Lowpower-MOSFET-Minikurs und
Batterie-Betriebsspannung-Abschaltverzögerung
Das Inhaltsverzeichnis meiner
Elektronik-Minikurse
Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort
von Jochen Zilg
Autor:
Thomas Schaerer
Buch 1
Buch 2
Einleitung
Dieser Elektronik-Minikurs über Lowpower-MOSFETs ist auf eine spezielle
Anwendung, auf die Verzögerungsschaltung, oft auch Timer genannt,
fixiert. Trotzdem eignet sich dieser Inhalt um die erworbenen Grundlagen
über diese Art von Feldeffekttransistoren zusätzlich zu vertiefen. Für
den Leser der noch nicht weiss was ein Feldeffekttransistor (FET) ist,
empfehlen sich die drei folgenden Grundlagenkurse von Patrick Schnabel:
In den soeben erwähnten Grundlagenkursen erfährt man etwas über die
zwei Arten von Feldeffekttransistoren, den Sperrschicht-FETs (JFETs) und
den Metall-Oxyd-Silizium-FETs (MOSFETs). Beim JFET ist das Gate durch
einen PN- oder NP-Übergang vom Drain-Source-Kanal getrennt. Beim MOSFET
ist dies eine extrem dünne Siliziumoxydschicht (SiO2). Beim JFET gibt es
nur den Verarmungstyp (selbstleitend). Ein Drainstrom fliesst, wenn das
Gate Sourcepotenzial hat. Beim MOSFET gibt es ebenso den Verarmungstyp,
aber allgemein bekannter ist der Anreicherungstyp (selbstsperrend), vor
allem wenn der Leistungss-MOSFET zum Einsatz kommt. Dieser MOSFET sperrt
den Drainstrom wenn das Gate Sourcepotenzial hat. Nur wenn eine gewisse
Spannung zwischen Gate und Source anliegt, kann ein Drainstrom fliessen.
Es gibt spezielle FETs für den Einsatz in Logikschaltkreisen die mit 5
VDC betrieben werden. Für diese Power-FETs genügt eine
Gate-Source-Spannung von weniger als 5 V damit der Drain-Source-Kanal
vollständig leitet. Es gibt moderne Power-MOSFETs die im eingeschalteten
Zustand derart niederohmige Drain-Source-Widerstände haben, dass sie es
mit massiven Relaiskontakten im Milliohm-Bereich durchaus aufnehmen
können. Im vorliegenden Elektronik-Minikurs haben wir es nicht mit solch
mächtigen "Burschen" zu tun. Es geht um kleine Leistungs-MOSFETs, welche
nach dem selben Prinzip arbeiten, der Drain-Source-Widerstand jedoch im
Ohm- und nicht im Milli-Ohmbereich liegt.
Wir haben es hier mit einem N-Kanal-MOSFET zu tun. Dieser muss eine
positive Gatespannung gegenüber der Source haben, damit ein Drainstrom
fliessen kann. Es ist ähnlich wie beim bipolaren NPN-Transistor, dessen
Basis eine positive Spannung gegenüber dem Emitter haben muss, damit ein
Kollektorstrom fliessen kann. Es gibt jedoch einen ganz grossen
Unterschied! Der N-Kanal-MOSFET wird mit der postiven Spannung
gesteuert, ohne dass dabei ein Gatestrom fliesst. Die
Gate-Source-Spannung ist die eigentliche Steuergrösse und beträgt je
nach MOSFET-Typ bis +10 V. Der Gate-Source-Widerstand bleibt dabei
ständig extremst hochohmig. Der Drainstrom kommt alleine durch eine
elektrische Feldwirkung zwischen dem Gate und dem Drain-Source-Kanal
zustande. Der bipolare NPN-Transistor kommt bereits in den leitenden
Zustand (Kollektorstrom), wenn die Basis-Emitter-Spannung etwa 0.65 V
beträgt. Wesentlich weiter erhöhen darf man diese Spannung nicht und man
kann sie auch gar nicht, weil der Basis-Emitter-Übergang sich wie eine
Diode verhält. Erzwingt man eine höhere Basis-Emitter-Spannung, steigt
der Basisstrom und stromverstärkt der Kollektorstrom
überproportional an. Auf diese Weise verabschiedet sich der bipolare
Transistor recht schnell in die ewigen Jagdgruende der Elektronen. Im
Unterschied zum spannungssteuerbaren MOSFET - und auch JFET - wird der
bipolare Transistor stromgesteuert von der Basis. Die
Basis-Emitter-Schwellenspannung spielt eine Nebenrolle. Auf diesen
Unterschied zwischen MOSFET und bipolarem Transistor werden wir am
praktischen und anschaulichen Beispiel einer Zeitsteuerung
(Timer-Schaltung) noch genauer eingehen.
Datenblatt zum N-Kanal-MOSFET BS170
Es empfiehlt sich jetzt das Datenblatt des MOSFET BS170, wegen den
ausführlichen Diagrammen und andern Informationen, von Fairchild
herunterzuladen:
Kondensatorentladungsmethode mit bipolarer Transistorschaltung
Bevor wir uns eine fixfertige Verzögerungsschaltung ansehen, befassen
wir uns erst einmal mit der Kondensatorentladung an einer Eingangsstufe
mit bipolaren Transistoren und an einer Eingangsstufe mit MOSFETs und
lernen auf diese Weise wichtige Unterschiede und den Vorteil des MOSFET
kennen.
Wir haben es in Bild 1 mit der typischen Darlingtonschaltung zu
tun. Es ist ein NPN-Darlington. Solche gibt es integriert in einem
Gehäuse, wie z.B. BC879, BC517 oder TIP120. Man kann ein Darlington
jedoch auch aus zwei Einzeltransistoren diskret aufbauen, wie dies in
Teilbild 1.2 mit zwei BC109C gezeigt wird.
Wenn jemandem der Darlington noch völlig unbekannt ist, sollte man sich,
vor dem Weiterlesen, erst mit den Grundlagen von Patrick Schnabel schlau
machen:
Es gibt einen erweiternden Elektronik-Minikurs von mir über die
Darlington-Spezialform, dem sogenannten Komplementärdarlington, der
stets aus einem NPN- und PNP-Transistor besteht und einen entscheidenden
Vorteil hat. Diesen Elektronik-Minikurs muss man jetzt nicht unbedingt
lesen, ausser es interessiert sich jemand dafür:
Doch nun zurück zu Bild 1. Wir betrachten und vergleichen
die beiden Teilbilder 1.1 und 1.2. Beide Schaltungen dienen dazu den
Kollektorstrom Ic nach Loslassen der Taste TA verzögert abzuschalten.
Worin unterscheiden sich diese beiden Schaltungen?
Wird in Teilbild 1.1 Taste TA gedrückt wird, ladet sich der
Timingkondensator CT auf die doppelte Basis-Emitter-Schwellenspannung
auf. Mehr Spannung ist nicht möglich, weil der Basisstrom Ib2 eine
weitere Ladung von CT verunmöglicht. Diese
Basis-Emitter-Schwellenspannung addiert sich aus UBE(T1) und UBE(T2). Der
Vorwiderstand Rv ist zwecks Strombegrenzung notwendig. Ohne Rv würde
beim Drücken von TA die Betriebsspannung +Ub über den Basisstrom Ib
nach GND kurzgeschlossen und die beiden Transistoren würden sogleich
zerstört.
Drückt man TA, fliesst ein durch Rv begrenzter Basisstrom Ib2. Die
Darlingtonstufe, bestehend aus T1 und T2, verstärkt den Strom Ib. Rc
begrenzt den Kollektorstrom Ic. Wenn dieser so begrenzte Strom
wesentlich kleiner ist, als der Kollektorstrom, der sich aus Ib
multipliziert mit der Stromverstärkung ßT1,T2
ergibt, dann ist die Darlingtonstufe gesättigt und
UOUT - die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 - hat
eienn Wert von etwa 0.6 bis 0.7 V. Diese Spannung ist geringfügig vom
Kollektorstom abhängig.
Wie kommt es zu dieser Sättigungsspannung? Die Antwort dazu zeigt
Teilbild 2.1. Betrachten wir zuerst T2. Der T2-Basistrom Ib2 ist grösser als
er nötig ist um den notwendigen T2-Kollektorstrom Ic2, auf Grund seiner
Stromverstärkung, zu erzeugen. Diese Stromverstärkung liegt beim
BC109C weit über 100 auch bei niedriger Kollektor-Emitter-Spannung, wenn
der T2-Kollektorstrom niedrig ist. Dies führt dazu, dass T2
durchgeschaltet, eben gesättigt ist. Die Kollektor-Emitter-Spannung des
T2 beträgt so oft nur wenige 10 mV. Betrachten wir jetzt T1. T2
schliesst wegen dessen sehr niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung den
Kollektor und die Basis von T1 praktisch kurz. Siehe Teilbild 2.2. Eine
kurzgeschlossene Kollektor-Basis-Strecke macht den Transistor zu einer
Diode, wobei der grosse Strom Ic1 vom Kollektor zum Emitter und der
kleine Strom Ib1 von der Basis zum Emitter fliesst. Es kann aber nur
dann ein Basisstrom fliessen, wenn die Spannung zwischen Basis und
Emitter der physikalisch bedingten Basis-Emitter-Schwellenspannung von
etwa 0.65 V entspricht. Damit wird der Transistor zur Diode, wie dies
Teilbild 2.3 zeigt, allerding mit dem erheblichen Nachteil, dass seine
Sperrspannung, wegen der stets minimalen Emitter-Basis-Sperrspannung,
auf wenige Volt begrenzt ist. Solche Transistor-Dioden eignen sich nicht
als Ersatz "normaler" Siliziumdioden, wie z.B. in
Gleichrichterschaltungen. Sie werden aber oft in analogen integrierten
Schaltungen als Spannungsreferenzen, z.B. in Stromspiegelschaltungen,
eingesetzt.
Wir kommen jetzt zurück zu Teilbild 1.1 und interessieren uns
was geschieht wenn Taste TA losgelassen wird? Es entladet sich CT durch
Ib2. Ganz am Anfang nach dem Öffnen des TA-Kontaktes fliesst Ib2 mit dem
Wert der durch Rv begrenzt wurde. Durch den Entladestrom nimmt
UCT zuerst rasch ab. Kaum hat die Entladung jedoch
eingesetzt wird sie ebenso schnell wieder reduziert. Innerhalb der
doppelten Basis-Emitter-Schwellenspannung nimmt Ib2 zuerst schnell und dann
als wie langsamer ab. Ebenso schleichend reduziert sich
der Kollektorstrom Ic. Fazit dieser unbrauchbaren Timergrundschaltung
ist, dass durch den Tastendruck von TA UOUT zwar
sofort von +Ub auf etwa 0.7 V schaltet, umgekehrt jedoch
UOUT unerträglich langsam ansteigt. Dazu kommt,
dass dieser schleichende Vorgang erst noch stark temperaturabhängig ist.
Wenden wir uns Teilbild 1.2 zu. Was ist besser an dieser Schaltung? Der
vorgeschaltete Widerstand Rb2 an der Basis von T2 verleiht der
Darlingtonschaltung einen relativ hohen Eingangswiderstand und damit
wird sie spannungssteuerbar. Rb2 muss so dimensioniert werden, dass bei
einer Spannung von etwa 1 V über der doppelten
Basis-Emitter-Schwellenspannung die Darlingtonstufe noch sicher
gesättigt ist, also UOUT etwa 0.7 V hat. Ib2 sollte
dann etwas grösser als 1 µA sein. Nehmen wir 2 µA bei einer Spannung von
1 V über Rb2. Damit wird Rb2 = 470 k-Ohm. Wenn Ib2 fliesst, dann hat der
Eingangswiderstand der Darlingtonschaltung einen Wert von eben diesen
470 k-Ohm, weil der Basis-Emitter-Widerstand dabei vernachlässigbar
klein ist. Der Quellwiderstand der Spannungsquelle, und dies ist hier
der Timingwiderstand RT, sollte daher wesentlich niederohmiger sein,
damit die gesamte Darlingtonschaltung vorzugsweise als
spannungsgesteuert betrachtet werden kann. Wir wählen mit RT = 47 k-Ohm
einen zehn Mal niedrigeren Wert als Rb2. CT entladet sich somit
hauptsächlich über RT. Die Zeitkonstante von CT und RT liegt bei etwa 1
Sekunde.
Wir drücken TA. CT ladet sich durch Rv rasch auf den Wert von +Ub. Rv
wird hier nicht zur Basisstrombegrenzung gebraucht. Dies erledigt Rb2. Rv
empfiehlt sich um den Einschalt-Ladestromimpuls in CT zu begrenzen.
Jetzt lassen wir TA los. CT entladet sich hauptsächlich durch den zu CT
parallelgeschalteten RT und etwas durch Rb2 wodurch Ib2 fliesst und die
Darlingtonstufe im gesättigten Zustand hält. UOUT
hat etwa 0.7 V. Sobald UCT durch das Entladen von
CT die doppelte Basis-Emitterschwellenspannung unterschreitet, bricht
der Basisstrom Ib2 und damit auch der Kollektorstrom Ic, im Vergleich zum
Vorgang in Teilbild 1.1, relativ schnell ab und die Spannung an
UOUT steigt ebenso relativ schnell bis zum Wert
von +Ub an. Damit eignet sich die Schaltung in Teilbild 1.2 grundsätzlich
für den diskreten Aufbau einer einfachen Timerschaltung. Da es jedoch
mittels MOSFETs eine elegantere Lösung gibt, verfolgen wir diesen
bipolaren Lösungsweg für diesen Zweck nicht weiter. Dieses Kapitel
diente einfach nur dazu den Darlington etwas besser kennen zu lernen.
Kondensatorentladungsmethode mit MOSFET-Schaltung
Wir betrachten und vergleichen dazu die beiden Teilbilder 3.1 und 3.2.
Beide Schaltungen dienen dazu den Drainstrom ID
nach Loslassen der Taste TA verzögert abzuschalten. Worin unterscheiden
sich diese beiden Schaltungen?
Wenn in Teilbild 3.1 TA gedrückt wird, ladet sich CT auf den Wert von
+Ub auf. Rv dient hier einzig für die Begrenzung des Ladestromstosses
von CT. MOSFET BS170 (T) ist ein selbstsperrender
Kleinleistungs-N-Kanal-MOSFET. Wir lassen nun TA los. Was geschieht mit
UCT? Diese Spannung entladet sich extrem langsam
über den nicht unendlich aber trotzdem sehr hohen Innenwiderstand von
CT, sofern man einen hochwertigen Wickelkondensator und nicht etwa einen
Elko verwendet. Ebenso hochohmig oder sogar noch hochohmiger ist die
Gate-Source-Isolationsschicht des MOSFET T durch die sich
UCT ebenfalls minimalst entladet. Mit andern
Worten, ein sehr hochwertiger Wickelkondensator kann noch während vieler
Stunden die Spannung über der Abschnürspannung des MOSFET T halten und
UOUT bleibt praktisch auf GND-Potential, weil ein
Drainstrom ID fliesst. T bleibt alleine durch die
Gate-Source-Spannung, ohne den Verbrauch einer elektrischen Leistung,
eingeschaltet, - ganz anders als beim bipolaren Transistor.
Es sei aber davor gewarnt diese ultraeinfache Methode als
Langzeit-Timerschaltung zu benutzen, weil da überhaupt nichts definiert
ist. Die geringste Veränderung der Luftfeuchtigkeit in der Umgebung der
Schaltung hätte eine drastische Veränderung der Abschaltverzögerungszeit
zur Folge!
Teilbild 3.2 unterscheidet sich von Teilbild 3.1 bloss im zusätzlichen
Timingwiderstand RT, durch den sich CT entladet, wenn TA losgelassen
wird. Dieser hohe Widerstand von 10 M-Ohm ist noch immer um
Grössenordnungen niederohmiger als der Innenwidertstand von CT und dem der
Gate-Source-Isolationsschicht. Die Zeitkonstante von CT und RT liegt
hier ebenfalls bei etwa 1 Sekunde. Die Entladedauer bis zum dem Moment
wenn der MOSFET zu sperren beginnt, beträgt bei einer Betriebsspannung
von +9 VDC etwa eine Zeitkonstante, nämlich etwa 0.37 * 9V = 3.3V.
Damit kommen wir zu Bild 4, das etwas über den Zusammenhang von der
Gate-Source-Spannung UGS und dem Drainstrom
ID aussagt:
Man betrachte Bild 4 zusammen mit Teilbild 3.2. Nachdem die Taste TA
gedrückt wurde, entspricht die Gate-Source-Spannung zunächst dem Wert
von +Ub, im vorliegenden Beispiel also +9 VDC. Bei dieser
Gate-Source-Spannung könnte der MOSFET einen Drainstrom von fast 2 A
(Bild 4) liefern. Erlaubt sind aber gemäss BS170-Datenblatt (Diagramm:
Maximum Safe Operating Area) bloss etwas mehr als maximal 1 A bei
einer maximalen Impulsdauer von 0.1 bis 10 ms, je nach
Drain-Source-Spannung zwischen etwa 40 V und 8 V. Es geht dabei um
Einzelimpulse. Das Tastverhältnis muss also extrem gross sein. Eine
Kurve mit dem Parameter von weniger als 0.1 ms ist im
Fairchild-Datenblatt leider nicht angegeben. Der Dauerstrom darf maximal
500 mA betragen. In der Experimentierschaltung in Teilbild 3.2 wird der
Drainstrom ID durch RD auf
bloss 9 mA limitiert. Der MOSFET T ist mit einem Innenwiderstand,
bezeichnet als RDS(ON), von typisch 1.2 Ohm voll
durchgeschaltet. Dies erzeugt bei einem Drainstrom von bloss 9 mA eine
Spannung von 10 mV an UOUT. UOUT hat also praktisch GND-Potential.
Wir lassen TA los und die Spannung UCT, und damit
auch UGS, fällt. Damit steigt
RDS. Gemäss Datenblatt des BS170 steigt
RDS bloss auf etwa 2 Ohm wenn sich
UCT von 9 VDC auf 4 VDC entladet. Damit steigt die
Spannung an UOUT von etwa 10 mV auf etwa 18 mV.
Dies bedeutet, dass die Spannung über RD
praktisch noch immer gleich gross ist. Wir werden noch sehen, dass es
für die bevorstehende Anwendung (Bild 5) völlig belanglos ist, wenn
UDS noch einiges mehr ansteigt. Fällt
UCT weiter, kommt sie in den sogenannten
Abschnürbereich des MOSFET und dies bei weniger als etwa 3 V (Bild 4). Die
Abschnürung kommt dadurch zustande, dass die Ladungsträgerkonzentration
im Drain-Source-Kanal, als Folge weiterer Reduktion der
Gate-Source-Spannung, drastisch abnimmt. Dieses Verhalten hat zur
Folge, dass UOUT während einer langen
Entladungsdauer von CT praktisch GND-Potential hat und erst wenn
UCT eine Spannung von etwa 3 VDC erreicht und dann
unterschreitet, UOUT relativ schnell in Relation
zur gesamten Entladungsdauer ansteigt. Genau diesen Effekt nutzen wir
für eine simple Langzeitabschaltverzögerung, wie wir im folgenden
Abschnitt mit Bild 5 sehen werden.
Eine einfache Batteriespannungsabfallverzögerung
Innerhalb der fein punktierten Linie erkennen wir wieder die Schaltung
von Teilbild 3.2. Darauf baut Bild 5 auf. RD ist
jetzt nicht mehr mit +Ub (hier mit +Ue für die Eingangsspannung),
sondern mit der Basis des bipolaren PNP-Transistors T2 (BC560C)
verbunden. Die Spannung über RD erzeugt zur
Hauptsache einen T2-Basisstrom und dieser, verstärkt, einen
T2-Kollektorstrom. Mit diesem Strom wird eine an +Ua angeschlossene
Schaltung gespiesen, während sich CT über RT entlädt. Unterschreitet die
Gate-Source-Spannung die T1-Abschnürspannung, fällt die Spannung an
RD und der Basisstrom von T2 reduziert sich. Dieser
Basisstrom sollte so hoch, bzw. RD so niedrig
dimensioniert werden, dass T2 bis zur Abschnürspannung des MOSFET T1
gesättigt bleibt. Gemeint ist, dass die Kollektor-Emitter-Spannung des
T2 bestenfalls nur etwa um 100 oder 200 mV ansteigt oder anders
ausgedrückt, +Ua nur etwa um den selben Betrag sinkt. Damit der
Abschaltvorgang nicht zu schleichend erfolgt, sorgt zusätzlich der
Basis-Emitterwiderstand Rb. Rb sorgt dafür, dass unterhalb eines
gewissen Drainstromes von T1 die Basis-Emitterspannung von T2 sicher
unterschritten wird, denn damit öffnet sich T2 auch wirklich vollständig.
Dimensionierung
Die Timerschaltung in Bild 5 eignet sich zur Zeitsteuerung von kleinen
batteriebetriebenen Schaltungen mit einem Stromkonsum um die 30 bis
maximal 50 mA. Der maximal zulässige Kollektorstrom des T2 beträgt 100
mA. Die ungesättigte Stromverstärkung beträgt bei der Verwendung von
BC560C zwischen 420 und 800. Im gesättigten Betrieb, dann also wenn T2
als Schalter arbeitet und die Kollektor-Emitter-Spannung nur etwa 100 mV
hat, kann man mit einer Stromverstärkung von gut 40 rechnen. Bei starken
Leistungstransistoren reduziert sich diese bis auf 10 hinunter. Nun
müssen wir berücksichtigen, dass eine Batterie keine konstante
Spannungsquelle ist. Eine Primärzelle, wie eine Alkalibatterie, entladet
sich unter Belastung kontinuierlich. Hat sich eine 9V-Blockbatterie auf
etwa 6.3 VDC entladen (70%), gilt sie als definitiv entladen. Mit dieser
Spannung sollte die Batterieausschaltverzögerung gerade noch einwandfrei
funktionieren. Die Abschaltverzögerungszeit reduziert sich durch die
Batterieentladung. Dies kann als Indikator dienen.
Arbeitet T1 oberhalb der Gate-Source-Abschnürspannung, also im
eingeschalteten Zustand, beträgt die Spannung über
RD bei einer Batteriespannung von 6.3 VDC etwa 5.6
VDC. Für einen maximalen T2-Kollektorstrom von 50 mA, wobei T2 gerade
noch gesättigt ist, wählen wir einen T2-Basisstrom von maximal 1.25 mA.
Für RD setzen wir einen Widerstand von 3.9 k-Ohm
ein. Rb soll eine unnötig schleichende Abschaltung verhindern. Dazu ist
es aber nicht nötig, dass Rb allzuviel Strom zum Nachteil des
T2-Basisstromes verbraucht. Es genügt wenn dies etwa 1/10 des
Basisstromes ausmacht. Da die Basis-Emitterspannung von etwa 0.7 V
konstant bleibt, bleibt dies auch der Strom durch Rb. Bei einem Strom
von 0.12 mA hat Rb einen Wert von 5.42 k-Ohm. Wir wählen 5.6 k-Ohm.
Es ist klar, dass die zu speisende Schaltung für den mittleren
Frequenzbereich mit einem Elko niederimpedant abgeblockt werden sollte.
Dazu dient COUT. 10 µF genügen in der Regel für
kleine Applikationen im vorliegenden niedrigen Stromverbrauchsbereich.
Man sollte jedoch keine Tantalelkos für diesen Zeck verwenden! Die
Begründung dazu liest man in meinem Elektronik-Minikurs
Integrierte fixe und einstellbare
3-pin-Spannungsregler im Abschnitt "Warum kein Tantalelko
verwenden?". Zur Unterdrückung von hochfrequenten Transienten muss
ohnehin in der Nähe der kritischen Schaltung zusätzlich mit kleinen
Multilayer-Kondensatoren abgeblockt werden. Entscheidend bei diesen
Kondensatoren ist, dass sie eine äusserst geringe parasitäre
Eigeninduktivität haben. Rv hat auch etwas mit
COUT zu tun. Ohne Rv würde beim Drücken der
START-Taste UCT und ebenso +Ua blitzartig
ansteigen. Dies hätte einen kurzen aber hohen Spitzenladestrom in
COUT zur Folge. Dies könnte T2 vielleicht zerstören,
würde man höhere Kapazitätswerte von COUT
verwenden, was allerdings kaum je Sinn macht. Um diesen
Spitzenladestromimpuls "abzufedern", wird die Ladung von CT durch Rv
leicht verzögert. Die Zeitkonstante durch Rv und CT beträgt etwa 180ms.
Die verzögerte Abschaltung mit höheren Strömen
Man kann an Stelle des BC560C selbstverständlich auch einen
PNP-Transistor mit höherem maximalen Kollektorstrom schalten.
Empfehlenswert für einen Strom bis maximal 1 A wäre der BD140 im
TO126-Gehäuse. Man bedenke jedoch, dass zur Sättigung dieses
Transistors höchsten eine Stromverstärkung von 10 bis 15 gilt. Damit
wird der Basisstrom und somit der Drainstrom durch den MOSFET T1 mit
etwa 100 mA doch schon recht gross. Die angegebenen Werte für
RD und Rb in Bild 5 gelten nicht mehr, sie müssen
niedriger sein. Die Verlustleistung für RD bei
einer Spannung von etwa 11.3 VDC (bei +Ue = 12 VDC) und einem
Drainstrom von etwa 0.1 A beträgt immerhin schon mehr als 1 Watt. Daher
empfiehlt es sich bei Strömen an +Ua oberhalb einigen 100 mA ein
moderner Highsite-MOSFET-Schalter einzusetzen. Dies ist ein
hochbelastbarer Power-MOSFET-Transistor. Ein kleiner Abschnitt zu diesem
Thema liest man in Vom Overload-Sensor zur
elektronischen Sicherung. Praxis: Teil II im letzten Kapitel
"Highsite-Switcher in der Zukunft".
Thomas Schaerer, ??.10.2000 ; 02.12.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ;
20.12.2003 ; 25.08.2006
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