiert, empfehle ich die folgenden Elektronik-Minikurse mit leichtverständlichen theoretischen Grundlagen und dazu passenden Anwendungen:

Teilbild 7.1 zeigt die Grundschaltung für den LM317(L). Ob LM317 oder LM317L, beide Spannungsregler benötigen einen minimalen Strom von 3 mA (Worstcase = 5 mA). Diese 3 mA kommen durch R1 = 240 Ohm zustande, die vom Hersteller (National) vorgegeben sind. Wählt man ein Widerstand aus der 5%-Reihe, kann man auch 220 Ohm oder 270 Ohm einsetzen. So genau muss es nicht sein. Wenn dieser minimale Strom durch die Last RL nicht unterschritten wird, könnte man R1 und damit logischerweise auch R2 hochohmiger wählen. Aber nicht übertreiben, weil es würde sonst die Stabiliät der Spannung verschlechtern, weil der Strom vom Anschluss des ADJUST maximal 0.1 mA (worstcase) beträgt. Der Strom durch das spannungsgebende Netztwerk aus R1 und R2 sollte von diesem ADJUST-Biasstrom möglichst wenig beeinflusst werden. Man beachte dabei im Datenblatt des LM317L, dass der Wert des ADJUST-Biasstromes in Electrical-Characteristics mit 50 µA (typisch) und 100 µA (maximum) angegeben ist. Aussagekräftiger sind die Werte im Diagramm Adjustment Current auf Seite 4. Da zeigt es sich, wie dieser Bias-Strom relativ stark temperaturabhängig ist. Das zeigt geich auch die Grenzen der Anwendung: Ein LM317(L) oder LM337(L) eignet sich als Referenzspannungsquelle nur bedingt, ist jedoch als Spannungsregler meist sehr gut geeignet.

Anstelle einer Längsregelung ist es aber ebenso möglich eine Z-Diode als Parallel-Shuntregler einzusetzen, wenn nur wenig Leistung bei kleinem Strom im Spiel ist und dessen Stabilitätseigenschaft genügt. Nachteilig ist jedoch, dass der Strom durch die Z-Diode nicht all zu niederig sein darf, wenn sie die bestmögliche Stabilitätseigenschaft bieten soll. Der Strom muss so gross sein, dass die Z-Spannung im Sättigungs- und nicht im Knickbereich von Strom und Spannung liegt. Meist sind dazu ebenfalls einige mA notwendig und das kann ebenso leicht dazu führen, dass der Strom durch die Z-Diode grösser ist, als die des Verbrauchers RL, wie dies Teilbild 7.2 zeigt. Dazu kommt, dass die Toleranz der Zenerspannung oft zu gross ist für anspruchsvollere Anwendungen. Eine kleine Z-Diodenspeisung eignet sich dann, wenn die Ansprüche gering sind und eine solche Teilschaltung bereits von einer stabilisierten höheren Betriebsspannung für die umfassendere grössere Schaltung gespiesen wird. Eher gar nicht geeignet ist die Batteriespeisung wegen dem grossen Spannungsunterschied zwischen dem geladenen und entladenen Zustand der Batterie. Die Stabilitätskriterien von Z-Dioden sind ausführlich im Kapitel "Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient", weiter oben, mit den Bildern 4 und 5 beschrieben.

Abhilfe schafft hier eine BG-Referenz mit einem grossen Strombereich und gleichbleibender stabiler Referenzspannung, wenn man von wenigen Millivolt grosszügig absieht. Beim LM385-2.5 ist das ein Bereich von 20 µA bis 20 mA bei einer maximalen Spannungsänderung von maximal 20 mV. Das sind 0.8% in Bezug auf die Referenzspannung von 2.5 VDC. Bei einer Stromänderung zwischen 20 µA und 1 mA sind es maximal nur 2 mV, entsprechend 0.08%.

Man darf sich allerdings nicht nur auf die Tabelle des Electrical-Characteristics verlassen. Man betrachte im Datenblatt des LM385 auch das Diagramm Minimum Operating Current, mit der selbst definierbaren Referenzspannung, dass der minimale Strom bis auf 60 µA ansteigt, wenn die Referenzspannung 5 VDC beträgt. Bei der Dimensionierung der Schaltung gemäss Teilbild 7.3 sollte man daher typisch einen LM385-Strom von 0.1 mA vorsehen. Der Widerstand R1 muss so dimensioniert sein, dass bei minimaler Spannung von +Ub und bei maximalem Laststrom durch RL, ein Strom von 0.1 mA durch den LM385 sicher gestellt ist.

Es ist also möglich eine sehr stabile Betriebsspannung für eine kleine Schaltung mit einem Eigenstrom von nur 0.1 mA zu realisieren. Der Eigenstrom eines LM317L beträgt im Vergleich dazu 3 mA (5 mA). Wenn die damit gespiesene Schaltung jedoch sehr viel weniger Strom benötigt und sie ist batterie- oder u.U. auch akkugespiesen, ist es vorteilhafter, wenn die Spannungsregelung wesentlich weniger Strom aufnimmt, als die durch sie gespiesene Schaltung. Bild 8 zeigt zwei prinzipielle und praktische Schaltungen mit wenig Strom- und Leistungsverbrauch, die eine gespiesen mit der variablen BG-Referenz LM385 und die andere mit zwei fixen BG-Referenzen LM385-2.5 als symmetrische Spannungsquelle von ±2.5 VDC.

Teilbild 8.1 zeigt eine kleine akkubetriebene Schaltung für sehr kleine Leistung. Es geht in diesem Beispiel darum eine kleine HCMOS-Schaltung mit wenig Stromverbrauch zu betreiben. Mit relativ niedriger Taktfrequenz bei nicht zu vielen digitalen Komponenten ist ein Betriebsstrom von nur 1 mA durchaus möglich. Es darf aber auch mehr sein. Wir werden aber noch sehen, wo die vernünftigen Grenzen liegen.

Ein Nickel-Metall-Hydrid-Akku (NiMH-Akku) bestehend aus 4 Zellen liefert eine Spannung von knapp 5 VDC. Die Entladekurve aus der Batterie/Akku-Seite von Rolf Zinniker zeigt etwas mehr Details. Man betrachte die graue Entladekurve. Sie beginnt bei 1.25 VDC (hier 5 VDC) und endet bei etwa 1.1 VDC (hier 4.4 VDC). Eine HCMOS-Schaltung darf man zwischen 2 VDC und 6 VDC betreiben, wie dieses 74HC00-Datenblatt illustriert. Sehr viele HCMOS-Anwendungen arbeiten mit kleinen Einbussen der maximalen Taktfrequenz und den minimalen Verzögerungszeiten, mit 4 VDC genau so zuverlässig, wie mit üblicherweise 5 VDC. Es kommt noch ganz darauf an, was der Ausgang steuert. Vielleicht ist eine einfache Pegelanpassung nötig. Dazu reicht vielleicht ein Pullup-Widerstand Rp, der die BG-Referenz nicht belastet, weil Rp von der 230VAC-netzabhängigen +5 VDC gespiesen wird. Der Zweck einer akkugepufferten Teilschaltung besteht darin, dass eine gewisse Funktion, auch bei Ausfall des 230VAC-Netzes, unbedingt garantiert sein muss. Das einfachste und allgemein bekannte Beispiel ist der Taktgenerator eines Weckradios, damit die Uhr keine oder nur eine geringe Fehlzeit anzeigt, wenn das Radio wieder am 230VAC-Netz ist. Mit dieser etwas reduzierten Betriebsspannung von 5 VDC auf 4 VDC, kann man eine NiMH-Akkuzelle einsparen. Die HCMOS-Schaltung benötigt im vorliegenden Beispiel etwa 1mA und für die BG-Referenz, welche diese 4 VDC erzeugt, genügt ein Strom von 0.1 mA. Dieser Strom soll gerade noch fliessen, wenn der Akku die Entladespannung von 4.4 VDC erreicht. Die Zellenspannung liegt dann bei 1.1 VDC und sie liegt im Bereich des steilen Abfalls. Also höchste Zeit zum Laden...

Die Entladekurve der dargestellten Kennlinie folgt allerdings einem hohen Entladestrom von 160 mA. Liegt der Entladestrom bei etwa der selben Akkukapazität im unteren mA-Bereich, ist die Entladekurve sehr viel flacher. Bei der Entladespannung von 4.4 VDC beträgt die Spannung über R1 0.4 VDC. Bei einem Strom von 1.1 mA errechnet sich ein Widerstand von 364 Ohm (365 Ohm = 1%-Reihe). Im vollgeladenen Zustand des Akku berägt die Spannung über R1 1 VDC. Dadurch steigt der Strom auf 2.7 mA. Der Strom durch die BG-Referenzschaltung ist jetzt mit 1.7 mA grösser als der Strom durch die HCMOS-Schaltung. Angenommen die Schaltung welche durch die BG-Referenzspannung gespiesen wird, beträgt 20 mA und man will den Akku ebenso bis zu seiner Entladung voll ausnutzen, dann beträgt bei Volladung des Akku der Strom etwa 50 mA, wobei dann 30 mA durch die BG-Referenz fliesst und das ist zuviel. Dieses Beispiel soll einfach zeigen, wo die Grenzen der Anwendung dieser Art der Spannungsregelung liegen, - etwa im unteren mA-Bereich.

Teilbild 8.2 ist Teil eines Stromsensorprojektes. Die gesamte Schaltung mit dem Hallsensor A132x wird mit einer symmetrischen konstanten Spannung von ±5 VDC betrieben. Der Hallsensor A132x sollte ebenso symmetrisch betrieben werden, jedoch beträgt seine maximal zulässige Betriebsspannung nur 8 VDC. Seine Normbetriebsspannung betägt 5 VDC oder symmetrisch betrieben ±2.5 VDC. Um diese Spannung aus ±5 VDC zu erzeugen, gäbe es die Möglichkeit ein LM317L und ein LM337L (L = Lowpower) einzusetzen. Wenn man jedoch genau ±2.5 VDC benötigt, geht das mit weniger Bauteilaufwand ebenso mit zwei BG-Spannungsreferenzen des Typs LM385-2.5. Es muss ganz einfach die Bedingung erfüllt sein, dass der BG-Strom in dem Bereich liegt, in der die IC-interne Schaltung sicher arbeitet und nicht überlastet wird. Und das ist ein Bereich von 20 µA bis 20 mA.

Der Hallsensor A132x arbeitet typisch mit 6.9 mA, maximal mit 9 mA ohne ausgangsseitige Belastung. Es empfiehlt sich diese so niedrig wie möglich zu halten. Das ist einfach möglich, wenn man zumindest eine Opampschaltung nachschaltet, dessen Eingang genügend hochohmig ist. So fällt die Ausgangslast nicht ins Gewicht. Der Laststrom darf eh nur sehr klein sein, wie man im Datenblatt nachlesen kann. Für die Dimensionierung soll ein maximaler Strom von ±10 mA für den A132x und für die BG-Referenzen ±5 mA gelten. Damit hat man eine genügend hohe Reserve bei eventuellen kleinen Stromerhöhungen im Bereich der ±2.5VDC-Speisung. In R1 und R2 soll also je ein Strom von 15 mA fliessen. Über R1 und R2 liegen je eine konstante Spannung von 2.5 VDC, weil ±Ub stammt von stabilen Spannungen mittels 7805- und 7905-Spannungsregler. Dies ergibt R1 = R2 = 167 Ohm. Aufgerundet auf 180 Ohm (5%-Reihe), reduziert sich der Strom von 15 mA auf knapp 14 mA. Im Falle eines Betriebsunterbruches des A132x, fliessen die vollen 14 mA durch die beiden BG-Referenzen und das ist problemlos. Die Verlustleistung der einzelnen BG-Referenz beträgt in diesem Fall nur 35 mW. Selbst beim maximal zulässigen BG-Strom von 20 mA oder etwas mehr, ist bei einer Verlustleistung von je 50 mW noch keine thermische bedingte Kosequenz zu erwarten.



Weitere Elektronik-Minikurse mit dem Einsatz des LM385



Thomas Schaerer, 23.10.2000 ; 02.12.2002 ; 16.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 16.05.2006 ; 12.10.2007 ; 24.11.2007 ; 16.06.2011 ; 04.08.2014