Autor: Thomas Schaerer

UPDATE: Operationsverstärker I

Thomas Schaerer

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Dieses Update betrifft die beiden neuen Kapitel DER UNBENUTZTE OPAMP UND DIE RICHTIGE BESCHALTUNG und WENN OPAMPS ANDERE OPAMPS STÖREN.

Es kommt bei einem Vierfach-Opamp (Quad-Opamp) immer wieder mal vor, dass man in einer Schaltung nur drei dieser vier Opamps benötigt und da stellt sich die Frage, wie man den unbenutzten Opamp richtig beschaltet.

Im erstgenannten Kapitel (siehe Titelbild) zeigt das Teilbild oben, wie eine völlig falsche Idee entstehen und sich etablieren kann. Es ist genau beschrieben, warum dies unsinnig ist. Das untere Teilbild zeigt, wie man es richtig macht. Die Erklärung umfasst die Single-Supply- (+Ub) und die Dual-Supply-Speisung (±Ub). Berücksichtigt werden dabei „normale“ Opamps und solche mit Single-Supply-Eigenschaften, was nicht exakt das selbe ist wie Opamps mit Rail-to-Rail-Eigenschaften. Dazu kommt noch, was muss man tun, wenn der Opamp nicht unity-gain-stable ist.

Das zweitgenannte Kapitel: In einem Quad- oder auch Dual-Opamp kann man nicht alle Schaltfunktionen gemeinsam integrieren die man gerne haben möchte. So ist es z.B. nicht empfehlenswert eine empfindliche Verstärkerschaltung und ein Rechteckgenerator gemeinsam in einem IC unterzubringen, weil steile Flanken und hohe Amplituden die analoge Schaltung empfindlich stören können. So können leicht Opamps übrig bleiben, die man nicht einsetzen kann und da kommt das erstgenannte Kapitel zum Einsatz.

Gruss Euer
ELKO-Thomas

20 Jahre DE.SCI.ELECTRONICS

Thomas Schaerer

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‚de.sci.electronics‘ ist die deutschsprachige Elektronik-Newsgruppe des Usenet. Martin Huber und ich haben ‚de.sci.electronics‘ vor 20 Jahren Jahren gemeinsam ins Leben gerufen. Nach all den Prozeduren, welche die Vorbereitungsphase zu durchlaufen hatte, wurde ‚de.sci.electronics‘ am Montag den 7. Februar 1994 um 17:09:04h durch einen dafür zuständigen Administrator eröffnet.

Was diese Vorbereitungsphase beinhaltet, ist Teil dieser speziellen Beilage zu meinen Elektronik-Minikursen. Diese Vorbereitungsphase ist im Detail soweit mit notwendigen Links erklärt, dass jedermann/frau in der Lage ist, selbst eine Usenet-Newsgruppe zu irgend einem Thema ins Leben zu rufen. Auch heute ist das noch möglich. Dass sich das lohnen kann, beweist ‚de.sci.electronics‘, die bis heute sehr aktiv geblieben ist.

Dies alles konnte man bisher lesen und ebenso meine persönliche Internetgeschichte, die eng mit der Entstehung von ‚de.sci.electronics‘ zusammenhängt. Um das Jahr 1992/93 kam ich beruflich erstmals mit dem Internet in Kontakt. Das war eine Zeit in der man sich kaum vorstellen konnte was aus dem Internet einmal werden wird. Neben dem E-Mailing bestand mein Umgang zur Hauptsache mit Usenet-Newsgruppen die mich interessierten, dem Informationssystem Gopher und in der Zeit der Morgendämmerung des World-Wide-Web benutzte ich den reinen textbasierten Browser Lynx, zu deutsch der Luchs, – den es übrigens auch heute noch gibt.

Es werden auch Nebenschauplätze erwähnt, wie z.B. der beeindruckend fantastische Meteoriteneinschlag in die Jupiteratmosphäre und wie ein heute offiziell in Vergessenheit geratenes Computersystem viel dazu beigetragen hat das MAUS-Net entstehen zu lassen, wo es die sehr gute Elektronik-Newsgruppe ‚maus.technik.elektronik‘ gab. Leider gab, weil da läuft schon seit vielen Jahren praktisch nichts mehr.

Selbstverständlich gibt es auch eine Gegenüberstellung zwischen dem ELKO-Forum und ‚de.sci.electronics‘. Beide haben ihre Stärken und Schwächen. In einer Sache ist das ELKO-Forum der klare Sieger, in einer ganz andern ist es ‚de.sci.electronics‘. Was es ist, das verrate ich hier nicht. Ich verrate nur soviel, das ELKO-Forum und ‚de.sci.electronics‘ sind keine Konkurrenten. Sie ergänzen sich.

Aus ‚de.sci.electronics‘ entstand die beliebte ‚de.sci.electronics-FAQ‘. Da werden viele Fragen beantwortet die immer wieder gestellt werden und es gibt eine Menge Ratschläge zur Entwicklung von Schaltungen mit vielen Links. Man erreicht diese ‚de.sci.electronics-FAQ‘ mit jeder beliebigen ELKO-Seite ganz oben rechts: Einfach DSE-FAQ anklicken.

Viel Spass beim Lesen des folgenden Spezialbeitrages zu meinen
Elektronik-Minikursen:

Gruss Euer
ELKO-Thomas

Update: EMG-VORVERSTÄRKER DELUXE: Optimaler Schutz für Personen und Elektronik

Thomas Schaerer

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Das Titelbild zeigt in groben Zügen worum es beim aktuellen Update geht. Links sieht man die EMG-Verstärkerschaltung und rechts davon eine kleine Zusatzschaltung, die mittels zwei üblichen Bandgap-Referenzen die Referenzspannung ±Uz liefert, welche zu den Pico-Ampere-Dioden D führt. pA-Dioden – auch mit Transistoren realisierbar – sind nötig wegen des sehr hohen Quellwiderstandes, wenn man intramuskuläres EMG (iEMG) misst. Nur um den INA111 vor Überspannungsimpulsen zu schützen, braucht es ±Uz nicht und man könnte, wie es oft üblich ist, direkt ±Ub benutzen. Die Frage ist, genügt dies auch für den Personenschutz?

Selbst wenn das ganze System betreffs Isolationsspannung, Patientenableitstrom und Patienten-DC-Hilfsstrom nach SEV-Norm korrekt dimensioniert ist, bleibt eine gewisse Unsicherheit ohne die ±Uz-Erweiterung. Angenommen eine der Dioden D geht kaputt und schliesst kurz. Das ist wegen dem Vorwiderstand Re sehr unwahrscheinlich, trotzdem nicht unmöglich. Bei einem solchen Dioden-Kurzschluss liegt entweder +Ub oder -Ub am Eingang +Ue oder/und -Ue. Genau das selbe passiert auch, wenn diese pA-Dioden an ±Uz angeschlossen sind. Dann liegt entweder +Uz oder -Uz am Eingang +Ue oder/und -Ue. Der grosse Unterschied ist allerdings der, dass der DC-Körperstrom durch die beiden Rv-Widerstände begrenzt ist. Diese sind so hochohmig, dass dieser Strom nur etwa 20 µA beträgt, während nach SEV 50 µA erlaubt wären. Dies ist nur deshalb möglich, weil diese Bandgap-Referenzen sich mit weniger als 20 µA für die perfekte Funktion begnügen. Weitere Vorteile, wie z.B. dass mit dieser ±Uz-Methode die Gleichtaktspannung stets sicher unterhalb der ±Ub-Spannung liegt, liest man in diesem Elektronik-Minikurs.

Kleiner Inhalts-Übersicht zu diesem Elektronik-Minikurs:

Es beginnt in Bild 1 mit einem einfachen und sehr preiswerten EMG-Vorverstärker, geeignet zur Messung von EMG-Signalen mittels Elektroden auf der Hautoberfläche. Diese Schaltung eignet sich auch als EMG-Biofeedback. Dies setzt allerdings voraus, dass man die verstärkte EMG-Spannung gleichrichtet, glättet und diese quasistationäre DC-Spannung in eine wahrnehmbare variable physikalische Grösse (z.B. Ton oder Licht) umsetzt. Dies ist allerdings kein Thema in diesem Elektronik-Minikurs. Danach folgt das Haptthema EMG-VORVERSTÄRKER-DELUXE mit dem integrierten Instrumentationsverstärker INA111.

Es grüsst Euer
ELKO-Thomas

Schalten und Steuern mit Transistoren II

Thomas Schaerer

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Das Thema dieses Elektronik-Minikurses ist das praxisbezogene Erlernen einer einfachen Transistorschaltung mit bipolaren Transistoren zum schnellen Schalten von Spannungen mit kleinen Strömen. Man kann universelle Transistoren einsetzen, die hauptsächlich für niederfrequente analoge Anwendungen (Verstärker, Filter) gedacht sind, sofern die niedrige Schaltgeschwindigkeit genügt. Was bei diesen NF-Transistoren täuscht, ist die oft hohe Transitfrequenz von mehr als 100 MHz. Man denkt da leicht, das sind ja weniger als 10 ns und damit lässt sich leicht auch ein schnelles Ein- und Ausschalten von Spannungen realisieren. Aber ganz so einfach ist das nicht. Da muss man schon Transistoren suchen, welche Wertangaben in den Einschalt- (Turn-On-Time), Speicher- (Storage-Time) und Ausschaltzeiten (Turn-Off-Time) enthalten und diese Werte müssen, wenn notwendig, im 10ns-Bereich oder sogar deutlich darunter liegen.

Es gibt zwei Probleme mit denen man sich betreffs hoher Schaltgeschwindigkeit auseinandersetzen muss. Es ist der Sättigungseffekt, den es zu vermeiden gilt und es ist die Millerkapazität, die man kompensieren muss. Ob man überhaupt solche Transistorschaltungen einsetzen will, ist abhängig von der Anwendung. Gibt es eine solche Einheit nur einmal in einer Schaltung, kann sie sich eignen, sonst lohnt es sich nach passenden ICs Ausschau zu halten. Ein schneller Komparator kann durchaus zweckmässig sein oder eine passende Treiberschaltung, bei der es gleich mehrere Einheiten in einem Gehäuse gibt. Aber das ist hier nicht das Thema. Hier geht es um Grundlagen, die leicht in eine Transistorschaltung umsetzbar sind.

Gruss
Euer ELKO-Thomas

UPDATE: Power-Zenerdiode aus Zenerdiode und Transistor | Präzise einstellbare geregelte Power-Zenerdiode

Thomas Schaerer

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Ein Leser entdeckte einen Fehler in einer Skizze. Diesen habe ich korrigiert und nahm diese Aktion für ein Update zum Anlass. Einiges ist neu. Im Kapitel BERECHNUNGSBEISPIEL sind in Bild 4 die Resultate der Ströme eingetragen. Neu dazugekommen ist eine Power-Zenerdiode mit Diode, Transistor und einem integrierten Darlington für einen maximalen Strom von 5 Ampere. Bei allen Schaltungen dieser Art gibt es neu den Widerstand R3 mit einer wichtigen Schutzfunktion.

Mit der Schaltung in Bild 8 folgt die präzis einstellbar geregelte Power-Zenerdiode. Hier muss man allerdings einwenden, dass der Begriff Power-Zenerdiode nicht mehr so recht zutrifft, weil es keine Zenerdiode in der Schaltung mehr gibt. An ihrer Stelle tritt eine hochstabile Bandgap-Spannungsreferenz, die jedoch, trotz komplexer Innenbeschaltung, wie eine Zenerdiode eingesetzt wird. Deshalb habe ich den Begriff Power-Zenerdiode beibehalten. Eine erweiterte Schaltung von Bild 8, dargestellt in Bild 9, zeigt eine geregelte Power-Zenerdiode für den Hochvoltbereich. Man muss nur darauf achten, dass der Power-MOSFET die Spannung aushält. Die Regelschaltung selbst bleibt unverändert. Der einzige Unterschied besteht darin, dass für die Regelschaltung eine zusätzliche Hilfsspannung benötigt wird. Bild 10 ist im Prinzip die selbe Schaltung wie die von Bild 9. Der Unterschied besteht hier, dass die niedrige Betriebsspannung vom variabel einstellbaren Hochvoltbereich abgeleitet wird. Die Dimensionierung dieser Schaltung ist im Detail erklärt. Damit ist es leicht möglich, die Schaltung für andere Spannungsbereiche zu konzipieren.

Zum Titelbild: Das Titelbild zeigt in groben Zügen die Inhalte dieses Elektronik-Minikurses. Bild 1 zeigt eine einfache Power-Zenerdiode im Einsatz zwischen einem Netzgerät und einer Schaltung unter Test. Es geht hier um das Testen einer digitalen Schaltung, die mit 5 VDC betrieben wird. Beim Test will man auch die Betriebsspannung im erlaubten Bereich variieren. Dabei soll die Power-Zenerdiode vor zu einer hohen Spannungseinstellung schützen. Bild 2 zeigt die Prinzipschaltung einer elektronisch geregelten Spannungsbegrezung, im Sinn eines Parallelreglers, hier ebenfalls als Power-Zenerdiode bezeichnet. Die Bilder 3 und 4 deuten dies im Detail an, was im vorherigen Abschnitt zu den Bildern 8 und 10 im Elektronik-Minikurs beschrieben ist.

Gruss
Euer ELKO-Thomas

UPDATE: Operationsverstärker I

Thomas Schaerer

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Dieses Update betrifft das Kapitel DIE Ub/2-REFERENZ UND DER SYNTHETISCHE GND, wobei die Ub/2-Referenz das eigentliche Update-Thema ist. Das Titelbild zeigt drei verschiedene Möglichkeiten zur Erzeugung einer Referenzspannung, die als Abeitspunkt dient. In vielen Anwendungen geht es darum, dass diese Referenzspannung die halbe Betriebsspannung ist. Damit ist es möglich ein Signal symmetrisch auszusteuern, wenn nur eine positive Betriebsspannung +Ub (Single-Supply) zur Verfügung steht. Es gibt aber auch Fälle wo nicht die halbe Betriebsspannung optimal ist zur symmetrischen Aussteuerung. Dies ist im Prinzip immer dann der Fall, wenn ein Opamp-Ausgang zwar bis auf GND, jedoch nicht bis nach +Ub steuerbar ist. Dieser Unterschied spielt jedoch beim vorliegenden Thema keine Rolle. Es geht nämlich nur darum, wann die erste, zweite oder dritte Schaltung im Titelbild zum Einsatz kommen soll. Diese Thematik wurde mit einer differenzierteren Beschreibung und einer erweiterten Skizze im vorliegenden Update verbessert.

Gruss Euer
ELKO-Thomas

Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler und eine einfache Akku-Ladeschaltung mit LM317LZ

Thomas Schaerer

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Das Update besteht aus vielen Verbesserungen in Bild und Text. Neu, gleich in der Einleitung hat es eine Liste von Datenblättern (Links) die man zum Lesen unbedingt benötigt.

Inhalt:

Die kapazitive Ein- und Ausgangsbeschaltung ist ein wichtiges Thema. Da geht es um die Vermeidung von Oszillation und um die Dämfung der Amplituden beim Einschwingvorgang bei schnellen Laststromänderungen am Ausgang und bei schnellen Spannungsänderungen am Eingang, sowie um eine optimale Dämpfung von Störspannungen.

Die Rückfluss-Diode DR ist eine wichtige Lebenversicherung für lineare Spannungsregelschaltungen, ob integriert oder (quasi-)diskret. An einem Beispiel mit dem 7805 wird am „Innenleben“ illustriert, wo die schädlichen Ströme fliessen, wenn die Rückfluss-Diode DR fehlt. Warum es empfehlenswert ist immer diese Rückfluss-Diode DR einzusetzen, illustriert eine einfache Messmethode mit den Resultaten. Ein Rückstrom fliesst dann, wenn der Eingang relativ niederohmig abgeschaltet wird oder im Betrieb der Glättungselko beim Gleichrichter kaputt geht.

Ein weiteres Thema befasst sich mit der Dimensionierung der Ausspannung des LM317(L) und erklärt warum es stets ausreicht, die reduzierte Berechnungsformel zu verwenden. Ebenfalls thematisiert ist die Strom- und Leistungsbegrenzung innerhalb des Safe-Operating-Area.

Praktisches Netzteil für symmetrische Speisung und ein das im Prinzip selbe Netzteil mit einstellbarer Asymmetrie für eine spezielle Anwendung. LM317 und LM337 kommen hier zum Einsatz. Ein Link zu einem andern Elektronik-Minikurs vermittelt Software zur Berechnung von Kühlkörpern. Es sind Online-Berechnungsprogramme.

Ein weiteres Thema widmet sich eingehend dem Einsatz von Konstantstromquellen mit dem LM317(L). Eine praktische Anwendung ist eine kleine Ladeschaltung für einen Akku in einem kleinen Solar-Taschenradio. Ein anderer Einsatz ist möglich mit passender Umdimensionierung. Das liegt beim Leser…

Guss Euer ELKO-Thomas

Im Fokus: 3pin-Spannungsregler am Ein- und Ausgang richtig beschaltet

Thomas Schaerer

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Ein wiederkehrendes Thema besteht in der Unsicherheit, wie man die bekannten 3-beinigen Spannungsregler ein- und ausgangsseitig kapazitiv richtig abblockt und damit in ihrer Funktion stabilisiert. Als Beispiel dient der obere Teil des Titelbildes. In beiden Schaltungen geht es um ein spannungssymmetrisches Netzteil (Dual-Supply), wie es oft zur Speisung von analogen Schaltkreisen (Opamps,…) benötigt wird. Zum Einsatz kommen 78xx (z.B. LM7805) und 79xx (z.B. LM7905). Gemäss Datenblätter der beiden Spannungsregler werden eingangsseitig für C1 = 330 nF und C3 = 2.2 µF verlangt. Auch am Ausgang gibt es Unterschiede, C2 = 100 nF und C4 = 1 µF.

An Stelle von Elkos werden Tantal-Elkos gefordert. Das ist für das Abblocken von Speisespannungen allerdings Schnee von gestern. Mehr dazu erfährt man in diesem Minikurs. Weiter liest man, dass die Kapazität im Falle eines „normalen“ Elko zehn mal so hoch gewählt werden sollte. Diese Forderung steht in Zusammenhang mit der parasitären Induktivität eines „normalen“ Elko. Dieses Problem kann man allerdings locker umgehen, wenn zum „normalen“ Elko ein Keramik-Kondensator (Kerko) von üblicherweise 100 nF parallel geschaltet wird. Trotzdem schadet es nichts die Ein- und Ausgangskapazitäten zu erhöhen. Betreffs der Eingangskapazitäten erst recht nicht, weil die Spannungsregelung sehr oft nach dem Glättungselko (Gleichrichtung) erfolgt, der stets eine hohe Kapazität aufweist. Und auf den Ausgang eines Netzteiles folgt nicht selten eine Schaltung mit eingangsseitig relativ hohen Kapazitätswerten. Natürlich, wichtig bei all dem sind Kerkos um Oszillationsrisiken zu vermeiden. Dies betrifft vor allem den Eingang, wie C2 und C6 zeigt.

Das untere Teil des Titelbildes zeigt links eine kleine Netzteilschaltung mit dem LM317L (L = Lowpower). Die Schaltspannung Us schaltetet den Transistor T ein und aus. Damit wird der Laststrom Ia zwischen 50 und 100 mA mit einer Frequenz von 10 kHz umgeschaltet. Man betrachte dazu das Diagramm auf der rechten unteren Bildseite. Ohne C2 betragen die Amplitudenspitzenwerte beim Einschwingvorgang ±150 mV. Wenn C2 = 100 nF ist der Spitzenwert mit ±200 mV sogar höher!!! Bei C2 = 1 µF ist er mit ±150 mV gleich gross wie ohne C2, jedoch ist die Flankensteilheit und somit der Oberwellenanteil geringer. Erst so um die 10 µF reduziert sich der Amplitudenwert auf 1/3 von ±50 mV. Dieses Experiment soll illustrieren wie sich der Spannungsregler (der Regelverstärker) induktiv verhält und so mit der Kapazität am Ausgang eine Resonanz bilden kann (C2 = 100 nF). Vor allem dann eben, wenn man die Kapazität zu niedrig wählt. Gemäss LM317-Datenblatt sollte C2 = 1µF betragen. Und wie man erkennt, es darf locker auch mehr sein.

Gruss
Euer ELKO-Thomas

Im Fokus: Der Piezo-Effekt

Thomas Schaerer

IM FOKUS ist eine neue Elektronik-Minikurs-Idee. Es geht darum ein Thema in den Raum zu stellen, das von allgemeinem Fachinteresse ist. Dieses Thema wird so weit wie nötig erklärt. Oft bietet Wikipedia eine hervorragende einführende Erklärung, wenn es grundlegend mit Physik zu tun hat. Danach werden Elektronik-Grundlagen- und Elektronik-Minikurse aus dem ELKO vorgestellt, wo das Thema in praktischer Form präsentiert wird. Diesmal geht es um das Thema DER PIEZO-EFFEKT.

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Das Titelbild deutet an worum es geht. Zum Mini-Störsender. Ein wohl kaum bekanntes Beispiel einer nützlichen Anwendung des Piezo-Effektes lässt sich mit einem verbrauchten Feuerzeug realisieren, das eine Piezo-Funken-Zündung enthält. Man entfernt das schützene Vorderteil so, dass der Hochspannungsstift zugänglich ist. Daran befestigt man ein kurzes Stück Draht, das nach dem Hochspannungsstift vollständig isoliert sein sollte. Weil davon soll kein Funken ausgehen. Dieser findet, wie gewohnt, zwischen den beiden Elektroden statt. Der Draht wirkt als Sendeantenne, der steile Transienten der E-Feldstärke erzeugt. Damit lässt sich mit geringstem Aufwand die Störempfindlichkeit einer Schaltung prüfen. Das ist eine durchaus taugliche Methode um herauszufinden, ob z.B. ein Teil einer digitalen Schaltung besonders störempfindlich ist. Wenn man danach mit vielleicht einfachen Massnahmen das Ziel erreicht hat, dass man mit diesem Ministörsender nichts mehr ausrichten kann, hat man nicht alleine nur für den Hobbyeinsatz einer Schaltung schon viel erreicht. Meine persönliche Erfahrung mit dieser Methode…

Die rechte Bildseite zeigt in Beispielen von zwei Verstärker-Schaltungen, wo, wegen der Piezo-Eigenschaften, kein Keramik-Kondensator eingesetzt werden darf. Zum Schluss wird noch ein spielerisches kleines Experiment vorgestellt, mit dem man zeigen kann, wie man die Piezo-Eigenschaft eines Keramik-Kondensators aus einem Lautsprecher hören kann.

Mehr dazu im folgenden neuen IM-FOKUS-Elekronik-Minikurs:

Euer ELKO-Thomas

UPDATE: Lowdropout-Netzgerät mit dem legendären „723“, mit Komplementär-Darlington-Leistungsstufe und Impuls-Foldback-Strombegrenzung

Thomas Schaerer

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Der vorliegende Elektronik-Minikurs ist aus heutiger Sicht teilhistorisch. Als Spannungsregler kommt ein 723-er (z.B. LM723) zum Einsatz, der etwa ähnlich alt ist wie der NE555 (Timer-IC). Beide ICs wurden im Laufe der 1970er-Jahre schnell berühmt und es entstanden viele Anwendungen. Meine Schaltung hier mit einem LM723 stammt aus dem Jahre 1979. Weil ein lineares Netzteil naturgemäss einen schlechten Wirkungsgrad hat, habe ich alle Möglichkeiten ausgeschöpft, den Wirkungsgrad so hoch wie möglich zu halten, mit den damaligen Mitteln die zur Verfügung standen. Um ein Ausgangsstrom im Ampere-Bereich zu realisieren, entwickelte ich damals die Methode der komplementären Darlingtonschaltung. Aus der Literatur kannte ich damals diese Schaltungsart nicht. Ich entdeckte erst viel später, dass die selbe komplementäre Darlingtonschaltung bereits im Jahre 1953 von George Clifford Sziklai erfunden wurde und nach seinem Erfinder als Sziklai-Paar bezeichnet worden ist.

Wenn man für die Überlast- und Kurzschlusssituation den Leistungstransistor nicht unnötig belasten will, kann man beim 723er ein Strom-Foldback realisieren. Der Laststrom nimmt mit der abnehmenden Ausgangsspannung bei Überlast ebenfalls ab. Nachteilig dabei ist, dass der Shuntwiderstand (Rsh) und dessen Verlustleistung im Normalbetrieb grösser wird. Dies erhöht die gesamte Dropoutspannung, die unerwünscht ist, weil deswegen eine höhere Eingangsspannung gefordert ist.

Dies brachte mich damals auf die Idee, die Schaltung so zu ändern, dass unterhalb einer gewissen Ausgangsspannung, wenn wegen Überlastung die Regelung nicht mehr arbeitet, das Netzteil auf Impulsbetrieb umschaltet. Die mittlere Leistung über dem Leistungstransistor bleibt auf diese Weise klein. Natürlich muss man bei einem Impulsbetrieb das Phänomen des Zweiten Durchbruchs berücksichtigen.

Nachdem ich meine Idee mit dem Impuls-Foldback anno 1979 entwickelt und realisierte habe, war für mich dieses Thema Geschichte und ich widmete mich andern Projekten. 34 Jahre später im April 2013 erfuhr ich, dass etwa 20 Jahre später, die Idee noch einmal erfunden wurde und von unterschiedlichen Erfindern zu zwei Patenten angemeldet worden sind. Man nennt das selbe Funktionsprinzip anstelle Impulsfoldback Hiccup. Die Details der Prinzipschaltung liest man in DESIGN & ELEKTRONIK vom April 2013. Es ist ein interessanter Artikel. Sehr empfehlenswert. Ein Kurzbeschrieb mit dem Titel IMPULSFOLDBACK GLEICH HICCUP und einem Link zum erwähnten Artikel, ist die Hauptsache in diesem Update. Die Hiccup-Methode kommt heute in modernen Schaltreglern erneut zur Anwendung.