Sicherer ICs testen,
ein Hochsicherheits-Netzteil
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Je länger desto mehr werden an technischen Hochschulen und in
Elektronikfirmen integrierte CMOS-Schaltungen entwickelt. Man nennt
diese "Disziplin" IC-Design. Die Arbeit erfolgt mit komplizierter
Software an Computern. Die ultimativen Daten sendet man einer
Halbleiterherstellerfirma via Internet. Diese Firma stellt eine
Nullserie der intergrierten Schaltung her, die dem Entwickler per
Paketpost - das Beamen ist noch nicht erfunden! ;-) - zum Testen
zurückgesendet wird. Es naht die Stunde der Wahrheit. Die Nerven werden
strapaziert. Und dann, welch ein wohltuendes Aufatmen, wenn festgestellt
wird, dass alle Parameter stimmen. Die Korkenzapfen fliegen!
Bevor es aber soweit ist, sollten Massnahmen getroffen werden, dass beim
Testen nicht unabsichtlich ein zu testendes IC zerstört wird. Da gilt es
dafür zu sorgen, dass keine statischen Entladungen auftreten können. Oft
ist es so, dass selbsthergestellte CMOS-ICs nicht die hohen Ein- und
Ausgangssicherheiten aufweisen, wie z.B. die 74HC(T)xxxx-, CD4xxx und
MC14xxx-CMOS-Familien. Ein grosses Problem ist das Risiko des
Latchup-Effekts. Um dieses zerstörerische Risiko so gering wie möglich
zu halten, lohnt es sich ein dafür spezielles Netzteil zu realisieren!
Dies ist das Thema dieses Elektronik-Minikurses.
Die vorliegende Schaltung ist relativ aufwändig und sie ist keineswegs
der Weisheit letzter Schluss. Ich habe sie, damals als sie dringend
notwendig war, in kurzer Zeit entwickelt und realisiert. Ich schliesse
daher keineswegs aus, dass man einiges auch anders und einfacher
realisieren könnte. Tut dies jemand, würde mich die Lösung sehr
interessieren! Die vorliegende Schaltung und die Beschreibung, dienen
hier dem Zweck des Studiums der einzelnen Schaltungsteile und so kann
dies für den an analoger Schaltungstechnik interessierten Leser
interessant und anregend sein eigene Ideen zu entfalten.
Da es unmöglich ist in einem Browserfenster gleichzeitig ein Schaltbild
und der zugehörige relativ lange Text anzuzeigen, empfehle ich die
Schaltbilder in separaten Browserfenstern anzuzeigen. Allerdings kommt
man wegen Bildüberdeckungen kaum auf das Herumklicken auf die Fenster
herum und darum ist es vielleicht besser die Bilder separat
auszudrucken, - vor allem Bild 3 und
Bild 4. Dies erleichtert das Studium
beträchtlich.
Herkömmliche Labornetzgeräte ungeeignet
Bei Labornetzgeräten ohne gute Feinabstimmung, kann es durch
Manipulation der Bedienelemente leicht passieren, dass Überspannung oder
Überstrom den zu testenden IC zerstören. Ein Kurzschluss bei einem
Experiment kann den teuren IC ebenfalls in die ewigen
Elektronenjagdgründe befördern, weil die variable Strombegrenzung bei
einem Labornetzgerät, im niedrigen Strombereich, oft schwierig
einzustellen ist. Solche Tests werden kostspielig und die
Wiederbeschaffungszeit des IC ist auch nicht zu vernachlässigen. Dazu
kommt, dass die meisten handelsüblichen Netzgeräte, auch solche mit
einer variablen Strombegrenzung, an den Ausgängen Blockkondensatoren mit
viel zu hohen Kapazitäten enthalten. Tritt mit dem experimentierenden IC
ein Kurzschluss auf, droht die Gefahr, dass dieses, durch die zu hohe
Entladungsenergie, trotz der (statischen) Strombegrenzung mit
entsprechend niedrig eingestelltem Wert, zerstört wird. Dazu kommt, dass
bei einem herkömmlichen Netzgerät der maximal eingestellte
Kurzschluss-Strom so lange weiterfliesst, bis dieser von Hand
abgeschaltet wird. In der vorliegenden Schaltung folgt die Abschaltung
mit dem Einsatz der Strombegrenzung automatisch.
Das Kurzschlussrisiko ist bei einem sogenannten Customer-CMOS-IC
besonders hoch, weil dieser oft nicht die Latchup-Unempfindlichkeit
aufweist, wie dies bei den bekannten CMOS-Bausteinfamilien längst
selbstverständlich ist. Kurze Überspannungsimpulse (oberhalb Vdd oder
unterhalb Vss) an den Ein- oder Ausgängen des CMOS-IC führen leicht
einen Latchup herbei, der die Betriebsspannung des IC, als Folge der
Zündung des integrierten parasitären Thyristors, kurzschliesst. Dies
kann zum Beispiel durch Reflexionen von Spannungsimpulsen auf Signal-
oder Steuerleitungen, aber auch durch Manipulationen bei Experimenten,
ausgelöst werden. Für diesen Fall ist es vorteilshaft, wenn eine
Strombegrenzung mit automatischer Stromabschaltung knapp über dem
Nennstromverbrauch des zu testenden IC eingestellt werden kann.
Ab Netz oder Batterie
Das Hochsicherheits-Netzteil schaltet man zwischen ein handelsübliches
Labornetzgerät (Teilbild 1.1) oder zwischen einem Batterieblock
(Teilbild 1.2), beides mit symmetrischer Ausgangsspannung, und dem zu
testenden IC. Das Netzgerät muss eine symmetrische und stabile
Ausgangsspannung von ±9 VDC bis ±15 VDC liefern. Unter stabil ist hier
nicht eine sehr konstante DC-Spannung zu verstehen. Wichtig ist, dass
die Rippelspannung klein ist. Die Qualität eines preiswerten
handelsüblichen Netzgerätes ist dazu völlig ausreichend. Falls man
Batterien verwenden möchte, ist das überhaupt kein Problem, solange der
erlaubte Betriebsspannungsbereich eingehalten wird. Diese
Batteri-Methode eignet sich vor allem dann, wenn man von vornherein
irgendwelche Erdschlaufen und Einkopplungen von Störsignalen vermeiden
will. Diese Forderung ist oft dann sinnvoll, wenn der analoge Teil eines
zu testenden IC hochempfindliche Eingänge hat, d.h. die Eingangsspannung
massiv verstärkt werden muss. Man kann zwei 12-Volt-Batterien in Serie
schalten und die Verbindung der beiden als GND benutzen. Eine
Batterie-Normentladung von 70% entspricht dabei der unteren Grenze der
Betriebsspannung des Hochsicherheits-Netzeils.
An Stelle von zwei 12-Volt-Batterien (oder 12-Volt-Akkus) können auch
sechs 4.5-Volt-Flachbatterien in Serie geschaltet werden (Teilbild 1.2).
Diese Lösung mit ±13.5 VDC ist besonders handlich, wenn man z.B. an
einem Kongress o.ä. das Hochsicherheits-Netzteil mitnehmen und bei einer
Demonstration des selbstentwickelten IC (in einer Schaltung) einsetzen
muss. Genau dafür wurde dieses Hochsicherheits-Netzteil auch schon
eingesetzt. Man muss dabei die sechs Flachbatterien ganz einfach mit
starkem Klebband zu einem Block fixieren, alle Batterien in Serie
verlöten und für die Verbindung von +Ue, GND und -Ue Bananenkopplungen
verlöten, damit das Hochsicherheits-Netzteil leicht ein- und ausgesteckt
werden kann.
Was bietet dieses Hochsicherheits-Netzteil?
-
Eine feine Abstimmung der Ausgangsspannung, wenn man ein hochwertiges Mehrgang-(Trimm-)Potentiometer einsetzt.
Die Qualität kann man ganz leicht praktisch selbst prüfen. Man stellt den Schleifer eines solchen Potentiometers (Potmeters) in eine mittlere Stellung und man misst mit einem digitalen Multimeter den eingestellten Widerstandswert. Dabei klopft man mit einem harten kleinen Gegenstand leicht auf das Gehäuse des Potmeters. Dabei darf sich der Widerstandswert nicht oder nur extrem wenig verändern. Dies wiederholt man mit verschiedenen Schleiferstellungen. Ein solches Vorgehen eignet sich vor allem dann, wenn man irgend ein herumvagabundierendes Potmeter aus der Bastelkiste einsetzen will. Beim Kauf setzt man eh auf ein Qualitätsprodukt.
Der Ausgangsspannungsbereich kann eigenen Bedürfnissen angepasst werden, wobei, je nach Grad der Änderung, die gesamte Schaltung miteinbezogen werden muss.
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Feine Abstimmbarkeit der Strombegrenzung mit Mehrang-(Trimm-)Potmeter möglich. Bereich kann verändert werden.
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Einstellbare Überspannungsbegrenzung, die sich automatisch relativ zur eingestellten Ausgangsspannung +Ua und -Ua anpasst. Man stellt den daher prozentualen Anteil zur Betriebsspannung ein.
Die Ausgangsspannung stabilisiert sich beim Auftreten der Überspannung kurzzeitig auf den Wert des eingestellten Überspannungswertes. Verursacht eine defekte Spannungsregelung die Überspannung, reagiert die Strombegrenzung und schaltet +Ua und -Ua von der Testschaltung rasch ab. Diese Überspannungsbegrenzung arbeitet nach dem Prinzip der parallelen Spannungsregelung (Shunt-Regelung).
-
Die Überstrom- bzw. Kurzschlussdauer (Trägheit) ist mittels RC-Glieder definierbar.
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Die Ausgänge +Ua und -Ua sind beim Einschalten des Hochsicherheits-Netzteiles ausgeschaltet. Ein- und Ausschaltung erfolgt mit je einer Drucktaste. Der Aus-Zustand wird mittels einer LED (orange) und der Ein-Zustand mittels zweier LEDs (rot für +Ub und grün für -Ub) angezeigt.
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Bei der Verwendung eines Netzgerätes wird eine allfällige Restbrummspannung zusätzlich unterdrückt. Die Batterie-Anwendung erlaubt eine besonders störarme Speisung, weil allfällige Einkopplungen vom 230-VAC-Netz und Erdschlaufen mit Sicherheit entfallen.
So funktioniert die Schaltung
Die Prinzipschaltung in Bild 2 enthält nur gerade so viele elektronische
Teile und das Makro DCFF (Delay Controlled FlipFlop) - tolle
Wortschöpfung - um die Funktion der Schaltung grob zu erklären. Die
Eingänge des Hochsicherheits-Netzteils sind mit +Ue und -Ue
gekennzeichnet. Auf diese Eingänge folgen die einstellbaren
Strombegrenzungen +Imax (P1) und -Imax (P2) sowie die einstellbare
symmetrisch arbeitende Spannungsregelung ±Ua (P3), welche nach dem
Dual-Trackingprinzip arbeitet. Das heisst, die negative Referenzspannung
-Uref wird aus der positiven Ausgangsspannung +Ua abgeleitet. Die
Spannungsinvertierung erfolgt mit dem Opmp IC:A3. Dies ist ein
Verfahren, wie man es gelegentlich auch in integrierten
Dual-Spannungsreglern, wie im Oldtimer-Spannungsregler MC1468, antrifft.
Erreicht der Spannungsabfall über dem Potmeter P1 (+Imax) bzw. P2
(-Imax) den Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors T4
bzw. T5, erzeugt dieser einen Kollektorstrom, der über die Basis von T6
bzw. T7 die Referenzspannung +Uref bzw. -Uref unterdrückt. Damit
erreicht man im Überlastbereich eine Strombegrenzung. Im
Kurzschlussfalle wird +Uref bzw. -Uref beinahe 0 VDC und der
Kurzschlusstrom hält sich auf den mit P1 (+Imax) bzw. P2 (-Imax)
eingestellten Wert konstant. Der Überlast- oder Kurzschlusskonstantstrom
wird zusätzlich zeitlich limitiert. Die Kollektorströme von T4 und T5
führen zu den beiden Anschlüssen OFF1 und OFF2 des Makro DCFF, das in der
Hauptsache aus einer Verzögerung, einem Komparator und einem RS-Flipflop
besteht. Erreicht der begrenzte Überstrom auf dem postiven oder
negativen Pfad eine definierte Zeit, wird das RS-Flipflop zurückgesetzt
und das Relais Rel unterbricht die Ausgänge +Ua und -Ua.
Beim Anschliessen des Hochsicherheits-Netzteiles an ein Netzgerät
oder an eine Batterie (Bild 1) ist der Ausgang +Ua und -Ua per Default
ausgeschaltet. Die orange LED "AUS" leuchtet. Erst durch Betätigen der
EIN-Taste werden die Ausgänge +Ua und -Ua durch die Relaiskontakte
eingeschaltet. Die rote (+Ua) und grüne LED (-Ua) leuchten.
Weshalb ein Relais und nicht zwei (MOS)-Leistungstransistoren? Grund ist
die erhöhte Betriebssicherheit. Es ist leichter beim Experimentieren
eine Drain-Source- (MOSFETs) bzw. eine Kollektor-Emitter-Strecke
(bipolare Transistoren) durch Unachtsamkeit zu einem Kurzschluss zu
"verschmelzen", als dies mit den Kontakten bei einem
Kleinleistungsrelais mit genügend hoher Schaltleistung möglich ist. Auf
die Ausgänge der Relaiskontakte folgt die symmetrisch aufgebaute
Überspannungsbegrenzung. Mit P4 (+UaLimit) und P5
(-UaLimit) wird das Verhältnis zwischen
Einsatzschwelle der Überspannungsbegrenzung und der Ausgangsspannung +Ua
bzw. -Ua abgestimmt. Die invertierenden Referenzeingänge an den beiden
Opamps des IC:C1 und IC:C2 sind direkt und invertiert (IC:C3) mit der
variablen Referenzspannung verbunden, dessen Spannung mit dem Potmeter
P3 (±Ua) eingestellt wird. Wird der Überspannungswert überschritten,
z.B. als Folge eines Defektes des Leistungstransistors T1 bzw. T2,
leitet der (Shunt)-Transistor T10 bzw. T11 und begrenzt die
Ausgangsspannung auf den definierten Überspannungswert. Auch in diesem
Fall reagiert sehr schnell die Überstromabschaltung. Dadurch entsteht an
keinem Leistungsbauteil (T10 und T11) durch Überlast eine signifikante
Erwärmung.
An den Eingängen befinden sich Dioden für den Zweck des
Verpolungsschutzes. Sie dienen nicht als Gleichrichter! Das
Hochsicherheits-Netzteil muss mit einer symmetrischen zumindest gut
geglätteten DC-Spannungsquelle gespiesen werden. Die maximal zulässige
Betriebsspannung (siehe "Technische Daten") darf durch den Spitzenwert
eines vorhandenen Spannungsrippels nicht überschritten werden! Die
Induktivitäten am Eingang dämpfen zusätzlich allfällige HF-Störungen. Am
Ausgang zeigt eine rote und eine grüne LED an, ob die Ausgangsspannungen
vorhanden sind. Die Methode der Ansteuerung dieser LEDs bewirkt, dass
ihre Helligkeit vom Einstellwert der Ausgangsspannung unabhängig ist.
Die Schaltung im Detail (Bild 3 und Bild 4)
Die Spannungsregelung
Transistor T1, Opamp IC:A1 und der Spannungsteiler R7/R8 bilden die
Regelschlaufe zur Erzeugung der stabilen positiven Ausgangsspannung an
Punkt A (+Ua'). R7, R8 und einige weitere Widerstände haben die Zahl 1
im rechteckigen Kästchen des Widerstandssymboles. Dies zeigt die
Widerstandstoleranz von 1%. Bei allen nicht gekennzeichneten
Widerständen sind es 5%-ige. Z1 ist eine hochstabile
Bandgap-Spannungsreferenz. An Uz liegt das
Potmeter P3, welches eine variable stabile Referenzspannung Uref für die
Spannungsregelung liefert, eingespiesen, über R18 und R17 in den
nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:A1. R18 und C5 wirken als
passives Tiefpassfilter zur Unterdrückung der Rauschspannung der
Bandgap-Spannungsreferenz. Die Spannungsregelung verstärkt Uref mit R7
und R8 um den Faktor 2.18, weil aus der maximalen Referenzspannung Uref
am Schleifer des P3 von +2.5 VDC eine Ausgangsspannung +Ua (Bild 4) von
etwas mehr als +5 VDC erzeugt werden muss, damit die erwünschte maximale
Ausgangsspnnung von +5 VDC sicher eingestellt werden kann.
Transistor T2, Opamp IC:A2 und der Spannungsteiler R25/R24 bilden die
Regelschlaufe zur Erzeugung der stabilen negativen Ausgangsspannung an
Punkt C (-Ua'). Opamp IC:A3 invertiert +Ua' und halbiert den Wert auf
-Ua'/2. +Ua' (Punkt A) und -Ua' (Punt C) entsprechen +Ua und -Ua vor den
Relaiskontakten (Bild 4). R27 und C8 wirken aus dem selben Grund als
Tiefpassfilter wie R18 und C5. Dass R18 einen höheren Wert hat als R27
hat den Grund eines schwachen Slow-Turn-On-Effektes. Wenn an P3
manipuliert wird, folgt die Spannung, die man an einem Multimeter
ablesen muss, leicht verzögert. Dies beruhigt und begünstigt eine
präzise Einstelltätigkeit, aber wirklich nur dann wenn der
Verzögerungseffekt schwach ist. R18*C5-Zeitkonstante etwa 100 ms.
Warum, denkt der aufmerksame Leser, wird +Ua' zur Bildung der negativen
Referenzspannung erst halbiert, um diese dann in der Regelschlaufe
wieder mittels R25 und R24 um den Faktor 2 zu verstärken? Ganz einfache
Antwort: Die dynamischen Regeleigenschaften +Ua und -Ua sind fast
identisch, wenn beide Regelverstärker beinahe den selben
Verstärkungsfaktor und die selbe zusätzliche Frequenzgangkompensation
(C3 und C7) haben.
Wer sich in Sachen Frequenzgangkompensation und dynamischer Vorgänge in
Operationsverstärkerschaltungen praxibezogen schlau machen möchte,
empfehle ich meinen Elektronik-Minikurs:
Die Strombegrenzung
Diese Strombegrenzungen sind um die Transistoren T4 (für +Ua) und T5
(für -Ua) aufgebaut. An P1 bzw. P2 wird der maximale Strom eingestellt.
Je niedriger P1+R3 bzw. P2+R20, um so höher sind die maximal
einstellbaren Ströme. Diese stellen sich ein, wenn der Spannungsabfall
über diesen beiden Widerstandswerten die Basis-Emitter-Schwellenspannung
von T4 bzw. T5 erreicht hat. Dann fliessen in T4 bzw. in T5
Kollektorströme, und dies betrachten wir jetzt im Detail:
Wenn in T4, auf Grund des erreichten Maximalstromes, ein Kollektorstrom
fliesst, fliesst ein Teil davon über R13 nach R14 und zur Basis von T6.
Es fliesst in T6 ein Kollektorstrom. Dieser zieht die Referenzspannung
am nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:A1 in Richtung GND und damit
ebenso die Ausgangsspannung +Ua' und +Ua (Bild 4). Je geringer der
Lastkreiswiderstand zwischen +Ua und GND (Bild 4) ist, um so niedriger
der Wert von +Ua' bzw. +Ua. Der maximale Strom bleibt durch die
Strombegrenzung konstant. Allerdings nur für eine sehr kurze Zeit, denn
der Kollektorstrom von T4 hat noch eine andere Aufgabe. Er steuert das
DCFF über D4, R9 und CT2 (CT = Timerkondensator) und R10 den als
Komparator geschalteten Opamp IC:A4. R9 und CT2 wirken mit ihrer
Zeitkonstante als Verzögerung bis die Spannung am invertierenden
Eingang, die konstante Referenzspannung Uz am nichtinvertierenden
Eingang überschreitet und der Ausgang des Komparators IC:A4 von logisch
HIGH (etwa der Wert von +Ue) auf logisch LOW (etwa -Ue) schaltet. Dieser
LOW-Pegel trennt +Ua von +Ua' und -Ua von -Ua' über das Relais Rel.
Davon mehr im Kapitel "Überstrom-Abschaltung" mit Bild 4. Die
Z-Diode Z2 dient zwecks reproduzierbarer Entladungszeit von CT2 über
R12, weil durch Z2 die Ladespannung über CT2 von +Ue unabhängig ist.
Die Überstromabschaltung für die negative Ausgangsspannung -Ua ist etwas
komplizierter. Die Strombegrenzung mit T5 arbeitet gleich wie die
Strombegrenzungmit T4, jedoch mit inversen Spannungs- und
Stromvorzeichen. Bei Überstrom fliesst ein T5-Kollektorstrom und ein
Teil davon steuert über R1, R2 und CT1 die Basis von T3. Die Schaltung
um T3 arbeitet als Spannungsumkehrstufe, womit erreicht wird, dass der
Eingangsteil des DCFF auf die gleiche Art angesteuert wird wie mit dem
Kollektor von T4. D3 und D4 arbeiten als passive ODER-Logik. Weil T3
jedoch als blosse Umkehrstufe - angesteuert durch die Schaltung welche
den Überstrom mit T5 misst - sich anders verhält, als im Fall von T4 der
das DCFF direkt ansteuert, ist mit CT1 eine zusätzliche Zeitverzögerung
notwendig, damit bei beiden Überstromsituationen gleiche
Verzögerungszeiten entstehen. Um die Verzögerungeszeiten für +Ua und -Ua
gleichermassen zu ändern, muss daher CT1 und CT2 proportional zueinander
verändert werden. Dies scheint eine aufwändige unflexible Prozedur zu
sein. Da aber diese Einstellung, also die Zeit zwischen Überstrom bzw.
Kurzschluss und Abschaltung - die Trägheit - in der Regel eine einmalige
Angelegenheit ist, kann man damit leben. Wenn nicht, müsste dieser Teil
der Schaltung massiv redimensioniert werden, das selbstverständlich dem
interessierten Leser überlassen sei.
Der andere Teil des T5-Kollektorstromes erfüllt den selben Zweck wie bei
T4. Es fliesst in T7 ein Basis- und damit auch ein Kollektorstrom.
Dieser zieht die negative Referenzspannung am nichtinvertierenden
Eingang des Opamp IC:A2 in Richtung GND und damit auch die
Ausgangsspannung -Ua. Je geringer der Lastkreiswiderstand zwischen -Ua
und GND ist, um so niedriger der Wert von -Ua. Der maximale Strom ist
bis zur Abschaltung durch die Strombegrenzung konstant.
Wozu Diode D5? Ohne D5 würde zwischen Basis und Emitter von T7
eine in Sperrichtung wirkende Spannung liegen, welche dem durch R15 und
R16 geteilten Spannungswert von +Ue entspricht. Dies ist dann der Fall,
wenn T5 nicht leitet, die Strombegrenzung also inaktiv ist. Da die
zulässige Emitter-Basisspannung bei etwa 5 VDC liegt, bräuchte es hier
D5 nicht. Ändert man jedoch das Verhältnis von R15 zu R16 aus irgend
einem Grund oder ändert man drastisch die Parameter der gesamten
Schaltung mit wesentlich höherer Eingangsspannung ±Ue, ist D5, die fast
nichts kostet, bereits vorhanden und man erspart sich die Suche nach dem
Grund eines lästigen Fehlverhalten.
C2 und R5 bzw. C6 und R22: C2 und C6 braucht es, damit die beiden
Spannungsregelschaltungen wegen L1 bzw. L2 stabil arbeiten. L1 mit C2
und L2 mit C6 wirken auch als passive Tiefpassfilter zweiter Ordnung zur
Unterdrückung mittlerer Störfrequenzen. An den Ausgängen von +Ua und -Ua
(Bild 4) hat es mit C16 und C17 noch keramische Multilayerkondensatoren,
die mit L1 und L2 dafür sorgen, dass auch hochfrequente Störanteile
ausreichend gefiltert werden. Da C2 bzw. C6 zwecks stabiler Funktion der
Spannungsregelungen eine gewisse Grösse haben müssen, muss R5 bzw. R22
für den Kurzschlussfall den Entladespitzenstrom von C2 bzw. C6
begrenzen, um u.a. auch T1 bzw. T2 zu schützen. Je nach anderer
Dimenensionierung des maximalen Laststromes kann dieser Widerstand
natürlich auch kleiner oder grösser gewählt werden. Da C2 und C6 Elkos
sind und damit selbst eine gewisse parasitäre Eigeninduktivität haben
und sich damit kaum mit L1 bzw. L2 als HF-Sperrfilter (Tiefpassfilter)
eignen, sollten C4 und C9 keine Wickel- sondern
Keramikvielschichtkondensatoren sein.
IC-Speisung: Die Speisung aller Opamps (auch in Bild 4) erfolgt
mit +Ue und -Ue (die Speisung des CMOS-IC IC:B mit +Ue und GND) nach der
Induktivität L1 bzw. L2, Falschpol-Schutzdiode D1 bzw. D2 und
Feinsicherung F1 bzw. F2. Ck symbolisiert die
Keramikvielschichtkondensatoren im Wert von etwa 100 nF, vorzugsweise in
der Nähe der Speiseanschlüsse der ICs. Es geht hierbei also nicht bloss
um diese zwei gezeichneten Kondensatoren. Es sind insgesamt fünf Stück.
IC:B wird mit +Ue und GND braucht nur einen.
Wir kommen nun zu Bild 4:
Überstrom-Abschaltung
Die Überstrom-Abschaltung setzt mit dem zweiten Teil des DCFF fort. Der
erste Teil in Bild 3 dient der Aufbereitung des Überstromes (aktive
Strombegrenzung) zu einem logischen LOW-Pegel auf der Leitung B. Dieser
LOW-Pegel hat eine Spannung von etwa -Ue. Das CMOS-Logic-IC,
Triple-3-Input-NAND-Gate CD4023 oder MC14023, IC:B wird mit +Ue und GND
gespiesen, weil die maximal zulässige Betriebsspannung bei 15 VDC
(Worstcase = 18 VDC) liegt. Würde man einen Gate-Eingang direkt mit -Ue
speisen, gäbe dies einen Latchup und das CMOS-IC würde einen Kurzschluss
von +Ue nach GND verursachen. Um dies zu verhindern ist vor dem Eingang
Pin 4 des IB:B2 R31 und D6 vorgeschaltet. D6 ist eine kleine
Germaniumdiode. Die Durchflussspannung von etwa 250 mV garantiert, dass
die zulässige Spannung von -500 mV nicht erreicht wird. Man kann
allerdings auch eine Siliziumdiode verwenden, wenn man zwischen dieser
und dem Gate-Eingang einen weiteren Widerstand von etwa 10 k-Ohm in
Serie zu R31 schaltet. Der Gatestrom ist dabei viel zu gring, als dass
es zu einem Latchupeffekt kommt. Anstelle der Germaniumdiode kann man
auch eine Schottkydiode einsetzen.
Wenn das Hochsicherheits-Netzteil mit ±Ue verbunden wird, ist der
spannungssymmetrische Ausgang ±Ua vorerst abgeschaltet. Dafür sorgt die
einfache AUTO-RESET-Schaltung bestehend aus R34 und C11 mit einer
Zeitkonstante von 330 ms. Da die Umschaltschwelle bei einem CMOS-Gate
bei etwa der halben Betriebsspannung (+Ue/2) liegt, beträgt die
LOW-Haltezeit am Eingang Pin 5 des IC:B2 etwa 200 ms. Damit befindet
sich, nach dem Anschliessen (±Ue) des Hochsicherheits-Netzteiles an eine
DC-Spannungsquelle, das RS-Flipflop, bestehend aus den beiden Gattern
IC:B1 und IC:B2, im Reset-Zustand. Der Ausgang des IC:B2 (Pin 6) liegt
auf HIGH. Damit liegen alle Eingänge des IC:B1 auf HIGH, was den
Resetzustand aufrecht erhält. Der HIGH-Pegel am Ausgang des IC:B2
steuert über R35 und R36 T8. Damit fliesst ein T8-Kollektortrom, die
orange LED "AUS" leuchtet und signalisiert den Aus-Zustand. Die
AUS-Taste liegt parallel zur AUTO-RESET-Schaltung. R56 begrenzt den
Entladestrom von C11 über die Kontakte der AUS-Taste.
Wird die EIN-Taste gedrückt, wird das RS-Flipflop IC:B gesetzt,
vorausgesetzt das Signal auf der Leitung B hat HIGH-Pegel. Ist dieser
Pegel auf LOW, wirkt sich die Betätigung auf die EIN-Taste weder auf das
Relais, das ausgeschaltet ist, noch auf die LED "AUS" aus, die leuchtet.
Dieser sperrende Zustand dauert solange an wie sich CT2 über R12 entlädt
(Bild 3). Und dies beträgt bei der vorliegenden Dimensionierung etwa
eine halbe Sekunde. Wird im Zustand eines Überstromes oder eines
Kurzschlusses die Ein-Taste gedrückt, schalten DCFF und das Relais ±Ua
nach der definierten Verzögerungszeit gleich wieder aus. Ein
dauerhafdtes Drücken der EIN-Taste lässt die gesamte Schaltung mit einem
grossen Tastverhältnis oszillieren. Lange Zeit für den Aus- und kürze
Zeit für den Ein-Zustand. Kann jedoch mit der EIN-Taste normal
eingeschaltet werden, geht der Ausgang des IC:B2 auf LOW (GND), die LED
"AUS" erlischt und das Relais Rel zieht an, weil T9 Basisstrom erhält
und ein T9-Kollektorstrom fliesst. D7 dient als Leerlaufdiode, um beim
Abschalten des Relais eine hohe Selbstinduktionsspannung zu
unterdrücken, welche T9 zerstören könnte.
Das passive Tiefpassfilter aus R30 und C10, mit einer Zeitkonstante von
0.2 ms, verlangsamt die Umschaltzeiten des RS-Flipflop so stark, dass
steile Transienten von externen Störsignalen das RS-Flipflop nicht
zufällig unkontrolliert schalten können. Die Eingänge des dritten
unbenutzten Gatters IC:B3 liegen auf HIGH (+Ue). Sie dürfen natürlich
auch mit LOW (GND) verbunden sein. Auch eine gemischte Verbindung wäre
zulässig, bloss offenliegen sollte kein CMOS-Eingang.
Überspannungsbegrenzung
Wir kommen nun zum letzten Teil des Hochsicherheits-Netzteiles. Mit den
Trimmpotmetern P4 bzw. P5 stellt man die zu +Ua bzw. -Ua relative
positive und negative Überspannung ein. Man betrachte zunächst die
Überspannungsbegrenzung für +Ua. Die Referenzspannung Uref (Bild 3)
führt über R40 zum invertierenden Eingang des Opamps IC:C1. Uref ist die
Referenzspannung am Schleifer von P3 (Bild 3), mit dem die
Ausgangsspannung ±Ua eigestellt wird. Im Normalfall bleibt die Spannung
am nichtinvertierenden Eingang des IC:C1 stets etwas unterhalb von Uref,
weil diese durch die Spannungsteilung mit P4, R39 und R38 gebildet wird.
Erst dann, wenn als Folge einer Störung, +Ua so gross ist, dass die
Spannung am nichtinvertierenden Eingang des IC:C1 gleich gross oder
grösser ist als die Spannung am invertierenden Eingang, steigt die
Spannung am Ausgang des IC:C1 soweit an, dass in T10 gerade soviel
Basis- und Kollektorstrom fliesst, dass sich +Ua auf den Wert der
Überspannung stabil einstellt. Wir haben es hier mit einer sogenannten
Shuntspannungsregelung zu tun. Die
Strombegrenzung liefert die Schaltung um T4 (Bild 3), was korrekterweise
zur Folge hat, dass verzögert die Überstrom-Abschaltung aktiv wird und
+Ua unterbricht. T10 braucht wegen der sehr kurzen Einschaltdauer im
10ms-Bereich (hier etwa 50 ms) keinen Kühlkörper.
Die Strombegrenzung (Bild 3) und die Überstromabschaltung arbeiten nur
dann, wenn eine Überspannung die Folge einer defekten Spannungsregelung
ist. Erfolgt die Überspannung an +Ua bzw. -Ua durch direkte Berührung
mit extrenen höheren positiven bzw. negativen Spannungen, wirkt nur die
Überspannungsbegrenzung (Shuntregelung) mit T10 bzw. T11. Ist mit diesem
Störfall zu rechnen, sollten T10 und T11 gekühlt, bzw. mit Kühlkörpern
versehen werden. Es sind bei einem Störfall dieser Art auch Grenzen
durch T10 und T11 selbst in Bezug auf Maximalstrom und Maximalleistung
gesetzt.
Opamp IC:C3 invertiert die mit P3 (Bild 3) variable Referenzspannung
Uref auf den Wert von -Uref. Die Shuntspannungsregelung mit IC:C2 und
T11 für den Bereich der negativen Ausgangsspannung -Ua, funktioniert
genau gleich wie die soeben beschriebene für die positive
Ausgangsspannung +Ua, jedoch mit inversen Spannungs- und
Stromvorzeichen.
C12 bzw. C15 sorgen für eine zusätzliche Frequenzgangkompensation, damit
die Shunt-Regelschaltung stabil arbeitet. Wenn eine Überspannung so kurz
dauert, dass die Überstromabschaltung nicht anspricht, ist es wichtig,
dass die Ladungsträger aus der Basis von T10 bzw. T11 so rasch wie
möglich ausgeräumt werden. Dies besorgt C13 bzw. C14 wenn der Ausgang
von IC:C1 bzw. der Ausgang von IC:C2 auf etwa -Ue bzw. +Ue umschaltet.
D8 bzw. D9 benötigt es, um eine dauerhafte viel zu hohe
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T10 bzw. T11 zu vermeiden. Gerade
deshalb allerdings braucht es C13 bzw. C14, weil nur mit R44 bzw. R45
nach GND wäre der Ausräumeffekt der Ladungsträger zu schwach.
Zum Schluss noch die optische Spannungszeige mit einer roten LED für +Ua
und einer grünen LED für -Ua. Die rote LED wird über R52 mit +Ue und die
grüne LED über R53 mit -Ue betrieben. Dies hat den Vorteil, dass die
Leuchtstärke der LEDs nicht vom Spannungswert +Ua und -Ua abhängt. Damit
braucht man allerdings eine Schaltstufe welche von +Ua bzw. -Ua
gesteuert wird. Wenn +Ua bzw. -Ua keine Spannung haben, bleibt die
entsprechende LED dunkel.
Warum Darlington- und warum
Komplementär-Darlingtonstufen? Mit nur einem
Transistor, also z.B. nur T12, der die rote LED steuert, müsste R50 so
niederohmig gewählt werden, dass auch bei sehr niedriger Spannung an +Ua
T12 noch sicher durchgeschaltet (gesättigt) ist, damit die rote LED voll
leuchtet. Bei einem höher eingestellen Spannungswert von +Ua, wäre der
Strom durch R50 so hoch, dass er bereits einen signifikanten Anteil des
gesamten Stromes auf der Leitung +Ua ausmacht. Benutzt man eine
Darlingtonstufe, reduziert sich der Strom durch R50 drastisch und man
kann für R50 einen sehr viel höheren Wert wählen. Benutzt man eine
Komplementär-Darlingtonstufe, kann +Ua niedriger
sein, nämlich auf einem Wert von etwa 0.7 VDC damit die rote LED voll
leuchtet. Damit kann man auch besonders niedrige Spannungen von +Ua
optisch anzeigen und man kann so gut wie sicher sein, wenn die rote LED
nicht leuchtet, ist +Ua praktisch spannungsfrei. Um dies im
ausgeschalteten und an +Ua unbelasteten Zustand zu garantieren, entlädt
R47 C16 vollständig. Die selbe Betrachtung gilt für die komplementäre
Schaltung für die optische Anzeige (grüne LED) der negativen
Ausgangsspannung -Ue.
Abgleicharbeiten
Abgleich der max.Ausgangsströme mit P1 und P2
Die maximalen Ströme an den Ausgängen +Ua und -Ua werden getrennt
eingestellt. Zur Einstellung schliesse man zwischen +Ua oder -Ua und GND
ein Multimeter (Strommessung) und stelle den gewünschten Kurzschlußstrom
an P1 bzw. P2 ein. Wegen dem Dual-Tracking-Prinzip muss die Einstellung
getrennt erfolgen. Damit die Stromabschaltung hier nicht anspricht und
das Relais nicht abfällt, muss man Pin 6 beim Opamp IC:A4 mit GND
verbinden (Bild 3).
Man kann diese Abschaltverhinderung auch umgehen, wenn man an +Ua bzw.
-Ua mittels Lastwiderstand gegen GND den gewünschten maximalen Strom
einstellt und dann die P1 bzw. P2 langsam soweit zurückdreht, bis die
Überstromabschaltung gerade anspricht.
Abgleich der Überspannungsabschaltung mit P4 und P5
Man benötigt dazu ein externes Netzgerät, ein Vorwiderstand Rv zwecks
Strombegrenzung und ein einfaches Strommessgerät. Es kann auch ein
Multimeter sein. Rv kann man weglassen, wenn das externe Netzgerät eine
einstellbare Maximalstrombegrenzung hat, die auf wenige 10 mA
eingestellt werden kann. Man verbindet bei eingeschaltetem
Hochsicherheits-Netzteil und einer definierten Ausgangsspannung +Ua oder
-Ua die genannten Komponenten wie Bild 5 illustriert. Der Abgleich wird
erst bei der positiven, dann bei der negativen Ausgangsspannung
durchgeführt. Die Ausgangsspannung beim externen Netzgerät sollte etwa
50% höher als die Ausgangsspannung +Ua oder -Ua des
Hochsicherheits-Netzteil gewählt werden. Die Überspannung am Ausgang +Ua
bzw. -Ua reduziert sich auf den mit Trimmpotmeter P4, bzw. P5
eingestellten Wert. An diesen Trimmpotmetern können nun nacheinander die
gewünschten relativen Überspannungswerte eingestellt werden. Der Strom,
welcher vom externen Netzgerät in die Überspannungsbegrenzung (Bild 4)
fliesst, ist unkritisch. Es genügen einige zehn Milliampere für diesen
Abgleich. Es sollte einfach nicht zuviel sein, damit sich T10 bzw. T11
nicht unnötig erwärmt.
Für diesen Abgleich muss, nach oben erklärter Methode, die
Überstromabschaltung deaktiviert sein.
Messung und Veränderung der Überstromabschaltverzögerung
Durch das Verändern der beiden Elkos CT1 und CT2 (Bild 3), kann die
Abschalt-Verzögerungszeit verändert werden. Messen kann man sie mit
einer externen Zusatzschaltung, illustriert in Bild 6. Mit ihr testet
man gleichzeitig den positiven (+Test über Rv mit +Ua verbinden) und den
negativen Ausgang (-Test über Rv mit -Ua verbinden) des
Hochsicherheits-Netzteiles. Rv wählt man so niederohmig, dass die
Strombegrenzung mit T4 bzw. T5 (Bild 3) arbeitet, die Ausgangsspannung
an +Ua bzw. -Ua jedoch so noch so hoch ist, damit man sie einwandfrei
mit einem Oszilloskopen messen kann.
Betrieben wird die Schaltung mit einem Impulsgenerator, der mit einem
einstellbaren grossen Bereich des Tastverhältnisses Impulsbreiten im
erwünschten Bereich liefert. Bei High-Pegel am Eingang
(TTL/CMOS-Eingang)der Testschaltung schliessen die beiden
Ausgangstransistoren T1 und T2 an den Anschlüssen +Test und -Test mit
GND kurz. Die Testschaltung ist eingangsseitig TTL-/CMOS-kompatibel. Mit
Hilfe eines Oszilloskopes misst man an den Ausgängen +Ua bzw. -Ua die
Abschaltverzögerung,- also die Zeit zwischen Spannungseinbruch beim
Einsatz des zu hohen Stromes bis zur Nullspannung. Wenn man dabei
ständig auf die Ein-Taste drückt, oszilliert die Schaltung, wie bereits
weiter oben beschrieben. Auf diese Weise kann man besonders leicht die
Abschaltverzögerung mit dem Oszilloskopen beobachten.
Dynamische Messung der Überspannungsbegrenzung
Dazu benutzt man die selbe Testschaltung, wie sie Bild 6 illustriert. Man testet nacheinander den positiven und den negativen Ausgang. Dazu verbindet man e1 mit dem Kollektor und c1 mit dem Emitter von T1 (Bild 3). Danach e2 mit dem Kollektor und c2 mit dem Emitter von T2 (Bild 3). Bei High-Pegel am Eingang der Testschaltung (Bild 6) wird die Kollektor-Emitterstrecke des entsprechenden Reglertransistors T1, bzw. T2 (Bild 3) kurzgeschlossen. Man simuliert damit den Defekt dieser Transistoren. Es erfolgt eine plötzliche Überspannung. Mit dem Oszilloskopen kann man das Einschwingverhalten des Überspannungsbegrenzers an den Ausgängen +Ua und -Ua prüfen. Die Impulsdauer sollte dabei so kurz eingestellt sein, dass die Überstromabschaltung gerade noch nicht anspricht, weil sonst die Beobachtung auf dem Oszilloskopen nur einmal möglich ist. Wenn man bei diesem Test die Impulsbreite ganz langsam vergrössert, kann man auf dem Bildschirm sehr leicht erkennen, bei welcher Verzögerungszeit das Hochsicherheits-Netzteil abschaltet.
Technische Daten
Einstellbereiche (kann auf andere Werte dimensioniert werden):
Ua = ± 0 - ± 5 VDC
Ia = ±10 - ±50 mA
Überspannung = 0 - 30 % über der eingestellten
Ausgangsspannung +Ua und -Ua
Messdaten:
RMS-Störspannungen (Rauschen, HF-Einfluss, Brumm):
Parameter: Ua = ±3 VDC
Ua = +3VDC -3VDC
--------------------------------------
±Ia = 0 mA
f-BW = 20 kHz 5µV 5µV
f-BW = 100 kHz 5µV 5µV
±Ia = 50 mA
f-BW = 20 kHz 5µV 5µV
f-BW = 100 kHz 12µV 7µV
Statische Spannungsstabilität (stat. Quellwiderstand):
dU / dI = 3 mV / 40 mA = 75 m-Ohm
(Prototyp. Wert ist abhängig von der Leiterführung.)
Einschwingvorgang bei einer Laststromänderung von 40 mA:
Einschwingdauer = max. 100 µs
Over- /Undershooting = max. 100 mV
Überstrom-Abschaltverzögerung: 50 - 60 ms
Während dieser Zeit bis zur Abschaltung wirkt die an
den Potmetern P1 und P2 eingestellte Strombegrenzung.
Man stelle diesen Überstrom unterhalb des Worstcase-
Grenzwertes des Datenblattes des zu testenden IC ein.
Eingangsspannungsbereich ±Ue: +8.4 VDC* .... +15 VDC**
-8.4 VDC* .... -15 VDC**
* Darf nicht niedriger sein, damit das
Relais Rel noch einwandfrei anzieht.
Sonst anderer Relaistyp wählen.
** Sollte nicht viel höher als +15 VDC
sein wegen IC:B (siehe Text).
Eingangsströme (EIN): +35 mA bei Ue = +12VDC
-30 mA -12VDC
(Ohne Ausgangslast!)
Eingangsströme (AUS): +15 mA bei Ue = +12VDC (LED-Strom)
- 2 mA -12VDC
Feinsicherung F1 und F2: 100 mA flink (für vorliegende Strom-
dimensionierung)
Überspannungsschutz: Overshoot von 15% während ca. 5 µs ,
nach 50 - 60 ms Abschaltung durch
Überstromabschaltverzögerung.
Es gelang mir nicht, mittels
Überspannungsstresstest, ein HCMOS-IC
zu zerstören, wobei ich das Over-
shooting mit einer Frequenz von etwa
20 Hz minutenlang laufen liess. Die
Betriebsspannung war auf den Absolu-
te-Maximum-Rating-Wert eingestellt.
Thomas Schaerer, 18.09.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 24.09.2003 ; 14.12.2003 ; 17.12.2004 ; 17.07.2006