Der 555-CMOS-Timer als Impulsbreitenmodulator (PWM)
zur Steuerung eines kleinen DC-Ventilators

 


Einleitung

Ein weiterer Elektronik-Minikurs zum Thema 555er-Timer-IC in CMOS-Technologie befasst sich mit der Impulsbreitenmodulation. Dazu eignet sich der LMC555 oder TLC555 besonders gut, wenn die Einstellung des Tastgrades mit einem Potmeter erfolgt. Wenn eine Steuerspannung dazu benötigt wird, eignet sich eine andere Methode, z.B. mit Dreieckgenerator und Komparator mit Pegelshifting, besser. Hier kurz erwähnt die Schaltung aus einem andern Elektronik-Minikurs, der sich ebenfalls mit der Impulsbreitenmodulation befasst. Das Thema beinhaltet das Dimmen von Power-LEDs. Dieser Minikurs eignet sich zum Studium nach diesem hier, quasi gleich zur Fortsetzung. Anstelle von Impulsbreitenmodulation gibt es auch die Bezeichnung Pulsweitenmodulation mit der Abkürzung PWM. Diese Abkürzung verwenden wir hier.

Die elektronischen Daten des LMC555 und TLC555 sind grösstenteils identisch, weshalb im weiteren Text die Bezeichnung LMC/TLC555 erfolgt. In den Schemata liest man stets die Bezeichnung LMC555. Dies hat damit zu tun, dass ich selbst meist mit dem LMC555 arbeite. Es gibt aber keinen Grund statt dessen nicht den TLC555 einzusetzen.

Tastgrad und nicht Tastverhältnis: Bei einem Rechtecksignal gibt es den Begriff Tastverhältnis der sehr üblich ist. Jedoch stiftet dieser auch Verwirrung. Unüblich und weniger geläufig ist der Begriff Tastgrad, jedoch ist seine Definition eindeutig, wie diese aus dieser Wiki-Seite deutlich hervorgeht.

Flankenzeit: In der Regel liest man von Flankensteilheit. Darunter versteht man die Spannungsänderung pro Zeiteinheit, wie z.B. V/µs. Auf englisch Slewrate bezeichnet. Unter Flankenzeit versteht man die Anstiegs- oder Fallzeit (englisch: Risetime oder Falltime). Der Begriff Flankenzeit bezieht sich auf zwei fixe Spannungswerte, z.B. zwischen GND und einer Spannung. Davon ist hier die Rede. Zum Thema Flankenzeit ein Diagramm von Keysight-Technologies.



Auf dem Weg zum Impulsbreitenmodulator (PWM)

Teilbild 1.1 mit dem Innenleben des LMC/TLC555 zeigt den typischen Rechteckgenerator mit nur zwei zeitbestimmenden Komponenten, dem Kondensator CT und dem Widerstand RT. Das funktioniert nur mit der CMOS-Version des 555er-Timer-IC. Mehr Details dazu liest man im Elektronik-Minikurs 555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator. Hier geht es einfach nur noch einmal darum zu verstehen, warum dieses einfache RC*TC-Netzwerk am Ausgang Ua eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit einem Tastgrad d/T von recht genau 0.5 erzeugt. Weil CMOS, ist die Ausgangsstufe des LMC/TLC555 rail-to-rail-fähig. REF1 und REF2 liegen symmetrisch zur Betriebsspannung +Ub und GND. Das hat zur Folge, dass beim Auf- und Entladen von CT durch RT die selbe Hysteresespannung (UREF2 - UREF1) gilt.

Fazit: Es gelten für die Ladung und Entladung von CT stets die selben Bedingungen, also sind auch die Lade- und Entladezeiten gleich gross. Ausser am Anfang, wenn die Ladung bei 0 V beginnt. In der Praxis gilt die Einschränkung, dass Ua durch RT und von allfällig weiteren Netzwerken, angeschlossen an Ua, nicht nennenswert belastet werden darf. Dies zeigt auch das Diagramm der Spannung Uct an CT. Uct variiert ständig zeitsynchron mit Ua zwischen 1/3*Ub und 2/3*Ub. Das sind die Spannungswerte von REF1 und REF2. In Wirklichkeit sind die Spannungsänderungen von Uct nicht linear. Es sind Fragmente von Spannungen, die sich nach dem Lade- und Entladeprinzip exponentiell ändern. Die geraden Linien sind eine Folge des einfacheren Zeichnens. Für unseren Zweck spielt die exakte Signalform keine nennenswerte Rolle.

Teilbild 1.2 zeigt im Prinzip die selbe Arbeitsweise. Am Ausgang gibt es ebenfalls eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit d/T = 0.5, obwohl RT etwas anders realisiert ist. RT1 und RT2 sind gleich gross. Mit den beiden Dioden D1 und D2 ist RT1 für das Aufladen und RT2 für das Entladen von CT zuständig. Sind RT1 und RT2 gleich gross, sind Lade- und Entladezeiten gleich gross und damit ist die Rechteckspannung zeitsymmetrisch. Eine Veränderung von RT1 und RT2 bekommt eine grosse Bedeutung, wenn man eine manuell gesteuerte PWM mit einem Potmeter realisieren will. Dazu kommen wir später in Bild 3.

Mit Teilbild 1.3 kommen wir dem Ziel ein Stück näher. RT1 ist kleiner als RT2. Folglich ist der CT-Ladestrom von Ua durch RT1 und D1 grösser als der CT-Entladestrom durch D2 und RT2 nach Ua. Der grössere Ladestrom durch RT1 hat zur Folge, dass die Ladedauer kürzer ist und dies erzeugt eine kürzere HIGH-Level-Impulsdauer. Der Tastgrad d/T ist daher kleiner als 0.5.

Teilbild 2.1 wiederholt Teilbild 1.2 und Teilbild 2.2 wiederholt Teilbild 1.3. Neu ist Teilbild 2.3, dessen Unterschied einzig darin besteht, dass RT1 und RT2 vertauscht sind. Dadurch ist umgekehrt der Entladestrom grösser als der Ladestrom. Der Tastgrad d/T ist jetzt um den selben Faktor grösser als 0.5. Durch Verändern der Werte von RT1 und RT2, jedoch bei gleichbleibendem Summenwiderstand von RT1+RT2, erhält man bei gleichbleibender Frequenz eine mittels Widerständen gesteuerte PWM.

Anstelle der beiden Widerständen RT1 und RT2 sieht man in Bild 3 die beiden Schemata mit je einem Potmeter P. rt1 und rt2 stellen die beiden Werte der Teilwiderstände zwischen Schleifer und den beiden Enden von P dar. An den Anschlüssen Ua folgen symbolisch je ein Schaltverstärker V und eine Glühlampe GL. Es geht dabei nur darum um zu erklären, wie die beiden Schemata die Zustände dunkler und heller erzeugen. Die Helligkeit der Lampe GL ergibt sich mit der thermischen Trägheit des Glühfadens, aus der mittleren Spannung des Tastgrades und der Spannung +Up (p = Power). Verluste im Schaltverstärker sind sehr klein, weil dessen Leistungstransistor mit hoher Flankensteilheit schaltet und deshalb die meiste Zeit ein- oder ausgeschaltet ist.

Teilbild 3.1 zeigt P mit einem niedrigen rt1- und einem höheren rt2-Wert. Das bedeutet CT wird schneller auf- als entladen und dies drückt sich in einer kleinen Impulsdauer aus, wie wir das jetzt bereits aus den vorherigen Bildern kennen. Der Tastgrad d/T ist kleiner als 0.5. Gerade umgekehrt ist es in Teilbild 3.2, wo rt2 im selben Mass kleiner ist als rt1. Rv dient der Definition des minimal und maximal mit P einstellbaren Tastgrades. Er dient aber auch dazu, dass der Lade- und Endladestrom von CT nicht nur durch die relativ niederohmige Ausgangsstufe des LMC/TLC555 bestimmt wird. Wünscht man sich getrennte Minimal- und Maximalhelligkeiten, sind anstelle von Rv, zusätzlich zu P RT1 und RT2 notwendig, wie dies Teilbild 3.3 zeigt.



LMC/TLC555-Impulsbreitenmodulator (PWM) zur Ventilatorsteuerung

Motivation

Im ELKO-Forum gab es eine rege Diskussion zum Thema PWM mit dem Timerbaustein NE555 (bipolare Version). Daraus entstand meine Motivation etwas zum Thema mit diesem Elektronik-Minikurs beizutragen und so entwickelte ich eine einfache Schaltung zur Erzeugung einer PWM mit dem LMC/TLC555 (CMOS-Version) zur Steuerung eines kleinen Tischventilators. Ein passender batteriebetriebener Tischventilator gab es als eine kurzfristige Aktion von der Elektronik-Discount-Kette Interdiscount. Anstelle der vier 1.5V-Batterien kommt eine externe Betriebsspannung von maximal etwas mehr als 6 VDC in Frage. Der maximale Strom beträgt 1A. Es ist mit entsprechenden Anpassungen der Schaltung möglich Ventilatoren mit andern Betriebsspannungen und Maximalstromwerten zu betreiben. Diese Anpassungen überlasse ich dem Leser.


Die PWM-Schaltung für den Tischventilator

Netzteil: Da mit 6 VAC eine niedrige AC-Nennspannung gewählt wird, ist eine Brückengleichrichtung mit zwei Silizium-Dioden pro Strompfad zu ineffizient. Besser ist die Mittelpunktgleichrichtung, bestehend aus Trafo TR und den beiden Dioden D4 und D5. Dafür muss man sich einen (Print-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen zu je 6 VAC besorgen. Der maximale DC-Strom durch den Ventilator beträgt 1A, wobei die gleichgerichtete und geglättete DC-Spannung unter Volllast knapp etwas mehr als 7 VDC beträgt. Das darf man dem Ventilator durchaus zumuten. Muss aber nicht sein, weil mit P1 kann man den Ventilator durch die PWM entsprechend einstellen. Durch die relativ gut geglättete DC-Spannung mit C1 ist der AC-Strom (RMS-Wert) um einen Faktor von etwa 1.4 mal grösser als der DC-Strom. Dieser Faktor bedingt eine Trafoleistung von mehr als 8.4 VA, allerdings hat dies nichts mit dem so genannten Formfaktor zu tun. Bei einer Wahl der Trafoleistung von 10 VA beträgt der so genannte Formfaktor 1.65 bei maximalem Laststrom. Das ist allerdings erfahrungsgemäss etwas knapp für eine Gleichrichtung mit relativ "straffer" Spannungsglättung. Es empfiehlt sich ein Formfaktor zwischen 1.8 und 1.9. Also ist es besser einen 16VA-Trafo einzusetzen. Damit hat man Reserve und eine geringe Erwärmung des Trafo. 16 VA ist die nächst höhere Stufe, die es im Fachhandel in der Regel gibt. Mit 16VA wäre die Schaltung grosszügig dimensioniert. Dies hier in dieser Kurzform aus Erfahrung beschrieben. Will man es selbst genau berechnen (z.B. für eine andere Ventilator-Leistung/Spannung), dann empfehle ich dazu das Buch HALBLEITER-SCHALTUNGSTECHNIK von Tietze/Schenk mit dem Kapitel "Stromversorgung".

Bei einer Trafonennlast von 16 VA beträgt bei 230 VAC der Primärstrom 70 mA. Daher sollte eine Feinsicherung von 100 mA träge (T) oder superträge (TT) die passende Wahl sein. Bei Verwendung eines kleinen Ringkerntrafo (nicht nötig), ist wegen dem höheren Einschaltstromimpuls, eher eine superträge Sicherung (TT) empfehlenswert. Wegen dem etwas besseren Wirkungsgrad wäre der Primärstrom etwas niedriger. Erst recht der Leerlaufstrom.

Die PWM-Schaltung: Diese Schaltung ist bereits mit Bild 3 erklärt. Auf den Ausgang Pin 3 des LMC/TLC555 folgt mit T2 ein Logiclevel-Power-MOSFET des Typs IRLZ34N, dessen sehr niedriger RDS_on von maximal 60 m-Ohm bei einer Gate-Source-Spannung von 4 V (TTL-High-Pegel) definiert ist. Bei einem Drainstrom von 1A, entsteht zwischen Drain und Source ein Spannungsabfall von nur 60 mV. Man könnte behaupten, dass mit diesem Power-MOSFET mit Kanonen auf Spatzen geschossen wird, weil dieser einen maximalen Dauerstrom von 30 A zulässt. Natürlich mit entsprechender Kühlung für etwa 2 W. Das stimmt. Allerdings ist der preisliche Unterschied so klein zu schwächeren Power-MOSFETs und das erst noch auch im selben TO220-Gehäuse, dass es sich lohnt für ein breites Anwendungsspektrum nur gerade den IRLZ34N an Lager zu halten. In der Grossproduktion sieht die Sache natürlich etwas anders aus. R5, direkt an das Gate von T2 verlötet, dient einzig dem Zweck HF-Schwingungen beim Ein- und Ausschalten des T2 zu vermeiden. Wenn man die Schaltung für einen 12VDC-Ventilator dimensioniert, kann man anstelle des Logiclevel-Power-MOSFET IRLZ34N auch den IRFZ34N einsetzen, falls nur grad dieser zur Verfügung steht. Daher die Angabe in Klammer.

Die PWM-Frequenz: Warum beträgt die Frequenz etwa 25 kHz? Betreffs Trägheit von Motor und Propeller würden locker wenige kHz genügen. Allerdings pfeift dann der Motor, wenn auch leise, bei diesen kHz-Frequenzen. Verschiebt man die PWM-Frequenz zu höheren Frequenzen, die man akustisch nicht mehr wahrnimmt, ist dieses Problem gelöst. Unter Umständen nicht für Hunde. Wenn dies ein Problem ist, kann man die Frequenz bis auf etwa auf 40 kHz erhöhen. Jedoch nicht zu hoch, weil sonst die Impulsflanken in Relation zu den minimalen Impulsbreiten (minimale oder maximale Einstellung des Potmeter P) zu wenig steil sind und dadurch der Power-MOSFET T2 mehr Verluste erzeugt. Wenn man anstelle des Motors eine LED-Lampe steuern will, reicht auch eine niedrige Frequenz von wenigen hundert Herz. Davon liest man mehr hier.

Beschaltung des Ventilators: Ohne Freilaufdiode D6 würde der Ventilator kaum drehen, weil die Selbstinduktionsspannung ist so gross, dass nur noch ein kleiner Strom zum Motor fliesst. Im Gegensatz zu einem Relais dient hier D6 nicht nur als Überspannungsschutz für T2. D6 ermöglicht einen Selbstinduktionsstrom, der wesentlich zum Laufen, bzw. zur Leistung des Ventilators beiträgt. Das dem so ist, spürt man, wenn man D6 berührt. D6 erwärmt sich. D6 muss den Strom vertragen, der durch den Motor des Ventilators fliesst. Es funktioniert durchaus mit einer handelsüblichen Silizium-Gleichrichterdiode für 1 Ampere, z.B. 1N4004. Da die Erholzeit (Recovery-Time) etwas gross ist, erzeugt sie bei jedem Ausschaltvorgang der PWM einen kurzen Überspannungsimpuls, nämlich in dem µs-Bereich in dem der Selbstinduktionsstrom noch nicht zum Fliessen kommt. Dazu kommt, dass der Verlust durch die Diodenfluss-Spannung auch etwas zu Buche schlägt. Daher ist es besser gleich eine Schottky-Diode z.B. des Typs SB1100 einzusetzen. Die Überspannunsgimpulse zeigen sich auf dem Oszilloskop nur noch als sehr feine Nadelimpulse, die man mit C4 leicht glätten kann. C4 dämpft auch noch wirksam eine aperiodische schwache HF-Schwingung in der Ausschaltphase des PWM. Mit dem Wert von C4 muss man etwas experimentieren. Je nach abweichenden Motorparametern des Ventilators kann auch der Wert von C4 abweichen. C5 ist nicht zwingend nötig. Ich habe ihn direkt beim Motor parallel zu den Anschlüssen verlötet. Er dämpft mit guter Wirkung die EM-Störabstrahlung durch das Zuleitungskabel. Dies kann man leicht mit einem Radio auf Mittel- und Langwelle prüfen. UKW wird nicht gestört. Dieser Frequenzbereich ist zu hoch.

Anlaufsteuerung: Wenn der Ventilator am Potmeter P zu einer niedrigen Drehzahl heruntergedreht wird, kann es sein, dass er beim Wiedereinschalten mit Schalter S nicht mehr anläuft. Hier hilft die Anlaufsteuerung ANLAUF. Beachte dazu Teilbild 1.1. An Pin 5 liegt der Blockkondensator Ck. Vor allem bei höherfrequenten Anwendungen oder bei kleinen Impulsbreiten, stabilisiert dieser Ck die Werte. Der selbe Eingang dient im bescheidenen Umfang auch zur spannungsgesteuerten PWM wie dies Figure 12 in diesem LMC555-Datenblatt zeigt. Man erkennt, je höher die Eingangsspannung an Pin 5, um so mehr Ladezeit beansprucht der Timing-Kondensator CT bis der Ausgang (Pin 3) von HIGH auf LOW kippt. Oberhalb einer gewissen Spannung passiert das nicht mehr. Das ist sicher dann der Fall, wenn Pin 5 auf dem Wert der Betriebsspannung liegt. Dann bleibt der Ausgang Pin 3 dauerhaft auf HIGH.

Zurück zu Bild 4. Genau das tut die Teilschaltung ANLAUF unmittelbar nach dem Einschalten der Schaltung mit Schalter S. C3 ist zunächst entladen. Von +Ubx fliesst ein Ladestrom über R2 und über die Emitter-Basis-Strecke von T1 über R3 zu C3. Während des Ladevorganges fliesst ebenso ein T1-Kollektorstrom über Pin 5 zum IC-internen Widerstandsnetzwerk. Dies setzt Pin 5 zunächst auf +Ubx. Sobald durch den Ladevorgang von C3 die Spannung zwischen Emitter und Basis von T1 dessen B/E-Schwellenspannung von 0.7 V unterschreitet, sperrt T1. Der Übergang ist fliessend. Bei Sperrung von T1 liegt Pin 5 wieder auf seinem REF2-Potential mit dem typischen Wert von +Ubx*2/3. Siehe dazu noch einmal kurz Teilbild 1.1.

Vermeidung des GND-Loop (Seite 5): In Bild 4 ist der Hauptstrompfad vom Netzteil zum Ventilator und zurück mit kleinen Pfeilen markiert. Der Stern beim GND-Symbol in Trafonähe soll andeuten, dass alle GND-Potentiale der Elektronik und des Leistungsteiles zu diesem Sternpunkt führen müssen, damit kein störender GND-Loop auftreten kann. In der Praxis heisst das, dass die GND-Potentiale der Elektronik auch separat zusammengeschaltet werden dürfen. Dann muss aber die Summe der Elektronik-GND-Potentiale und das Leistungs-GND-Potential des Ventilator getrennt zum GND mit dem Stern führen. Wenn man einen doppelseitigen Print mit GND-Plane auf der Elementenseite realisiert, ist dieses Problem sicher durch diesen GND-Plane von vornherein beseitigt.

Teilbild 5.1 zeigt wie der hohe Ventilatorstrom durch die Leitungsimpedanzen von Z1 und Z2 fliesst. Auf diesen Leitungsabschnitten entstehen von der Gleichrichter-Kondensator-Schaltung ein Rippelstrom, von den PWM-Schaltvorgängen und vom Motor selbst steilflankige Stromimpulse. Die Störspannungen, die dadurch auf Z1 und Z2 entstehen, reichen aus um die Elektronik wirksam zu destabilisieren. Dies geschieht nicht mit der Methode in Teilbild 5.2.



Noch stabilere 555-PWM-Schaltung mit 555-Treiber

Der Ausgangswiderstand an Pin 3 beim LMC555 ist unterschiedlich. Das LMC555-Datenblatt gibt in "Electrical Characteristics" Auskunft in den Zeilen mit den Parametern "Output Voltage (Low)" und "Output Voltage (High)". Da die Betriebsspannung der Schaltung in Bild 4 +7 VDC beträgt, interessiert uns nur die nächst liegende Parameter-Spannung von +5 VDC im Datenblatt. Die eigentlichen Werte für 7 VDC sind besser. Wenn der HIGH-Pegel an Pin 3 mit 2 mA belastet wird (Source-Current-Mode), sinkt die Spannung an Pin 3 von +5 V auf den typischen Wert von +4.7 V. Die Differenz beträgt 0.3 V. Es resultiert ein Ausgangswiderstand von 150 Ohm. Wird der LOW-Pegel an Pin 3 mit 8 mA belastet (Sink-Current-Mode), steigt diese LOW-Pegelspannung auf +0.3 V. Auch das ist die selbe Differenz von 0.3 V. Dies gibt einen Ausgangswiderstand von nur 37.5 Ohm. Das bedeutet, dass der IC-interne P-Kanal-MOSFET (Source-Current-Mode) vier mal hochohmiger ist als der N-Kanal-MOSFET (Sink-Current-Mode). Das ist nicht ungewöhnlich. Auch in diskreter Form sind N-Kanal-MOSFETs leichter mit niederohmigen Werten (Drain/Source) erhältlich. Wir kommen von Bild 4 zu Bild 6:

Je nach Belastung hat das Folgen, die man berücksichtigen muss. Eine Last mit einem kapazitiven Anteil verursacht, dass die ansteigende Flanke weniger steil erfolgt als die fallende, wie dies Teilbild 6.1a (CL) andeutet. Ein Leistungs-MOSFET (siehe Kreis mit Pfeil) hat zwischen Gate und Source eine Kapazität, die es zu berücksichtigen gilt. Beim IRLZ34N (Bild 4) beträgt diese 880 pF (also rund 1 nF). Der Ausgangswiderstand an Pin 3 des LMC/TLC555 und diese Kapazität bilden eine Zeitkonstante welche die Anstiegs-Flankenzeit vier mal mehr verschlechtert als die der fallenden Flanke. Bei 150 Ohm und knapp 1 nF sind das rund 750 ns, nämlich die 5-fache Zeitkonstante, die etwa 150 ns beträgt. Das ist gerade noch so wenig, dass dies für die vorliegende Anwendung mit einer PWM-Frequenz von 25 kHz (halbe Periode = 20 µs) noch tolerierbar ist. Das bedeutet, dass wegen der etwas höheren Anstiegs-Flankenzeit die Verlustleistung noch nicht signifikant zunimmt. Eine etwas höhere PWM-Frequenz reduziert die Verlustleistung.

Trotzdem wollen wir ein Stück weitergehen und untersuchen was die Folgen sind, wenn MOSFETs mit signifikant höheren Kapazitätswerten oder andere Bauteile, wie z.B. ein Piezowandler, zum Einsatz kommen. Dabei würde, gemäss der Schaltung in Teilbild 6.1, die Verzerrung der Impulsflanken auf die PWM-Funktion (Frequenz und Tastgrad) rückwirken und Probleme verursachen. Siehe CL-Diagramm. Eine reine Widerstandslast (RL-Diagramm) erzeugt ebenso eine Rückwirkung, obwohl nur der HIGH-Pegel reduziert würde. Die Flankenzeit bleibt dabei unverändert. Abhilfe schafft als einfachste Massnahme ein zweiter LMC/TLC555 als invertierender Treiber. Die Rückwirkung gibt es nicht, wie dies Teilbild 6.2 zeigt. Allerdings kann es sein, dass die zu grosse Flankenzeit (kapazitive Last) die Verlustleistung des MOSFET erhöht, weil die Ausgangswiderstände von IC:B (Treiber-Funktion) entspricht dem von IC:A (PWM-Schaltung). Es ist der selbe IC.

Um nicht gleich einen speziellen MOSFET-Treiber einsetzen zu müssen, kann man den Ausgang Pin 3 von IC:B mit einer einfachen komplementären Transistorstufe (Impedanzwandler mit T1 und T2) erweitern, wie man dies von der Audiotechnik her kennt. Diese Massnahme hat für den Elektronikbastler und für den Lernenden den Vorteil, dass er die ganze Anwendung mit zwei LMC/TLC555 und zwei zusätzlichen Transistoren realisieren kann. Je nach Anspruch der Flankenzeit für den MOSFET kann man TUNs und TUPs (Elektor-Jargon) verwenden oder es empfehlen sich schnell schaltende Schaltransistoren, z.B. 2N3904 (NPN) und 2N3906 (PNP), leicht erhältlich bei Farnell, Distrelec und Conrad. Man könnte auf die Idee kommen auf IC:B zu verzichten und die Basen der Transistorstufe direkt an Pin 3 von IC:A (PWM) anzuschliessen. Darauf verzichtet man besser, weil dann muss man sich nicht überlegen, wie stark die veränderlichen, wenn auch nur kleinen Basisströme die PWM rückwirkend beeinflussen können. IC:B sichert mit seinem sehr hohen CMOS-Typischen Eingangswiderstand die Stabilität der PWM-Erzeugung. Dass es doch mit nur einem LMC/TLC555 (PWM-Erzeugung) gehen kann, zeigt weiter unten Bild 8 mit dem zusätzlichen Einsatz des Discharge-Ausganges (Pin 7).

Dies ist selbstverständlich kein industrieller Lösungsvorschlag mit einem ökonomischen Ziel. Dafür zeigt er dem Lernenden einen Lösungsweg, der zu eigenem Experimentieren anregt. Anstelle eines zweiten LMC/TLC555 kann man ebenso ein CMOS-Inverter/Treiber CD4049 oder CD4050 einsetzen, wobei man jeweils alle sechs Inverter oder Buffer parallel schalten sollte zur Erhöhung der Treiberleistung. Allerdings ist die Treiberleistung durch diese Parallelschaltung kaum grösser als die des LMC/TLC555-Ausganges an Pin 3.

Discharge-Output-Alternative (Pin 7): Der LMC/TLC555 hat diesen Anschluss der als Open-Drain-Ausgang zur Steuerung einer kleinen Last (Relais, LED,...) eingesetzt werden kann oder er dient dem Timingprozess eines monostabilen- oder astabilen Multivibrator (Rechteckgenerator) oder als PW-Modulator (PWM). Alle drei Funktionen aus dem LMC/TLC555-Datenblatt, zusammengefasst in einem Bild, zu sehen hier in diesem Link. Damit sind wir beim Thema. Die hier realisierte PWM-Schaltung, die den Ausgang von Pin 3 für den Timing-Prozess benötigt, bietet einen wesentlich grösseren Einstellbereich des PWM, der für die Anwendung hier notwendig ist. Daraus ergibt sich die Frage, eignet sich der freie Discharge-Ausgang als PWM-Ausgang für die nachfolgende Teilschaltung und kann man dafür auf eine Treiberzwischenstufe verzichten. Diese Frage beantwortet Bild 8 mit zugehörigem Text:

Wenn der Open-Drain-Ausgang von Pin 7 (Discharge) leitet und mittels einer Last, hier ein Pullup-Widerstand Rp, mit +Ub verbunden ist, beträgt bei einem Drainstrom von 10 mA die typische Spannung zwischen Pin 7 und GND etwa 0.15 V, gemäss LMC/TLC555-Datenblatt. So ist der MOSFET T2 für den Motor (Bild 4) stromlos, wie es sein soll. Für diese 10 mA errechnet sich Rp auf einen Wert etwa 700 Ohm. Deshalb Rp = 680 Ohm.

Vergleichen wir das mit dem Ausgangswiderstand von Pin 3 des LMC/TLC555 mit den etwa 150 Ohm, so ist Rp als Quellwiderstand für den HIGH-Pegel zum T2-Gate mit 680 Ohm um einen Faktor 4.5 höher und das erhöht im selben Ausmass die Anstiegs-Flankenzeit am Gate von T2 von 750 ns auf 3.4 µs. Bei dieser Flankenzeit müsste man die PWM-Frequenz von 25 kHz auf 5.5 kHz reduzieren, damit man das selbe Verhältnis hat von Flankenzeit zur halben Periode der PWM-Frequenz. Die Verlustleistung bleibt so unverändert. Mit 5.5 kHz ist man im Audiobereich. Man riskiert störende Pfeiftöne vom Motor. Damit dieses Problem nicht eintritt, müsste man Rp reduzieren und die PWM-Frequenz auf mindestens 16 kHz (menschliche Hörgrenze) erhöhen. Um diesen Kompromiss zu umgehen empfiehlt sich die Schaltung von Teilbild 8.2. Mit dieser komplementären Transistorstufe aus Bild 7 kann man Rp problemlos auf 6.8 k-Ohm verzehnfachen und der Strom reduziert sich auf 1 mA. Noch mehr reduzieren, besser nicht, weil das reduziert dann wieder die Geschwindigkeit der Schalttransistoren (Miller-Effekt). Diese Schaltung ist nicht erprobt, weil sie ist auch nicht an einen fixen Motor orientiert. Teilbild 8.2 dient der Anregung zur eigenen Schaltungsentwicklung.



Thomas Schaerer, 16.10.2011 ; 26.06.2014 ; 04.08.2014 ; 28.03.2015+