Lowdropout-Netzgerät mit dem legendären "723",
mit Komplementär-Darlington-Leistungsstufe und
Impuls-Foldback-Strombegrenzung

 

Einleitung

Elektronik-Minikurse ohne etwas Elektronik mit dem legendären integrierten 723er-Spannungsregler, wäre eine echte Lücke, obwohl dieses IC in professionellen Netzgeräten wohl kaum noch Anwendung finden dürfte. Ich drücke mich mit "dürfte" absichtlich vorsichtig aus, weil der Elektronik-Distributor Farnell in seinem 2013-Katalog mit LM723CN, LM723CH, LM723H (besonders teure Version), UA723CD, UA723CN und KA723 immerhin sechs verschiedene 723-Spannungsregler an Lager führt. Der KA723 wurde im Jahre 2002 neu in das Sortiment aufgenommen. Irgandwann neu dazugekommen und von mir entdeckt im Mai 2013, ist der NTE923 von NTE-Electronics als Ersatz für den legendären 723. Dafür, dass diese ICs ständig Lagerkosten verursachen, ist es etwas schwierig vorstellbar, dass Farnell diese 723-Produkte bloss als "Ladenhüter" in den Regalen hält und dies vielleicht sogar aus sentimental-historischen Gründen... :-)

Elektronikartikels mit dem 723er-Spannungsrgeler gab es in der Vergangenheit in grosser Zahl. Wer sich dafür interessiert, wird in alten ELEKTOR- und ELRAD-Zeitschriften und in andern älteren Elektronik-Magazinen fündig. Viele Anwendungen findet man mit Hilfe von GOOGLE-Bilder hier in 723-Anwendungen, und als Ergänzung dazu hier das LM723-Datenblatt, das beim Lesen dieses Elektronik-Minikurses gebraucht wird und ebenfalls einige Application-Notes enthält.

Dieser Elektronik-Minikurs geht zurück in eine Zeit als es erst begann mit käuflichen Schaltnetzteilen und diese waren erst noch sehr teuer, ganz besonders die anfänglichen Schaltregler. Ich musste damals - es war im Mai des Jahre 1979 - für TTL-Schaltungen Einschub-Netzteile realisieren. Bei einer Spannung von 5 VDC musste das Netzteil 3 A liefern. Die Verwendung des "723" mit zusätzlichen Leistungstransistoren war damals für so etwas sehr üblich. Die zwei Methoden der Strombegrenzung, mit oder ohne Foldbackcharakteristik, ist interessant. Der grosse Nachteil der (linearen) Foldbackcharakteristik motivierte mich damals zu einer kleinen Erfindung. Ich nannte sie die Impuls-Foldback-Strombegrenzung.

Die Hiccup-Strombegrenzung: Doch bevor es hier zu dieser Impuls-Foldback-Strombegrenzung kommt, alles schön der Reihe nach, wobei ich noch vorauschicken möchte, dass es hier viel mehr darum geht ein Prinzip zu vermitteln und weniger darum etwas nachzubauen, weil die Schaltung selbst kann man heute praktisch als überholt betrachten. Wer ein 5-VDC-Netzteil braucht, besorgt sich in der Regel ein Schaltnetzteil von der "Stange". Eine spezielle Anwendung kann es jedoch dann geben, wenn man für ein elektronisch sehr empfindliches Gerät kein Schaltnetzteil wegen den hochfrequenten Störungen einsetzen will. Interessant könnte die Impuls-Foldback-Strombegrenzung auch für andere Spannungen und Anwendungen sein. Es ist der Kreativität des Lesers überlassen, anstelle eines "723" ein anderes IC oder auch eine ganz andere Regelschaltung einzusetzen. Kurz hier angedeutet, das selbe Prinzip haben früher auch andere Leute erfunden und nannten es Hiccup. Auf deutsch heisst dieses englische Wort Schluckauf oder wie man im Volksmund (CH) sagt: "Hitzki" oder "Gluggsi". Die Schaltung pulst (gluggst) bis der Ladeelko soweit nach der Überlastung hochgeladen ist, damit die Regelschaltung wieder von selbst richtig arbeitet.



Das Innenleben des LM723 und ein paar wichtige Informationen

Wir blicken kurz hinein in den "723". Er besteht aus der temperaturkompensierten Z-Diode TCZ im Gegenkopplungspfad des Verstärkers VRA und TCZ wird durch die Konstantstromquelle Iq gespiesen. Als der "723" erfunden wurde, kannte man die hochstabile Bandgapreferenzmethode mit niedrigen Spannungswerten noch nicht. Man stellte temperaturkompensierte Z-Diode her, die auch als Einzelbauteil in Form von temperaturkompensierten Referenzdioden erhältlich sind. In diesem Elektronik-Minikurs über Z-Dioden und Bandgap-Referenzen wird im TK-Diagramm in Bild 4 gezeigt, dass unterhalb einer gewissen Z-Spannung der Temperaturkoeffizient negativ ist wie bei Dioden. Oberhalb davon ist der TK positiv. Das TK-Diagramm zeigt eine Nullkompensation bei einer Z-Spannung von etwa 5.4 VDC. Es geht dabei um SGS-Thomson-Produkte. Bei andern Produkten liegt diese Z-Spannung auf einem etwas andern Wert, z.B. bei 6.2 VDC wie beim LM723 (siehe im LM723-Datenblatt: Schematic-Diagramm D1). Die Referenzspannung von 7.15 VDC ergibt sich aus der ganzen Referenzschaltung mit VRA, TCZ und Iq, wie hier Bild 1 zeigt.

Will man mit diesem Spannungsregler eine Ausgangsspannung von nur 5 VDC realisieren, ist es sinnvoll für das IC selbst eine separate Betriebsspannung zu verwenden, damit der Wirkungsgrad des gesamten Netzteiles nicht unnötig verschlechtert wird. Wir werden hier eine Spannungsverdopplung dafür verwenden, doch davon später. Der Grund hierfür ist, dass der "723" eine minimale Eingangsspannung V+ (Pin 12) von 9.5 VDC benötigt. Die Ursache dafür ist die relativ hohe Referenzspannung.

Der Transistor SPT ist ein IC-integrierter Kleinstleistungstransistor. Benötigt man nur einen geringen Strom von z.B. maximal 50 mA bei einer Input-Output-Spannungsdifferenz von maximal 10 VDC, genügt der IC alleine, weil eine Verlustleistung von 500 mW noch sicher verkraftet wird. Um das IC thermisch zu entlasten empfiehlt sich allerdings meist ein externer Transistor, der separat gekühlt wird, hinzuzuschalten.

Der Opamp EA (Error Amplifier) dient der Spannungsregelung und der Transistor CL (Current Limiter) der Strombegrenzung. Was den Zweck der zusätzlichen Z-Diode betrifft, konsultiere man das 723-Datenblatt.

Auf der rechten Seite von Bild 1 wird ein Ausschnitt von EA in Verbindung mit SPT illustriert. Dies soll zeigen, dass mit den beiden IC-internen Transistoren Q14 und Q15 bereits ein Darlington gebildet wird, wenn V+ und Vc miteinender verbunden sind. Dies hätte die doppelte Basis-Emitter-Schwellenspannung zur Folge, was nicht gerade wünschenswert ist, wenn man die Verluste möglichst klein halten will. Mit all den Massnahmen, die in diesem Minikurs beschrieben sind, erreichte ich damals einen realistischen Gesamtwirkungsgrad von 41.5 %. Bei einer höheren Ausgangsspannung ist natürlich ein höherer Wirkungsgrad möglich.



Erweiterung mit NPN-Leistungstransistor

In Teilbild 2.2 wird auf die selbe Art ein weiterer NPN-Transistor T hinzugeschaltet. Damit hat man die dreifache Basis-Emitter-Schwellenspannung. Wenn die Ausgangsspannung der Regelschaltung Ua oberhalb der minimalen Betriebsspannung V+ von 9.5 VDC liegt, muss die minimale Spannung am Eingang V+ wegen dieser Beschaltung in Teilbild 2.2 noch zusätzlich mindestens 3 VDC mehr haben. Dies wäre dann die minimale Dropoutspannung (Ue-Ua) ohne den Spannungsabfall am Strom-Shuntwiderstand zur Strombegrenzung. Dieses Problem zeigt, dass die Betriebsspannung V+ und aber auch der Anschluss Vc separat gemeinsam mit einer höheren Spannung gespiesen werden sollte. Diese Spannung muss am Kollektor von Q15 allerdings höchstens 50 mA liefern. Das macht die Gleichrichter-Elko-Schaltung dazu einfach und besteht in der Regel aus einem einfachen Spannungsverdoppler, die wir in Bild 6 noch sehen werden. Anstelle Ua sieht man (Ua). Diese zeigt, dass wir es hier mit Ua vor dem Strommess-Shuntwiderstand RSH zu tun haben.



Erweiterung mit komplementärer NPN-Leistungs-Darlingtonschaltung

In Teilbild 3.2 wird SPT (Q15) mit einer komplementären NPN-Leistungs-Darlingtonschaltung (1) (2) erweitert. Betreffs minimalem Spannungsabfall zwischen V+ und (Ua) macht dies zur Schaltung in Teilbild 2.2 keinen Unterschied. Vorteilhaft ist hier jedoch die wesentlich höhere Stromverstärkung der Darlingtonschaltung. Ein weiterer Unterschied, den wir gleich näher betrachten werden, ist die Trennung von V+ und Vc von Ue. V+ und Vc sind in Us (Steuerspannung) zusammengeschaltet. Ue ist die Eingangsspannung für den Hauptstrompfad über die Darlingtonstufe, der über die Strombegrenzungsschaltung zur Ausgangsspannung Ua führt. (Ua) deutet an, dass dies noch nicht der eigentliche Ausgang Ua ist. In Bild 6 sieht man die ganze Schaltung. Zunächst befassen wir uns mit den Methoden der Strombegrenzung.



Die Strombegrenzungsmethoden des "723"

Dieses IC enthält eine mit einem Strommess-Shuntwiderstand RSH abstimmbare Konstantstrom-Strombegrenzung (Teilbild 4.1). Allerdings bietet das IC auch die Möglichkeit der Foldbackstrombegrenzung (Teilbild 4.2). Diese hat den Vorteil, dass im Falle eines Kurzschlusses der Strom so weit zurückgeht, dass die thermische Belastung des Leistungstransistors stark in Grenzen bleibt und so der Kühlkörper relativ klein dimensioniert werden kann. Der Stromrücklauf kann mit R1 und R2 so dimensioniert werden, dass die Verlustleistung über der Transistor- oder Darlingtonstufe bei Kurzschluss kaum grösser ist als beim maximalen Ausgangstrom bei definierter konstanten Ausgangsspannung Ua. Damit wird auch gleich klar, dass die Foldbackmethode bei variabler Ausgangsspannung wenig Sinn macht.

Diese Foldback-Methode hat allerdings einen groben Schönheitsfehler: Je stärker (spitzwinkliger) der Stromrücklauf ist, um so grösser ist der Spannungsabfall über RSH bei der der Knick der Strombegrenzung einsetzt, weil der IC-interne Transistor CL (Bild 1) mit seiner typischen Basis-Emitter-Schwellenspannung von 0.65V nur die mit R1 und R2 geteilte Spannung erhält. Für mehr Details und für die Berechnungsgrundlagen zu dieser Foldbackmethode, konsultiere man das 723-Datenblatt.



Strombegrenzung mit Impuls-Foldback

Das Prinzipschema in Teilbild 5.1 zeigt wie es geht. Der LM723 oder ein anderer "723" erhält die Steuerspannung Us. Sie ist hier die Parallelschaltung von V+ und Vc (siehe Teilild 3.2). Der Komparator KO misst mittels R1 und R2 die Ausgangsspannung Ua. Hat Ua den richtigen Wert, d.h. die Spannungsregelung arbeitet korrekt, ist der symbolische Schalter S auf Us geschaltet. Zieht die Last RL einen zu hohen Strom, setzt, definiert durch den Shuntwiderstand RSH, die Strombegrenzung ohne lineare Foldbackcharakteristik ein. Dabei sinkt, bei nur etwas zuviel Überlast, bei eingesetztem maximalen Konstantstrom, die Spannung Ua empfindlich. Das kommt davon, weil der differenzielle Quellwiderstand einer Stromquelle sehr hochohmig ist. Unterschreitet Ua einen mit R1 und R2 definierten Wert, bestimmt durch Uref, schaltet S auf den Ausgang des astabilen Multivibrators, dessen Rechteckspannung einen grossen Tastgrad aufweist.

Dieser Tastgrad reduziert den mittleren Überlaststrom drastisch und damit ebenso die mittlere Verlustleistung über dem Leistungstransistor T und RSH. Solange bei jedem Stromimpuls in Richtung RL Ua kleiner bleibt als die kritische Spannung zur Umschaltung des Schalters S nach Us, bekommt die Spannungsregelung ständig weitere Impulse durch den astabilen Multivibrator. Wird der Ausgangslaststrom reduziert, bzw. RL erhöht, so dass Ua den geregelten Spannungswert approximiert, schaltet S um auf Us. Damit arbeitet die Spannungsregelung wieder korrekt.

Problembereich: Wenn CL verhältnismässig gross ist, kann es sein, dass nicht gleich mit dem ersten Impuls nach Laststromreduktion die Regelung wieder stabil arbeitet. In diesem Fall muss CL stossweise aufgeladen werden. Dabei gibt es eine kritische Grösse von CL und RL, wo das Nachladen mit Impulsen nicht mehr funktioniert. Es bleibt nichts anderes übrig, die optimale Lösung experimentell oder evtl. mit Simulation zu ermitteln, wie gross die Impulsdauer bei gegebener maximalen Last RL und eingesetztem CL sein muss, damit die Wiedereinschaltung der Spannungsregelung sicher erfolgt. Wenn möglich (je nach Anwendung) kann man CL reduzieren, um die Zeitdauer des Impulses klein zu halten.

Das Diagramm in Teilbild 5.2 zeigt den Tastgrad und die Impulsdauer der die Stromdauer im Transistor T bewirkt. Es genügt nicht, dass wir wissen, dass der mittlere Strom, die mittlere Verlustleistung und somit die Erwärmung von T vom Tastgrad bestimmt und somit sehr klein wird. Oberhalb einer krtitischen Kollektor-Emitter-Spannung von T1, darf ein bestimmter Maximalstrom auch dann nicht dauernd fliessen, wenn T1 noch so intensiv gekühlt wird. Es gibt die sogenannte Safe-Operating-Area (SOA). Dieses Diagramm zeigt, wie lange der Stromimpuls bei welcher Kollektor-Emitter-Spannung maximal dauern darf. Man konsultiere um dies herauszufinden, das Datenblatt des verwendeten Leistungstransistors und man studiere das Diagramm "Active-Region-Safe-Operating-Area". Für die Schaltung in Bild 6 betrifft dies hauptsächlich den Transistor MJ2955 und BD239. Es ist, im Falle eines Nachbaues, natürlich keineswegs verboten andere Transistortypen auszusuchen. Anstelle des MJ2955 z.B. einen mit niedrigerem thermischen Widerstand zwischen Chip und Gehäuse, bei gleichbleibenden oder besseren sonstigen Daten.

Das Diagramm in Teilbild 5.3 illustriert den Stromanstieg bei der konstanten Ausgangsspannung von +5 VDC. Im Moment des Einsatzes der Strombegrenzung, definiert durch RSH, sinkt Ua. Bei z.B. 4.7 VDC wird die kritische Unterspannung erreicht, wo S auf den astabilen Multivibrator umschaltet und anstelle des maximalen Überlaststromes von etwas mehr als 3 A, im Mittel nur noch etwa 160 mA fliessen. Durch diese starke Reduktion kann T1 selbst dann abkühlen, wenn +Ua nach GND kurzgeschlossen ist.



Das vollständige Netzgerät für 5V/3A

Die Funktion des Netzteils, mit Trafo, Gleichrichter und Spannungsverdoppler, ist in Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes 0.1-10VDC/3A bereits hinreichend beschrieben. Um zu verstehen wie die Spannungsregelung mit dem "723" arbeitet, konsultiere man dessen Datenblatt und wie die komplementäre Darlingtonschaltung arbeitet, erfährt man in (1). Zu erklären wäre eigentlich nur noch die Funktion des Impulsfoldbacks.

Wir sehen im punktiert umrahmten Teil den Impulsgenerator, ein mit de beiden Transistoren T3 und T4 diskret realisierter astabiler Multivibrator. Wie diese Schaltung funktioniert und wie man sie berechnet, liest man in Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk im Kapitel "Astabile Kippschaltung" unter "Kippschaltungen mit gesättigten Transistoren". Wer diese Elektronik-Bibel (noch) nicht besitzt, findet die Grundlagen dazu im Wiki.

Uns interessiert hier nur das Spezielle an diesem Impulsgenerator. Es gibt die Erweiterung mit T5. Wenn T4 während der kurzen Impulsdauer leitet, steuert der T4-Kollektor die Basis von T5 und T5 schaltet ebenso kurz ein. Während dieser kurzen Zeit erhält der "723" seine Betriebsspannung an Pin 11 und Pin 12 und am Ausgang Ua folgt ein Spannungsimpuls von eben dieser kurzen Dauer und danach folgt der bereits beschriebene lange Unterbruch. Als "Spannungskomparator" - siehe Teilbild 5.1 - dient hier bloss eine Z-Diode Z1. Solange die geregelte Spannung von +5 VDC anliegt, fliesst durch die Z-Diode ein Strom über D5 in die Basis von T4. T4 und T5 bleiben so konstant eingeschalten. Sinkt die Ausgangsspannung, weil wegen dem Überlaststrom die Strombegrenzung, gegeben durch R6, anspricht, so weit, dass die Zenerspannung von Z1, die Schwellenspannung von D5 und die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4 keinen Strom mehr zulässt, arbeiten T4 und T5 als Teil des astabilen Multivibrators. Die kritische Unterspannung an Ua, bei der der Impulsfoldback aktiv wird, liegt bei etwa genau 4.5 V. Mit dem Wert R8 und R7 kann man diesen Spannungswert leicht beeinflussen.

Diese Spannungsvergleichsmethode erfüllt mit ihrer geringen Präzision hier ihren Zweck. Wenn man es besser machen will, kann man eine Komparatorschaltung realisieren wie sie in Teilbild 5.1 symbolisch skizziert ist. Es gäbe auch noch eine alternative Methode, die von der Ausgangsspannung unabhängig ist: Ein Komparator stellt fest, ob die Spannungen zwischen dem invertierenden und nichtinvertierenden Eingang von EA in Bild 1 0 V beträgt (spannungsgeregelter Zustand) oder eindeutig ungleich ist. Wenn ungleich, muss der Impulsfoldback aktiv sein. Dies zu realisieren dürfte aber nicht ganz so einfach sein.

Auf diese selbe Art kann man auch eine Überlastanzeige realisieren. Wie dies gemacht wird, zeigt Bild 1 in:



Impulsfoldback gleich Hiccup

Nachdem ich meine Idee mit dem Impuls-Foldback entwickelt und realisierte habe, war für mich dieses Thema Geschichte und ich widmete mich andern Projekten. Das war im Mai 1979. 34 Jahre später im April 2013 erfuhr ich, dass etwa 20 Jahre später, die Idee noch einmal erfunden wurde und von unterschiedlichen Erfindern zu zwei Patenten angemeldet worden sind:

Wie ich den beiden Patenten entnehmen kann, gibt es keine schaltungtechnischen Übereinstimmungen von den Schaltbildern in den Patenten und meiner Schaltung von 1979 hier in diesem Elektronik-Minikurs. Dies ist wegen den zwei Jahrzehnten, die dazwischen liegen, auch gar nicht möglich. Nur die grundlegende Idee ist die selbe. Ich nannte es Impuls-Foldback, weil der mittlere Überlaststrom "zurückgefaltet" wird, wobei allerdings der Unterschied darin besteht, dass beim linearen Foldback der Strom linear mit abnehmender Ausgangsspannung zurückgeht. Beim impulsartigen Foldback geht der mittlere Strom sofort auf einen konstanten niedrigeren Wert zurück. Das ist bei der Impuls-Foldback-Renaissance - als Hiccup bezeichnet - sehr ähnlich. Genug der vielen Worte, ich empfehle zum weiteren Studium den folgenden interessanten und spannenden Artikel von Michael Raspotnig von der Firma Puls, publiziert in der Zeitschrift DESIGN & ELEKTRONIK (April-2013), bzw. online in elektroniknet.de:

Aus einer EMail von Herrn Michael Raspotnig von der Firma PULS:
Anfänglich wurde der Hiccup (oder wie Sie schreiben - Impulsfoldback) in erster Linie zum Schutz der Stromversorgung verwendet. Hierzu ist es mittlerweile nicht mehr notwendig. Die Wirkungsgrade sind zwischenzeitlich über 95%, sodass auch bei Überlast die thermischen Verhältnisse in Griff zu bekommen sind. Unsere Motivation war der Schutz der versorgten Verbraucher und der zugehörigen Verdrahtung.



Thomas Schaerer, 28.02.2003 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 17.03.2006 ; 11.06.2013 ; 03.08.2014