Schalten und Steuern mit Transistoren II:
Der Sättigungs- und der Miller-Effekt!
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Ein Thema dieses Elektronik-Minikurses ist das praxisbezogene Erlernen
von einfachen Transistorschaltungen mit bipolaren Transistoren (BJT) zum
schnellen Schalten von Spannungen mit kleinen Strömen. Man kann
universelle Transistoren einsetzen, die hauptsächlich für
niederfrequente analoge Anwendungen (Verstärker, Filter) gedacht sind,
sofern die niedrige Schaltgeschwindigkeit genügt. Was bei diesen
NF-Transistoren täuscht, ist die oft hohe Transitfrequenz von mehr als
100 MHz. Man denkt da leicht, das sind ja weniger 10 ns und damit lässt
sich leicht auch ein schnelles Ein- und Ausschalten von Spannungen
realisieren. Aber ganz so einfach ist das nicht. Da muss man schon
Transistoren suchen, welche Wertangaben in den Einschalt-
(Turn-On-Time), Speicher- (Storage-Time) und Ausschaltzeiten
(Turn-Off-Time) enthalten und diese Werte müssen, wenn notwendig, im
10ns-Bereich liegen.
Solche Transistoren gibt es, wie z.B. der bereits betagte
2N708, den man kaum noch
bei den Elektronik-Distributoren bekommt. Seine Schaltzeiten sind mit 40
bis 75 ns auch nicht gerade umwerfend niedrig. Ich verwendete ihn hier
und auch sonst häufig, weil noch viele von diesen 2N708 an Lager sind.
Warum nicht, wenn die Daten genügen. Alternativ gibt es z.B. den
wesentlich schnelleren und moderneren
2N2369
den es auch als
PN2369
im preisgünstigen TO92-Plastikgehäuse und in der SMD-Ausführung gibt.
Die Schaltzeiten liegen zwischen 12 bis 18 ns. Wie diese Schaltzeiten zu
verstehen sind, liest man im Datenblatt. Eine weitere Alternative wäre
der
2N3904.
Allerdings ist dieser Typ mit maximal 50 ns etwas langsamer. Erhältlich
sind diese BJTs, ausser PN2369, bei Farnell (Okt-2017).
Es gibt zwei Probleme mit denen man sich betreffs hoher
Schaltgeschwindigkeit auseinandersetzen muss. Es ist der
Sättigungseffekt, den es zu vermeiden gilt und es ist die
Millerkapazität, die man kompensieren muss. Ob man überhaupt solche
Transistorschaltungen einsetzen will, ist abhängig von der Anwendung.
Gibt es eine solche Einheit nur einmal in einer Schaltung, kann sie sich
eignen, sonst lohnt es sich nach passenden ICs Ausschau zu halten. Ein
schneller Komparator kann durchaus zweckmässig sein oder eine passende
Treiberschaltung, bei der es gleich mehrere Einheiten in einem Gehäuse
gibt. Aber das ist hier nicht das Thema. Hier geht es um Grundlagen, die
leicht in eine einfache Transistorschaltung umsetzbar sind.
Warum nennt sich die URL powsw2.htm? Diese Überlegung ist
berechtigt, weil man erkennt keine PowerSwitch-Anwendung. Es geht zurück
auf den ersten Elektronik-Minikurs dieser Art
Schalten und Steuern
mit Transistoren I.
In diesem Elektronik-Minikurs geht es grundsätzlich um das Schalten mit
Transistoren und dies teilweise auch mit dem Schalten grösserer
Leistungen. Es kommen Darlingtonschaltungen zum Einsatz und
Transistorschaltungen mit Relais. Da ich nicht ausschliesse, dass sich
dieser Trend in diesem Elektronik-Minikurs fortsetzt, z.B. mit dem
Einsatz von Power-MOSFETs, habe ich mich für die selbe URL-Bezeichnung
entschieden.
Schneller Schalter mit NPN-Transistor
Testaufbau-Tipps: Dieses Kapitel vermittelt eine relativ einfache Methode, die es auch dem Elektronikbastler ermöglicht, einen schnellen elektronischen Schalter mit einem bipolaren Transistor (siehe oben) zu realisieren. Schnell bedeutet hier Flankensteilheiten im unteren 10ns-Bereich. Noch schneller heisst, dass es mit einfachen Versuchsaufbauten nicht mehr möglich ist, weil zu sehr störende Effekte wegen parasitären Induktivitäten und Kapazitäten auftreten. Aber auch schon bei den hier gezeigten Anwendung, sollte man von einem üblichen Steckboardaufbau absehen. Empfehlenswert sind Labor-Leiterplatten mit Lötinseln auf der einen Seite und einem GND-Plane auf der andern Seite. Eine solche Leiterplatte gibt es von VERO-Technologies. Man gibt bei Produktsuche/Teilenummer 03-2989 ein. Erhältlich ist dieses Produkt zur Zeit (Okt-2017) auch beim Elektronik-Distributor RS-Online. Auch hier im Suchfenster ebenfalls 03-2989 eingeben. Diese Leiterplatte hat Lötinseln statt parallele Leiterbahnen (die man unterbrechen kann). Mit Lötinseln (auch Lötaugen genannt) und Verdrahtung mit dünnen Drähten erzeugt man niedrigere parasitäre Kapazitäten. Für höherfrequente Schaltungen oder solche mit steilen Schaltflanken sind Lötinseln die bessere Wahl. Um eine einigermassen niedrige GND-Impedanz zu erreichen, kann man für den GND-Pfad mit Lot und Draht zwischen den Inseln breitere GND-Zeilen bilden.
Der Miller-Effekt: Teilbild 1.1 zeigt die einfache
Schalterfunktion mit den parasitären Kapazitäten beim Transistor T. Da
gibt es die Kapazitäten zwischen Basis und Emitter Cbe, zwischen Basis
und Kollektor Cbc und zwischen Kollektor und Emitter Cce. Betrachten wir
zunächst den Eingang zwischen Ue und der Basis von T1, so erkennen wir
zwei passive Tiefpassfilter, nämlich gegeben durch Rb mit Cbe und Rb mit
Cbc. Die Wirkung von Rb mit Cbe können wir aus zwei Gründen
vernachlässigen. Erstens, Cbe reagiert mit Rb nur in dem Bereich, wenn
noch kein Basisstrom fliesst. Fliesst ein Basisstrom, dann ist der
differenzielle Widerstand zwischen Basis und Emitter in aller Regel sehr
viel kleiner als der Basisvorwiderstand Rb. Wie auch immer, man kann Cbe
vollständig vergessen, weil nämlich Cbc mit Rb einen besonders wirksamen
Tiefpasseffekt aufweist. Cbc wirkt als so genannte Millerkapazität.
Diese Kapazität Cbc wird um die Spannungsverstärkung minus 1 wegen dem
Miller-Effekt verstärkt. Dieser Effekt kommt dadurch zustande, dass an
Cbc die (1+|A|)-fache Eingangsspannung von Ue auftritt. |A| ist der
Betrag der Spannungsverstärkung. Wenn diese Verstärkung wesentlich
grösser ist als 1, überwiegt die Multiplikation aus Verstärkung und Cbc.
Cm ~ |A| * Cbc
(Cm = Millerkapazität)
Mehr zu diesem Effekt liest man im
Wikipedia: Miller-Effekt.
Normalerweise spricht man von Verstärkung, wenn der Transistor als
Verstärker im Einsatz ist. Hier arbeitet er jedoch als Schalter.
Trotzdem findet eine Verstärkung statt während der steigenden und der
fallenden Flanke. Teilbild 1.2 illustriert dies. Die Spannung an Rc
multipliziert dem "ominösen" Wert von 40 ergibt die Verstärkung. Bei der
halben Betriebsspannung, in diesem Beispiel 2.5 V, beträgt die
Verstärkung 100. Ist T beinahe im geschalteten LOW-Pegel, also bei Uce =
1V und U_Rc = 4 V, beträgt die Verstärkung 160. Weil dies so ist, kann
ein nicht gegengekoppelter Transistorverstärker nur nichtlinear
verstärken. Verstärkt man allerdings nur sehr kleine
Spannungsänderungen, maximal im unteren mV-Bereich an Ue, hält sich die
Verzerrung am Ausgang Ua in Grenzen. So realisiert man billige
Mikrofonverstärker.
Wie es mathematisch zu dieser Zahl 40 kommt, zeigt ein Weblink von der
Uni Kiel
auf der Seite
Schaltungen mit Transistoren
mit der Formelbeschreibung zur
Wechselspannungsverstärkung.
Massnahme gegen den Miller-Effekt: Teilbild 1.3 zeigt die einfache
und wirksame Massnahme mit Cb parallel zu Rb. Es geht darum die
Millerkapazität zu kompensieren. Wie aber berechnet man Cb? Im Prinzip
in Verbindung mit der selben Formel
(Cm~|A|*Cbc).
Eine konkrete Formel für diesen Fall habe ich bisher nirgends gesehen.
Und dazu kommt, auf praktisches Experimentieren kann man hier eh nicht
verzichten. Man kann je nach Beschaltung von weniger als 10 pF bis
einigen 100 pF ausgehen. Man muss es also mit einem Oszilloskopen
ermitteln. Man erhöht Cb bis sich maximale Flankensteilheiten und gerade
noch keine relevanten Überschwinger (Teilbild 1.3a) an den Flankenenden
zeigen.
Der Nutzen des Miller-Effektes: Es gibt bekanntlich keine
Nachteile ohne Vorteile. So auch hier. Man kann mit Hilfe des
Miller-Effektes sehr langsam arbeitende Integratoren und Timer mit
grossen Einschalt- oder Verzögerungszeiten in analoger Schaltungstechnik
realisieren, weil man, entsprechend der Spannunsgverstärkung mit
niedrigen Kapazitätswerten auskommt. Diese Verstärkung muss man
allerdings mit einem Opamp exakt dimensionieren, um reproduzierbar
akzeptable Werte zu erhalten. Timerschaltungen realisiert man schon
lange besser digital, aber für Integratoren kann es durchaus Anwendungen
geben, wo der Einsatz in analoger Form die richtige Wahl ist.
Der Sättigungseffekt: Der Miller-Effekt ist nicht das einzige
Phänomen, der den Transistor langsamer macht als er sein könnte. Im
Schaltbetrieb arbeitet der bipolare Transistor (BJT) mit einer
wesentlich niedrigen Stromverstärkung als im analogen Betrieb, wenn
Spannungen verstärkt werden. Dieser relativ hohe Basisstrom erzeugt in
der Basis eine hohe Anreicherung von Ladungsträgern. Man bezweckt damit
eine besonders niedrige Kollektor-Emitter-Spannung Uce. Beim Ausschalten
des Basisstromes werden diese Ladungsträger, ohne Massnahmen, nur
relativ langsam aus der Basis entfernt. Diese Massnahme kennen wir
bereits. Es ist der Kondensator Cb parallel zu Rb in Teilbild 1.3. Cb
unterstützt zwei Vorgänge: Cb sorgt für mehr Frequenz-Bandbreite und
steilere Schaltflanken durch Kompensation des Miller-Effektes und Cb
sorgt für das schnellere Ausräumen der Ladungsträger aus der Basis. Dazu
lese man zunächst das Kapitel "Schneller Transistor-Schalter mit
Diode" im ELKO-Grundlagenkurs zur Schaltungstechnik
Transistor als Schalter
von Patrick Schnabel.
Sättigungs- und Miller-Effekt: Teilbild 2.1 wiederholt als
dimensioniertes Beispiel, diese
Schaltung
aus dem ELKO-Grundlagenkurs. Der verwendete schnelle Transistor in Bild
2 ist der 2N708 (T1). Anstelle des BAT85 verwende ich für D1 die
BAT43-Schottky-Diode. Für steilflankige Schaltvorgänge ist es oft nötig
einen etwas höheren Kollektorstrom als sonst üblich, wegen den
parasitären Kapazäten,einzusetzen. Es kommt daher auch sehr darauf an,
dass die parasitäre Kapazität (z.B. Leiterbahn) an Ua so niedrig wie
möglich gehalten wird. D1 verhindert die Sättigung von T1. BAT85 oder
BAT43 haben, weil Schottky, die fast gleiche Schwellenspannung. Bei
einem Strom von 3 mA (Ie) sind es etwa 300 mV. Der LOW-Pegel an Ua (Uce
von T1) ergibt sich aus der Basis-Emitter-Spannung von T1 minus der
Spannung über der Schottky-Diode D1. Das sind etwa 0.5 V. Sperrt T1,
fliesst kein Kollektorstrom. An Ua (Uce) liegt die Spannung von +Ub (+5
VDC). Der Ausgangswiderstand der Schaltung ist stark asymmetrisch. Bei
LOW-Pegel ist er extrem niederohmig, weil T1 wie ein geschlossener
Schalter wirkt. Bei HIGH-Pegel entspricht der Ausgangswiderstand dem
Wert von R3.
Warum müssen es Schottky-Dioden sein? Etwa weil sie schneller sind als
"normale" Silizium Dioden? Bei der vorliegenden Anwendung kann man dies
verneinen, weil z.B. die vermutlich bekannteste Kleinsignal-Diode der
Welt, die 1N914 (1N4148) eine gleich kurze Recovery-Time von etwa 4 ns
hat, wie die hier genannten Schottky-Dioden BAT85 und BAT43. Der einzige
Grund für den Einsatz von Schottky-Dioden ist der, dass die
Schwellenspannung signifikant niedriger ist als die einer "normalen"
Siliziumdiode. Diese hat den fast selben Spannungswert wie die
Basis-Emitter-Spannung eines Silizium-Transistors.
Alle drei Schaltungen in Bild 2 arbeiten als schneller
Spannungsinverter. Dimensioniert ist er für eine Eingangs-3V-Logik (R1 =
1k) oder Eingangs-5V-Logik (R1 = 1k8). Auch TTL-Spannungswerte sind
deshalb möglich.
Teilbild 2.2 zeigt eine weitere Verbesserung zur Reduktion der Sättigung
mit einem zusätzlichen Widerstand R2 im T1-Basiskreis. Dieser bewirkt
eine etwas höhere Kollektor-Emitter-Spannung im LOW-Zustand. Diesem
eventuellen Nachteil steht der Vorteil einer höheren Geschwindigkeit
bzw. steileren Schaltflanken gegenüber (noch geringere Sättigung).
Anstelle von R2 kann man antiparallel auch zwei Schottky-Dioden (D2 und
D3) schalten. Diese haben die selbe Wirkung, wie R2 mit 270 Ohm. Der
Vorteil des Widerstand R2 ist die leichte Justierbarkeit des
Kompromisses zwischen Flankensteilheit und minimaler Ua (Uce) bei
LOW-Pegel. Ein Trimmpot eignet sich wegen der zusätzlichen parasitären
Kapazität und Induktivität eher nicht. Man muss es ausprobieren mit
Fixwiderständen.
Teilbild 2.3 ging aus meiner Unterstützung an einem Projekt eines
Kollegen hervor, der mit einem schnellen Schalter aus einem
3V-Logiksignal ein 5V-Logiksignal verstärken und schalten wollte.
Teilbild 2.3 berücksichtigt zusätzlich die Kompensation des
Miller-Effektes durch C1, wie bereits in Zusammenhang mit Bild 1
beschrieben. C1 ist während der sehr kurzen Dauer der Schaltflanke sehr
niederohmig und dies setzt voraus, dass die Taktquelle TQ dazu passend
niederohmig (Rq) sein muss. Man stelle sich vor, die steigende und die
fallende Flanke folgen ununterbrochen aufeinander, dann ist es ein
dreieckähnliches Signal mit einer Frequenz von 25 MHz (1/40 ns). Der
kapazitive Widerstand (Kapazitanz) von C1 beträgt dann etwa 135 Ohm. Das
ist ein kleiner Bruchteil von R1. Dieser doch recht grosse Unterschied
erlaubt deshalb nur eine Frequenz bis knapp 10 MHz ohne signifikante
Impulsverzerrung. So etwa kann man dies mit einem typischen
Messplatz-Taktgenerator mit einem ebenso typischen 50-Ohm-Ausgang (Rq)
feststellen. Nur ist das nicht der praktische Anwendungsfall.
Realistisch ist es, dass man eine solche Schaltung, wie Teilbild 2.3
zeigt, zwischen zwei Schaltungen einsetzt und da ist es wichtig darauf
zu achten, dass die Taktquelle, die an Ue angeschlossen ist, wirklich
niederohmig genug ist.
Da es eine 3-Volt-Logikschaltung sein kann, betrachten wir als Beispiel
im Datenblatt des
74LV00
die "DC ELECTRICAL CHARACTERISTICS". Man stellt fest, dass bei
einer Betriebsspannung von 3.3 VDC und Ausgangsströmen von -6 mA und 6
mA die typische Spannungsreduktion am Ausgang (V_OH) und der typische
Spannungsanstieg (V_OL) etwa 0.2 V bzw. 0.25 V beträgt. Daraus errechnet
sich ein Quellwiderstand von 33 Ohm bzw. 42 Ohm. Die Schaltung in
Teilbild 2.3 müsste also problemlos funktionieren. Andere
3-Volt-Logikschaltkreise sollten die selben oder bessere Ausgangswerte
haben. Zur zusätzlichen Verbesserung ist es allerdings erlaubt, zwei
oder auch mehrere Treiber oder Gatter von CMOS-Logik-ICs parallel zu
schalten. Dies ist bei CMOS erlaubt, jedoch nicht bei Logikschaltkreisen
mit bipolaren Ausgangstransistoren (BJT), wie dies bei (ALS-)TTL der
Fall ist.
Das Schalten mit MOSFETs und der Miller-Effekt
Da wir es hier auch mit MOSFETs zu tun haben, stellt sich die Frage, ob
es diesen Sättigungseffekt durch die Anreicherung von Ladungsträgern
auch gibt. Nein, den gibt es nicht beim MOSFET. Beim MOSFET - oder
generell bei FETs (z.B. J-FET) - muss die Gate-Source-Kapazität
geladen werden, ehe der FET leiten und schalten kann.
Ein anderes Thema dieses Elektronik-Minikurses ist das praxisbezogene
Erlernen einer einfachen Transistorschaltung zum Schalten mit MOSFETs
unter der Berücksichtigung des Miller-Effektes. Auslöser zu diesem
Miller-Effekt-Thema war eine Diskussion im
ELKO-Forum
mit dem Titel
Schalten mit Mosfet - Lowseitig.
Dieses Schaltbild ist ein Vorschlag von Offroad-GTI.
Es geht darum, dass die relativ hohen Kapazitäten zwischen Gate und
Source und aber vor allem zwischen Drain und Gate, weil sich hier der
Miller-Effekt auswirkt, im Schaltungsdesign berücksichtigt werden müssen.
Dies ganz besonders bei Hochleistungs-MOSFET weil da diese Kapazitäten,
teils im nF-Bereich, beträchtlich hoch sind. Wir wollen uns hier damit
befassen, welche Folgen es haben kann, wenn man auch für nur langsame
Schaltvorgänge, jedoch bei hohen Schaltströmen, das Gate zu hochohmig
ansteuert. Dies zu thematisieren ist nicht unwichtig, weil man leicht
auf die Idee kommt, wenn man eine Last nur wenige Male ein- und
ausschaltet, reicht es hochohmig anzusteuern, weil der
Gate-Source-Widerstand eh um viele Grössenordnungen grösser ist. Aber
ganz so einfach ist es nicht. Anstoss zu diesem Thema gab
xy mit folgendem Text zum Schaltbild (siehe
Link oben): "Falls aber im laufenden Betrieb
geschaltet werden soll, sind 100k-Ohm u.U. viel zu viel. Das Gate wird
dann zu langsam entladen und der Miller-Effekt trägt seinen Teil bei, man
gerät ruckzuck ausserhalb der
SOA".
Mit Bild 3 folgt ein Experiment zur Sache des Miller-Effektes. Zunächst
gibt Teilbild 3.1 ein Teil der Schaltung wieder, die
hier
(siehe rote Pfeile) zu sehen ist. In Teilbild 3.1 ist zusätzlich der
Schalter S gezeichnet. Wird S geschlossen, erfolgt der Stromanstieg am
Lastwiderstand
RL wegen R7 mit nur 1 k-Ohm sehr schnell, weil die
Gate-Source-Kapazität CGS und die
Gate-Drain-Kapazität CGD (erzeugt die
Millerkapazität) schnell geladen sind. Wird S geöffnet, erfolgt der
Stromabfall am Lastwiderstand RL wegen R4 mit 100
k-Ohm sehr langsam, weil die Gate-Source-Kapazität
CGS und die Gate-Drain-Kapazität
CGD (-->Millerkapazität) langsam entladen werden,
wobei die Verlangsamung stärker durch die Gate-Drain-Kapazität
(-->Millerkapazität) als durch die Gate-Source-Kapazität verursacht
wird. Genau genommen wird CGD nicht auf- und
entladen, sondern umgeladen. Beim Umladevorgang wird die Polung
gewechselt.
Für den Testzweck eignet sich ein mechanischer Schalter S nicht. Es
empfiehlt sich ein Rechteckgenerator. Man könnte anstelle des
mechanischen Schalters S einen Transistor einsetzen, jedoch geht es
einfacher mit einer Diode, wie dies Teilbild 3.2a zeigt. Der
Shuntwiderstand wir hier nicht benötigt.
Die steigende Flanke an Ue erzeugt eine etwa ebenso steile invertierte
fallende Flanke an Uds (ds = Drain-Source), weil nur der niederohmige
Widerstand R7 mit 1 k-Ohm wirkt. R4 mit 100 k-Ohm ist in diesem Moment
durch die Diode D überbrückt. Genau genommen nicht ganz, weil sobald an
D die Durchflussspannung von etwa 0.7 V (Silizium) unterschreitet, wirkt
alleine R4 für noch kurze Zeit. Die nachfolgende fallende Flanke an Ue
bewirkt an Uds eine deutlich weniger steile steigende Flanke. Die
geringere Steilheit verursacht der höhere Entladungswiderstand, gegeben
durch R4 und R7. Dabei wird CGS entladen und
CGD umgeladen, wie bereits erklärt.
Die Anstiegszeit von Uds ist mit DEL (Delay) bezeichnet. Delay, weil
durch die geringere Flankensteilheit die Maximalspannung von +10 V
verzögert erreicht wird. Einfachheitshalber ist die steigende Uds-Flanke
linear gezeichnet, was nicht zutrifft, aber hier keine Rolle spielt. Bei
der vorliegenden dimensionierten Versuchsschaltung in Teilbild 3.2a
beträgt der DEL-Wert 0.1 ms (gemessen). Der Gate-Source-Kapazität
beträgt 1.2 nF (gemessen). Schaltet man parallel dazu eine Cx-Kapazität
von 1 nF, ist das beinahe eine Kapazitätsverdopplung. Der DEL-Wert
steigt aber nur um 50% auf 0.15 ms. Dies steht wohl in dem Zusammenhang,
dass mit der dabei zunehmenden Drain-Sourcespannung alle Kapaziäten,
nämlich zwischen Drain-Source, Gate-Drain und Gain-Source teils
empfindlich abnehmen. Deutlich stärker wirkt sich Cx aus, wenn diese
zusätzliche Kapazität zwischen Gate und Drain geschaltet ist. Da erhöht
sich der DEL-Wert gleich um das Vierfache von 0.1 ms auf 0.4 ms. Der
erwähnte Kapazitätsrückgang bei der ansteigenden Drain-Source-Spannung
ist etwa gleich gross, aber da wirkt die Verstärkung der Cx-Kapaziät im
Rückkopplungspfad, die man als den Miller-Effekt bezeichnet. Es empfiehlt
sich dies nachzuvollziehen mit Hilfe des Datenblattes des
Leistungs-MOSFET
IRLZ34N.
Es geht hier um
Figure 5.
Teilbild 3.2b ist selbsterklärend.
Safe-Operating-Area (SOA): Teilbild 4.1 ist die Wiederholung von
Teilbild 3.1. In Teilbild 4.2 betrachten wir was leistungsmässig mit dem
MOSFET passiert, während der langsamen Anstiegsflanke DEL
(Ausschaltvorgang von der Last RL). Im noch
eingeschalteten Zustand der Last, ist die Drain-Source-Strecke mit
weniger als 40 m-Ohm extrem niederohmig. Die Verlustleistung ist
praktisch gleich Null. Bei der halben Uds-Spannung (5 V) ist die
Verlustleitung des MOSFET gleich gross wie die von der Last. Mit weiter
ansteigender Uds-Spannung nimmt die MOSFET-Verlustleistung und die
Leistung der Last weiter ab und erreicht den Nullwert bei Uds = 10 V.
Die Spannungskurven sind idealisiert dargestellt.
Wir betrachten jetzt das
SOA-Diagramm
(Figure 8) im IRLZ34N-Datenblatt. Man erkennt sogleich, dass man mit
diesem Experiment absolut sicher innerhalb der SOA-Grenze ist. Selbst
dann wenn die ansteigende Flanke nicht 0.1 ms sondern 10ms aufweist,
wäre eine Drain-Source-Spannung von 50 V zulässig. Eine Ansteuerung mit
einem Gate-Vorwiderstand von 100 k-Ohm erlaubt z.B. eine
Drain-Source-Spannung von maximal 30 V bei einem Strom maximal 30 A
während einer Dauer von maximal 0.1 ms (Parameter). Bei so kleinen
Strömen und Leistungen wie in diesem Experiment, darf man problemlos ein
Kleinleistungs-MOSFET einsetzen. Da aber eine Last von 8 Ohm relativ
niedrig ist, sollte man schon darauf achten, dass der
RDSon-Wert mindestens im unterem 100-m-Ohm-Bereich
liegt. Der berühmte BS170
käme jedenfalls nicht in Frage...
Ausräumen der Ladungsträger mit bipolarem Transistor (BJT)
Dieses neue Kapitel erweitert das Kapitel "Schneller Schalter mit
NPN-Transistor". Es gibt bekanntlich zwei begrenzende Ursachen, die
zur Reduktion der Schaltgeschwindigkeit führen, wenn der bipolare
Transistor (BJT) zum Einsatz kommt. Es ist der Sättigungseffekt und der
Miller-Effekt. Gegen den Miller-Effekt wirkt der Kondensator Cb parallel
zum Basiswiderstand Rb in
Teilbild 1.3.
Bei einer BJT-Schaltung mit niedrigem Kollektorstrom beteiligt sich Cb
auch beim Ausräumen der Ladungsträger aus der Basis. Beim Schalten von
einem Kollektorstrom, bereits im 100mA-Bereich, ist dies jedoch nicht
mehr der Fall, wie wir noch sehen werden.
Will man die Schaltgeschwindigkeit zusätzlich erhöhen, muss man den
Sättigungseffekt reduzieren. Dies geschieht mit einer Schottky-Diode
zwischen Basis und Kollektor. Nachteilig dabei ist die Erhöhung der
Kollektor-Emitterspannung auf mindestens 0.5 V. Mit einer Verbesserung
der Schaltgeschwindigkeit erhöht sich diese Spannung zusätzlich bis auf
etwa 1 V. Wobei dieser Wert gilt für kleine Kollektorströme im mittleren
10-mA-Bereich bis maximal etwa 100 mA, je nach Transistor-Typ. Will man
das Optimum erreichen mit Begrenzung der Sättigung und Kompensation des
Miller-Effektes, kommt die Schaltung von
Teilbild 2.3
zur Anwendung.
Es gibt noch eine ganz andere Methode um den Sättigungseffekt zu
reduzieren oder besser erklärt, zeitlich zu verkürzen, wenn beim
Ausschaltvorgang ein weiterer Transistor (BJT) hilft, die Ladungsträger
möglichst rasch aus der Basis zu fegen, - etwas bildlich formuliert.
Bild 5 zeigt eine Experimentierschaltung zum Schalten eines
Kollektorstromes mit dem Allrunder-NPN-BJT
BD239.
Ob BD239, BD239A, BD239B oder BD239C spielt hier keine Rolle. Warum,
erkennt man beim Studium des Datenblattes in Verbindung zur Anwendung
hier.
Das folgende Bild mit dem bearbeiteten
Figure 2
aus dem BD239-Datenblatt zeigt für die beiden Bilder 5 und 6, betreffs
Kollektorstrom von 1 A und 200 mA (Parameter), die zugehörigen
Basisströme von etwa 36 mA und 7.5 mA mit den resultierenden
Kollektor-Emitter-Sättigungsspannungen von weniger als 0.2 V, bzw.
weniger als 0.1 V. Diese Spannungswerte sieht man in den Teilbildern
5.1b, 5.2b (<0.2V) und Teilbildern 6.1, 6.2b (<0.1V).
Ab hier werden u.a. die Inhalte von Bild 5 und Bild 6 verglichen, daher
empfiehlt es sich beide Bilder gemeinsam in einem Bild beobachten. Dazu
einfach
hier
anklicken.
Teilbild 5.1a zeigt die Experimentierschaltung. Das bedeutet, sie
ist ein Beispiel dafür wie sich die Spannungsflanken (Teilbild 5.1b)
beim Ein- und Ausschalten eines Kollektorstromes von 1 A mit dem
Kleinleistungs-Transistor BD239 verhalten. Man kann diese
Experimentierschaltung für den persönlichen Bedarf passend anders
dimensionieren, auch mit andern bipolaren Transistoren (BJT), Dioden,
Kollektor- und Basiswiderstand, Betriebsspannung (+Ub), Impulsspannung
(Ue), Impulsdauer und Impulsfrequenz.
Die kleinen Pfeile von der T1-Basis zum T2-Emitter und weiter vom
T2-Kollektor nach GND, zeigen den Pfad der Ladungsträger, wenn Ue auf
GND-Potential liegt.Es fliesst sehr kurzfristig ein T2-Basisstrom. Der
Ausräumungseffekt der Ladungsträger ist sehr schnell, weil der Vorgang
ebenso sehr niederohmig erfolgt. Im Betriebszustand (Ue = 5V) liegt
zwischen Basis und Emitter von T1 (GND) die typische Spannung von etwa
0.8 V. Beim Ausschalten, Ue geht von 5V auf GND, liegt kurzzeitig diese
Spannung von etwa 0.8 V zwischen Emitter und Basis von T2 in Serie mit
R1. Dies hat zur Folge, dass kurzzeitig ein relativ grosser Strom von
der T1-Basis via Emitter und Kollektor von T2 direkt nach GND fliesst.
T2 muss dazu nur eine geringe Stromverstärkung aufbringen. Dies hat zur
Folge, dass die Flankenzeit von Ua bei der Ausschaltung von T1 etwa
gleich lang dauert wie Flankenzeit beim Einschalten (Teilbild 5.1b), -
je etwa 1 µs.
Teilbild 5.1c: Das beinah selbe Resultat erzielt man, wenn man in
den Basis-Pfad von T1 R1 mit 270 Ohm und parallel dazu ein
Keramik-Kondensator (Kerko) von 27 nF schaltet. Störend dabei ist
allerdings, dass beim Einschaltvorgang von T1 Ue zunächst auf etwa 3 V
reduziert ist und während dem Ladevorgang von C (27 nF) auf 5 V
ansteigt. Das ist nicht so linear wie es hier gezeichnet ist. Grund
dafür ist der Quellwiderstand Rq des Generators von 50 Ohm, der oft bei
solchen Geräten üblich ist. Man sieht mit diesem Beispiel eindeutig der
Vorteil von der Schaltung in Teilbild 5.1a, weil T2 die Aufgabe von C in
Teilbild 5.1c übernimmt und so die Signalquelle nicht unnötig belastet
wird beim Ausräumen der Ladungsträger aus der T1-Basis.
Teilbild 5.2a zeigt die selbe Experimentierschaltung. Hier ist
die Verbindung zwischen T2-Kollektor und GND getrennt. Die längere
Ausschaltzeit von T1 mit etwa 3 µs statt etwa 1 µs, bei unbenutzt
offenem T2-Kollektor, zeigt deutlich, wie sich der Ausräumprozess der
Ladungsträger aus der T1-Basis, via Emitter-Basis-Diode von T2 und R1,
verlangsamt. Das verhält sich ähnlich, wie wenn man zur Diode D mit
umgekehrter Polung eine zweite Diode parallel schaltet. Diese würde auch
gar kein Sinn machen, weil da kann man gerade so nur R1 direkt vor die
Basis schalten, wie dies Teilbild 5.1c zeigt, wobei ohne C mit 27 nF die
Schaltflanken von Ua deutlich zuwenig steil sind. Mit C ist dies nicht
der Fall, jedoch mit dem weiter oben bereits beschriebenen Nachteil.
Nochmals Teilbild 5.2a: Beim Ausräumen der Ladungsträger von der
T1-Basis via Emitter-Basis-Diode von T2 und R1 zum GND-Pegel von Ue,
verlangsamt sich der Vorgang, desto niedriger die Basis-Emitter-Spannung
von T1 (Emitter fix auf GND) wird. Wenn dieser Wert bei etwa 0.5 V oder
0.4 V liegt, fliesst so gut wie kein Strom mehr aus der T1-Basis.
Allmählich so langsam wie wenn die T1-Basis offen ist. Auf diese Weise
dauert es dann lange bis die Sperrzone von T1 wieder aufgebaut ist. Die
Angelegenheit mit dem offenen T2-Kollektor hat keine praktische
Bedeutung, es soll nur die Situation verdeutlichen und gleichzeitig
zeigen, wie wirksam T2 arbeitet, wenn der Kollektor mit GND verbunden
ist.
Darlington-Fehler (Teilbild 5.3): Man sieht gelegentlich
Schaltungen mit einem diskret realisierten Darlington aus zwei
Einzeltransistoren ohne den Widerstand zwischen Basis und Emitter von
T2. Dieser Widerstand ist dann nicht zwingend nötig, wenn der Darlington
stets unter Strom steht und sich dieser relativ langsam ändert.
Reduziert sich der T1-Basisstrom jedoch schnell, kann es sein, dass die
T2-Basis mit dem Ausräumen der Ladungsträger nicht folgen kann. Schlecht
ist es dann, wenn der Darlington schnellen Schaltvorgängen genügen
sollte. Das funktioniert dann einfach nicht mehr. Hier hilft dieser
Widerstand. Zwischen Basis und Emitter von T1 braucht es nur dann ein
Widerstand, wenn die T1-Basis elektronisch oder mechanisch unterbrochen
wird. Diese Angelegenheit hier nur andeutungsweise erwähnt, weil es zum
Thema gerade passt. Übrigens, bei integrierten Darlingtons haben oft
beide Transistoren diese Widerstände mit integriert, den für den
Transistor T2 ist in der Regel integriert, wie es dieser
ELKO-Grundlagenkurs mit der Prinzip-Schaltung illustriert:
Teilbilder 6.1a und 6.2b zeigen die selben Schaltungen wie die in
den Teilbildern 5.1a und 5.2b. Der gemeinsame Unterschied besteht nur
darin, dass der Kollektorstrom von T1 (BD239) anstelle von 1 A nur 0.2 A
und die Betriebsspannung +Ub +20 VDC statt +8 VDC beträgt.
Dementsprechend niedriger ist der Basisstrom mit R1 von 470 Ohm statt
100 Ohm. Es interessiert uns wie sich das Öffnen der Verbindung des
T2-Kollektor mit GND, die Ausschaltung des aktiven Ausräumeffektes,
unterschiedlich auswirkt.
Während beim höheren Kollektorstrom von 1 A mit einer Stromverstärkung
von etwa 28, die vollständige Sättigung von Ua < 0.2 V nur so lange
andauert, wie Ue auf 5V liegt (Teilbild 5.1b), dauert bei einem
Kollektorstrom von nur 0.2 A mit einer Stromverstärkung von etwa 27, die
vollständige Sättigung von Ua < 0.1 V bis etwa 1 µs nachdem Ue wieder
auf GND liegt (Teilbild 6.1b). Soviel zum Vergleich, wenn in beiden
Schaltungen (Teilbilder 5.1a und 6.1a) der T2-Kollektor mit GND
verbunden ist und so die Ausräumung der Basis-Ladungsträger aktiviert
ist.
Wir vergleichen jetzt die beiden Teilbilder 5.2a und 5.2b mit den beiden
Teilbildern 6.2a und 6.2b. Der aktive Ausräumeffekt ist ausgeschaltet
durch die Trennung des T2-Kollektor vom GND. In den beiden Schaltungen
5.2a und 6.2a wirkt nur noch die reduzierte Ausräumung der
T1-Basis-Ladungsträger durch die Emitter-Basis-Diode von T2 via R1 nach
Ue, wenn Ue auf GND-Potential liegt. Teilbild 5.2b zeigt wie Teilbild
5.1b, dass die Sättigung nur solange andauert wie Ue auf 5 V liegt. Dies
im Gegensatz zu Teilbild 6.2b, wo die vollständige Sättigung mit
Ua < 0.1 V bis etwa 4 µs, nachdem Ue wieder auf GND liegt, dauert.
Danach steigt Ua relativ langsam an (Untersättigung) bis zu dem Moment
wo Ue auf 5 V steil ansteigt und Ua wieder auf GND erneut in die
Sättigung gelangt. Der kurzzeitige Ua-Spitzenwert liegt bei etwa 18 V.
Dies ergibt sich aus der Schaltung 6.2a und der Periode der
Ue-Rechteckspannung mit 12 µs, entsprechend einer Frequenz von 83.33 kHz.
Periode und Frequenz sind nur ein Experimentier-Beispiel, man kann auch
andere Werte wählen. Das muss man zwangsläufig, wenn die Schaltung
andere Transistoren und Stromwerte aufweist.
Nochmals den Miller-Effekt: Dazu betrachten wir die Schaltung in
Teilbild 6.1a mit dem Diagramm 6.1c. Das Einzige was der Kondensator C
mit einer Kapazität von 1 nF bewirkt, ist die Reduktion der Flankenzeit
der sinkenden Ua-Schaltflanke von etwa 1 µs auf etwa 50 ns. Auf den
Ausräumeffekt hat C bei dieser niedrigen Kapazität keinen nennenswerten
Einfluss.
Linkliste
- Elektronik-Grundlagen: Siehe Kapitel "Halbleitertechnik"!
- Bauelemente: Siehe Kapitel "Aktive Bauelemente" alles über Transistoren!
- Schaltungstechnik: Siehe Kapitel "Transistorschaltungen" alle Themen!
- Bipolarer Transistor: Normale Transistoren haben eine NPN- oder PNP-Schichtfolge und werden bipolare Transistoren genannt.
- Unipolarer Transistor - Feldeffekt-Transistor: Ein elektrisches Feld steuert den Stromfluss durch den leitenden Kanal des Feldeffekt-Transistor (FET).
- MOS-Feldeffekttransistor (MOS-FET): Es wird auf den selbstsperrenden MOSFET eingegangen, wie er u.a. in Anwendungen von Leistungssteuerungen eingesetzt wird. Es ist der Anreicherungstyp.
- Transistor als Schalter: Man beachte "Schneller
Transistor-Schalter mit Diode".
- Übersteuerung und Sättigung (Transistor): ELKO-Grundlagenkurs zur Eklärung des Unterschiedes zwischen Übersteuerung und Sättigung beim schaltenden Transistor.
- Schalten und Steuern mit Transistoren I
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- Komplementärdarlington-Transistorschaltung
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NPN-Komplementärdarlingtonstufe
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Anwendung mit einem Hochspannungs-MOSFET für kleine Ströme und Leistungen (Bild 3).
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Es kommt der Lowpower-MOSFET BS170 zum Einsatz in Bild 4.
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Transistoren (Bipolar und MOSFETs)
Spezielles über Transistoren
Transistorschaltungen
Thomas Schaerer, 16.12.2013 ; 25.05.2015 ; 09.10.2017