555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator
(mit kapazitiver Sensor-Schaltung)
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Einleitung
Die bipolare Version des Timer-IC NE555 oder LM555 ist nicht nur ein Oldie, wie ich ihn im Elektronik-Minikurs 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten bezeichnete. Er ist auch ein Evergreen, denn sonst wäre das Interesse an ihm längst erloschen. Die vielen Webseiten zu seiner Ehre bestätigen dies. In diesem Elektronik-Minikurs soll auf eine weitere besondere Eigenschaft des 555-CMOS-Timer-IC (LMC555 und TLC555) eingegangen werden. Während in 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten der sehr hochohmige CMOS-Eingangswiderstand, besonders beim Treppenhausbeleuchtungstimer, mit einer Abschaltverzögerungszeit von 16 Minuten, im Vordergrund steht, geht es diesmal um eine besonders angenehme Eigenschaft der CMOS-Ausgangsstufe.
Bipolare 555-Endstufe versus CMOS-555-Endstufe
In der linken Bildhälfte sehen wir die typisch bipolare Endstufe eines
NE555 oder LM555 und auf der rechten die typische CMOS-Endstufe eines
LMC555 oder TLC555. Im weiteren sollen die C-MOS-Versionen des
555 mit LMC/TLC555 benannt werden. Zu verstehen sind dabei die
beiden Typen LMC555 von
National-Semiconductor-Corporation
(NSC) und TLC555 von Texas-Instruments
(TI). Mit der Bezeichnung LMC/TLC555 sind auch 555-CMOS-Produkte anderer
Hersteller, wie z.B. von EXAR, berücksichtigt.
Betrachten wir zuerst die bipolare Endstufe. Hier fällt einem sogleich
auf, dass die Ausgangsspannung an OUT niemals Rail-to-Rail sein kann.
Für den Elektronikanfänger: Rail-to-Rail bedeutet, dass die
Ausgangsspannung den Wert von +Ub und GND, oder ±Ub bei symmetrischer
Speisung, annehmen kann. Während dies bei der CMOS-Ausgangsstufe des
LMC/TLC555 ohne oder mit nur niedriges Last am Ausgang möglich ist, ist
dies mit der bipolaren Ausgangsstufe des NE555 oder LM555 überhaupt
nicht möglich. Betrachten wir dies im Detail.
OUT soll auf LOW gesetzt sein, also nahe beim GND-Pegel liegen. Der
NPN-Transistor T2 ist leitend. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines
bipolaren Transistors kann zwar, je nach Transistortyp, sehr kleine bis
sehr grosse Ströme ziehen, jedoch unabhängig von der Stromstärke, kann
die Kollektor-Emitter-Spannung auf Grund von Nichtlinearitäten nie
Null Volt werden. Auch bei sehr kleinen Kollektorströmen liegt
OUT, wegen der Kollektor-Emitterspannung von T2, stets einige zehn
Millivolt über GND. Nun, das wäre ja noch kein Grund um gleich "ein
Büro aufzumachen". Aber betrachten wir noch den HIGH-Pegel-Aspekt...
OUT liegt jetzt auf HIGH. Wie nahe kann diese Ausgangsspannung +Ub
erreichen, wenn der Ausgang nicht oder fast nicht belastet ist? Nun, das
haben wir schnell raus. Mit T3 und T1 erkennen wir eine
NPN-Darlingtonschaltung in der Funktion als Emitterfolger. An OUT kann
also maximal eine Spannung vorliegen, die zwei
Basis-Emitter-Schwellenspannungen unterhalb von +Ub liegt. Bei keiner
oder fast keiner Ausgangslast bedeutet dies, dass die Ausgangsspannung
immer mindestens 1.2 Volt unterhalb von +Ub liegt. Für viele Anwendungen
ist auch dies kein Grund "ein Büro aufzumachen", - jedoch für die
vorliegende Anwendung schon, wie wir gleich sehen werden.
Betrachten wir jetzt die CMOS-Endstufe auf der rechten Bildhälfte. Diese
besteht bekanntlich aus einem N- (T2) und einem P-Kanal-MOSFET (T1).
Entweder ist T1 oder T2 leitend. Beide verhalten sich, als lineare
niederohmige Widerstände, wenn sie leitend (eingeschaltet) sind. Dies
hat zur Folge, wenn OUT nicht oder nur sehr geringfügig belastet ist,
dann haben diese "steuerbaren Widerstände" (FETs)
RP oder RN im Verhältnis zu
einem mittel- bis hochohmigen Lastwiderstand einen derart niedrigen
On-Widerstand, so dass der Ausgangspegel an OUT
Rail-to-Rail-Eigenschaften aufweist. Dieser Zustand hat man z.B. dann,
wenn OUT mit einem hochohmigen Eingang einer nachfolgenden Schaltung
verbunden ist. Der Eingangswiderstand der nachfolgenden Schaltung sollte
10 k-Ohm oder besser grösser sein, will man ein sehr gutes
Rail-to-Rail-Verhalten der CMOS-Ausgangsstufe beibehalten. Dies vor
allem wegen dem P-Kanal-MOSFET T1. Die beiden FETs T1 und T2 sind nicht
identisch. Während T2 kräftiger ist und bei einem Strom von 8 mA
einen Spannungsabfall von 0.3 VDC erzeugt, erzeugt T1 den selben
Spannungsabfall schon bei einem Lastrom von 2 mA und dies bei einer
Betriebsspannung von 5 VDC. Bei höherer Betriebsspannung sind die
Spannungsabfälle niedriger, weil die Gates von T1 und T2 mit höheren
Steuerspannungen versorgt werden. Mehr Information im Detail erfährt man
im Datenblatt zum LMC555.
50%-Duty-Cycle-Generator mit nur einem
Widerstand und einem Kondensator
Dies funktioniert nur mit dem LMC/TMC555 weil die
Rail-to-Rail-Eigenschaft der Ausgangsstufe die wichtigste Voraussetzung
dazu ist. Allerdings mit gewissen Einschränkungen betreffs Laststrom an
OUT1. Nur dann nämlich, wenn die beiden Spannungswerte +Ub und GND an
OUT1 erreicht werden, ist ein Rechtecksignal mit einem Duty-Cycle
(Tastverhältnis) von exakt 50% möglich. Damit ist klar, dass RT nicht zu
niederohmig sein darf, weil sonst die Rail-to-Rail-Bedingung nicht
bereits bei Ladebeginn von CT erfüllt ist. Es zählt allerdings auch die
Matching-Genauigkeit der IC-internen Widerstände mit je 100 k-Ohm. Nicht
die absoluten Werte zählen, sondern die realtiven Abweichungen
untereinader. Darunter versteht man das sogenante Matching. Darüber
gibt das Datenblatt jedoch keine Auskunft.
Es gibt aber noch die Möglichkeit, in einem gewissen
Tastverhältnisbereich, an Pin 5, dem sogenannten Steuer- oder
Modulations-Eingang, nachzuhelfen. Mit (Trimm-)Potmeter P und R2
beeinflusst man die IC-internen Referenzspannungen REF1 und REF2. Dies
verändert die obere (Pin 6) und untere (Pin 2) Triggerschwelle und damit
an OUT1 (und OUT2) das Tastverhältnis. Allerdings ist es unvermeidlich,
dass dadurch auch die Frequenz ein wenig mitbeeinflusst wird. Diese müsste
mit RT korrigiert werden. Teilt man RT auf in (Trimm-)Potmeter und
Widerstand, kann man die Einstellempfindlichkeit dadurch verringern, in
dem der Einstellbereich der Frequenz so klein wie möglich dimensioniert
wird. Man kann für diesen Zweck auch ein 10- oder 20-Gang-Trimmpotmeter
verwenden. Wobei man darauf achten sollte, solche mit guter mechanischen
Stabilität einzusetzen. Übrigens, C1 mit 100 nF, sollte immer eingesetzt
werden, wenn Pin 5 hochohmig genutzt wird oder unbenutzt ist. Siehe
Datenblatt.
Das Problem mit der unerwünschten Frequenzbeeinflussung wäre
realisierbar, wenn nicht nur REF2 (Pin 5) sondern auch REF1 mit einem
Anschlusspin von aussen beschaltbar wäre. Wie dies grundsätzlich zu
realisieren wäre, zeigt Bild 3:
Doch nun schauen wir wie der 50%-Duty-Cycle-Generator funktioniert und betrachten mit Bild 2 (weiter oben) auch die Signaldiagramme in Bild 4:
+Ub wird mit den drei IC-internen Widerständen in drei gleich grosse
Spannungswerte aufgeteilt. 1/3*Ub liegt am invertierenden Eingang des
Komperators KB (REF1) und 2/3*Ub am nichinvertierenden Eingang von
Komparator KA (REF2).
Nachdem Einschalten der Generatorschaltung ist CT zunächast entladen.
Die Phase t1 beginnt. Die Spannung an CT ist also niedriger als die
beiden Referenzspannungswerte an REF1 und REF2. /R1, /R2 und /S sind
LOW-Pegel-sensitive Eingänge des RS-Flipflop FF, d.h. ein Umschalten von
HIGH auf LOW wirkt sich stets auf den Zustand des FF aus. /S ist auf LOW
(GND) und und /R1 auf HIGH (+Ub). /R2 ist direkt mit HIGH (+Ub)
verbunden. FF ist also gesetzt und der Ausgang Q, identisch mit OUT1,
ist auf HIGH (+Ub) gesetzt. Dadurch wird CT durch RT von diesem
HIGH-Pegel geladen. Die Spannung an CT UCT steigt.
Sie überschreitet die Spannungsschwelle von REF1 von 1/3*Ub. Jetzt sind
/S und /R auf HIGH gesetzt. Die Spannung an CT steigt weiter. Beim
Erreichen der Spannungsschwelle von REF2 von 2/3*Ub geht /R1 von HIGH
auf LOW und FF wird zurückgesetzt. Dadurch wird OUT1 auf LOW gesetzt.
Die Phase t2 beginnt. CT wird über RT entladen. Dabei wird der Wert von
REF2 sogleich wieder unterschritten. /R1 und /S sind wiederum auf
HIGH. Die Spannung an CT sinkt. Beim Erreichen von REF1 wird /S wieder
LOW und OUT1 geht erneut auf HIGH. Die Ladung von CT beginnt mit der
Phase t3 von Neuem. Noch etwas genauer: REF2 wird durch
UCT genau genommen im mV-Bereich leicht über- und REF1
leicht unterschritten. Die genauen Werte sind nicht bekannt, weil dazu
die notwendigen DC-Offsetspannungen der Komparatoren im Datenblatt nicht
angegeben sind.
t1 ist grösser als t2 oder t3, weil am Anfang CT meist vollständig
entladen ist. Danach ändert die Spannung an CT immer nur zwischen 1/3*Ub
und 2/3*Ub (Hysterese), was ein Tastverhältnis von 50% des
Rechteckausgangssignales zur Folge hat (t2 = t3).
Stabilität des 50%-Tastverhältnis: Gemäss Datenblatt des LMC555
liegt die maximale Oszillatorfrequenz bei 3 MHz. Bleibt man bei CT = 100
pF, liegt RT bei weniger als 2 k-Ohm. Bis hinunter zu diesem RT-Wert ist
auf dem Oszilloskop noch keine Verschlechterung des
50%-Tastverhältnisses optisch wahrnehmbar. Bei einem Test an wenigen
Exemplaren zeigte sich ein unterer RT-Grenzwert von etwa 1 k-Ohm. Bei
genauem Hinsehen auf dem Oszilliskop beobachtete ich erst eine
geringfügige Abweichung vom 50%-Tastverhältnis und dies innerhalb eines
Betriebsspannungsbereiches zwischen +5 VDC und +15 VDC. Die Erweiterung
für den Abgleich des Tastverhältnisses in Bild 2 ist daher nur selten
nötig.
Wenn der RT-Wert niederohmig realisiert werden muss, z.B. für höhere
Frequenzen bis in den MHz-Bereich, muss man die On-Widerstände von T1
und T2 des LMC/TLC555 in die Berechnung miteinbeziehen. Diese
Widerstandswerte sind aus dem Datenblatt jedoch nicht ersichtlich und
sie sind auf jedenfall ungleich, weil T2 (Bild 1) der kräftigere MOSFET
ist. Muss man mit einem LMC/TLC555 unbedingt so hohe Frequenzen
erzeugen, ist es besser CT etwas kleiner und RT etwas grösser zu wählen.
Erfahrung habe ich mit dem LMC/TLC555 nur mit Frequenzen bis maximal 1
MHz im Dauereinsatz.
Noch einmal ein Blick zum Bild 2. Es gibt zwei Ausgänge, OUT1 und OUT2.
OUT1 dient der Rückkopplung für die Oszillatorfunktion. Wird dieser
Ausgang zusätzlich belastet, beeinflusst dies die Frequenz und auch das
Tastverhältnis, Ändert sich während des Betriebes der Laststrom an OUT1,
kann dies die Frequenzstabilität und die Stabilität des
Tastverhältnisses massiv beeinträchtigen.
Die Frequenz-Temperatur-Stabilität wird gemäss Datenblatt mit 75 ppm/K
angegeben. Das ist für einen RC-Oszillator sehr gut. Dies bedeutet z.B.,
dass die Frequenz von 100 kHz bei einer Temperaturänderung von 20 K um
etwa 150 Hz variiert. Dies allerdings nur, wenn OUT1 hochimpedant
belastet wird, z.B. mit einer schnellen Komparatorschaltung, - am besten
natürlich ebenfalls mit CMOS-Eingang.
Ich erwähne hier absichtlich nicht hochohmig sondern
hochimpedant. Dies bedeutet, dass man bei höheren Frequenzen auch
auf parasitäre Kapazitäten achten muss. Es liegt dann definitiv nicht
drin, dass man zwischen OUT1 und GND ein langes abgeschirmtes Kabel
anschliesst. In so einem Fall muss man das Rechtecksignal aus dem
LMC/TLC555 vor der Weiterverarbeitung erst puffern.
Alternativ dazu, kann man auch den Opendrain-Ausgang OUT2 benutzen. Bei
höheren Frequenzen, muss man allerdings daran denken, dass der
On-Widerstand von T (Bild 2) immer sehr viel kleiner ist als der
Pullupwiderstand R1. Dies hat zur Folge, dass bei höheren Frequenzen die
ansteigende Flanke auffallend weniger steil ist wie die fallende
Flanke des Rechtecksignales. Dies besonders dann wenn OUT2 zusätzlich
kapazitiv belastet ist.
OUT2 eignet sich, wenn für die Timerschaltung unbenutzt, hauptsächlich
für das Treiben etwas grösserer Lasten wie z.B. ein Relais oder eine
superhelle LED. Im vorliegenden Beispiel als helle Blinkschaltung. Der
maximale Strom beträgt 50 mA. Das ist der Stromsenke-Betrieb. Die Last
liegt zwischen +Ub und OUT2 (Pin 7).
Bei einem Relais unbedingt die Freilaufdiode parallel zur Relaisspule
nicht vergessen, da sonst beim Abschalten hohe
Selbstinduktionsspannungsimpulse den MOSFET T (Bild 2) zerstören können.
Anwendung: Kapazitive Sensorschaltung mit LMC555
Die Arbeitsweise eines kapazitiven Sensors besteht grundsätzlich aus einer Veränderung des Plattenabstandes, der aktiven Plattenfläche oder dem dielektrischen Wert durch eine nichtelektrische Aktion. Der dielektrische Wert trifft z.B. auf den kapazitiven Feuchtesensor zu. Wenn man einen kapazitiven Sensor einsetzen will, gibt es zumindest zwei grundlegend unterschiedliche Arten des Ausgangssignals. Eine kapazitätsabhängige Spannung oder eine kapazitätsabhängige Frequenz. In beiden Anwendungen hat man es mit einer meist höherfrequenten Wechselspannung (AC-Spannung) zu tun, wie dies die Bild 5 zeigt:
Teilbild 5.1 zeigt als stark vereinfachtes Prinzpschaltbild eine
mögliche Variante zur Erzeugung einer analogen Ausgangsspannung Ua,
gegeben durch die Kapazität des kapazitiven Sensors Cs (s für Sensor).
Der AC-Strom des Generators erzeugt in Cs einen Blindstrom, der durch R1
fliesst und eine Spannung erzeugt. Ändert sich der Wert von Cs, ändert
sich der Blindstrom und damit auch die Spannung an R1. IC:A verstärkt
die relativ kleine Änderung von Cs durch eine externe physikalische
Einwirkung. Diese verstärkte AC-Spannung wird mit D, R4, R5 und C1
gleichgerichtet und geglättet. Im Prinzip besteht die ganze Schaltung
aus Amplituden-Modulation und Amplituden-Demodulation. Die sehr
niederfrequente Veränderung der Kapazität von Cs moduliert die
höherfrequente AC-Spannung des Generatots G an R1. Am Ausgang von IC:A
zeigt sich die verstärkte AM-Spannung, die mit der nachfolgenden
Schaltung aus D, R4, R5 und C1 demoduliert wird. Übrig bleibt an Ua die
verstärkte rekonstruierte NF-Spannung. Die Grenzfrequenz des
Tiefpassfilters aus R5 und C1 muss so hoch sein, dass die extrem
niederfrequente Spannung, die Cs erzeugt, nicht nennenswert verzerrt
wird. IC:B wirkt als Impdanzwandler, damit die nachfolgende
Auswertschaltung die Messschaltung nicht beeinflusst. Die gezeigte
Schaltung ist so einfach nicht nachbaubar. Sie zeigt nur das
Funktionsprinzip.
Anstelle von amplitudenmodulierten gibt es auch frequenzmodulierte
Messmethoden. Cs beeinflusst eine Frequenz. Eine Variante
ist es, wenn Cs Teil eines aktiven LC-Schwingkreises ist. Durch die
Variabilität von Cs ändert sich die Resonanzfrequenz. Eine ganz andere
Variante ist die, welche in Teilbild 5.2a gezeigt wird. Es wird, passend
zu diesem Elektronik-Minikurs, den selben Rechteckgenerator benutzt, wie
Bild 2 zeigt. Anstelle von CT (Bild 2) wird der kapazitive Sensor Cs
geschaltet. Eine Veränderung der Kapazität von Cs verändert
direkt proportional die Ausgangsfrequenz an Out1 und Out2. Out2, ist ein
Opendrain-Ausgang. Daher der Pullup-Widerstand R1.
Im Vergleich zu Teilbild 5.1 hat Teilbild 5.2a ein Problem, das
kapazitive Sensoren oft schlecht vertragen - eine überlagerte mittlere
DC-Spannung, dargestellt in Teilbild 5.2b. Diese DC-Offsetspannung
ergibt sich aus dem Mittelwert der sägezahnartigen Mittelwertspannung,
gegeben aus dem Maximalwert mit 2/3*Ub und dem Minimalwert 1/3*Ub, wie
das bereits in Bild 4 ausführlicher dargestellt und kommentiert ist.
Diese Mittwelwertspannung ist halb so gross wie die Betriebsspannung
+Ub, also +Ub/2. Es stellt sich daher die Frage, wie kann man dieses
Problem lösen und die einfache Schaltung mit dem LMC555, ohne grossen
Zusatzaufwand, trotzdem benutzen. Wir betrachten dazu Bild 6:
Wir haben bei der Oszillatorschaltung mit dem LMC555 in Teilbild 5.2a an
Cs eine unerwünschte überlagerte DC-Spannung die wir wegfiltern wollen.
Eine einfache passive Methode zeigt Bild 6. Im ersten Schritt
untersuchen wir Teilbild 6.1, die uns eine DC-Spannungsquelle mit einer
Spannung von 2.5 VDC zeigt. Dieser Wert passt zur überlagerten
DC-Spannung in Teilbild 5.2b (mittlere Spannung an Cs), wenn +Ub 5 VDC
beträgt. Die zur DC-Spannungsquelle UDC in Serie
geschaltete AC-Spannungsquelle UAC erzeugt dazu
passend eine AC-Spannung von aufgerundet 1.7 Vpp (1/3*Ub). Damit haben
wir exakt die Relationen der AC- und DC-Spannungen entsprechend Teilbild
5.2b.
Cs sei als Beispiel ein kapazitiver Feuchtesensor mit einer typischen
Kapazität von etwa 100 pF, wobei in dieser Versuchsanordnung in Bild 6
auch ein gewöhnlicher Papier- oder Keramik-Kondensator seinen Zweck
erfüllt. Cs und C1 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, parallel
geschaltet zu UAC und UDC.
Betrachten wir den Aspekt der AC-Spannung. Die Kapazität von C1 ist 1000
mal grösser als die von Cs. Oder anders formuliert, der
frequenzabhängige kapazitive Widerstand (Kapazitanz) von C1 ist 1000 mal
niedriger als der von Cs. Das heisst die AC-Spannung über C1 ist 1/1000
von der AC-Spannung an Cs. Die AC-Spannung an Cs ist daher praktisch
gleich gross wie die AC-Spannung von der Quelle mit 1.7 Vpp. Man kann C1
problemlos von 100 nF auf 10 nF reduzieren und die Ungenauigkeit
beträgt erst 1%. Weiter unten ist auch das speziell thematisiert.
Wie verhält sich die Situation mit der DC-Spannung? Stellen wir uns vor,
es sei zunächst keine DC-Spannung, sondern eine niederfrequente
AC-Spannung, die aber wesentlich niederfrequenter ist als die Frequenz
der AC-Spannung UAC. Die kapazitiven Widerstände
von C1 und Cs wären sehr viel grösser, aber am Verhältnis der beiden
kapazitiven Widerstände ändert sich nichts. Also ist die AC-Spannung an
Cs (100 pF) noch immer 1000 mal grösser als an C1 (100 nF). Wir
reduzieren die Frequenz bis nur noch eine DC-Spannung vorliegt. Dadurch
werden die beiden kapazitiven Widerstände theoretisch unendlich gross.
Was sind die praktische Auswirkungen? Ganz einfach, auf die Dauer sinkt
bei dem Kondensator die DC-Spannung schneller, der im Verhältnis zur
Kapazität, die grösseren Verluste hat. Diese Verluste sind mit den
"imaginären" Widerständen Rv1 und Rvs in Teilbild 6.1 gekennzeichnet.
Praktisch betrachtet, passiert folgendes beim Einschalten des Netzwerkes
aus C1 und Cs. Die DC-Spannung UDC überträgt sich
praktisch vollständig auf Cs und ohne ohmsche Belastung eines parallel
geschalteten Widerstandes an Cs bleibt das auch so für eine lange
Betriebsdauer. Will man diesen Dauerzustand vermeiden, muss man, wie
Teilbild 6.2 zeigt, R parallel zu Cs schalten. Dadurch entsteht aus C1
und R ein passives Hochpassfilter. Dieses vermeidet, dass auf Dauer eine
DC-Spannung an Cs liegt. Allerdings erzeugt R*C1 eine
Zeitkonstante die festlegt, wie lange eine exponentiell sinkende
DC-Spannung an Cs erzeugt wird. Damit diese DC-Spannung am Ausgang
möglicht schnell den Wert 0 VDC approximiert, sollte R möglichst
niederohmig sein. Ist R jedoch zu niederohmig, beeinflusst er unzulässig
stark den frequenzabhängigen kapazitiven Widerstand von Cs, womit z.B.
eine Feuchtigkeitsmessung stark verfälscht würde. In der vorliegenden
Experimentierschaltung wirkt sich das nicht aus, weil die Frequenz
konstant erzeugt wird. Jedoch in der Messschaltung in Bild 7 sehr wohl,
wie wir gleich sehen werden.
Wie gross R etwa sein darf, werden wir im weiteren Verlauf erfahren. Das
ist natürlich stark von der gewählten Frequenz des Oszillators abhängig
und eine geeignete Frequenz ist die, welche an der Kapazität Cs einen
für den vorliegenden Zweck brauchbaren kapazitiven Widerstand erzeugt.
Ist der kapazitive Widerstand zu hochohmig, ist die ganze Schaltung zu
hochohmig und das bedeutet ein erhöhtes Risiko für externe Störeinflüsse.
Ist sie zu niederohmig, wird der Oszillator zu sehr belastet. Der
Oszillator muss eine hohe Frequenz liefern und das bedeutet auch mehr
elektrische Verlustleistung. Es ist eine etwas "schwammige" Situation.
Nun so schwierig ist es trotzdem nicht, wenn man die Schaltung in Bild 7
versteht. Achtung: Die Funktion von R übernimmt in Bild 7 R2.
Auslöser zu diesem Kapitel war eine Diskusion im
Forum des Elektronik-Kompendium zum Thema
Beschaltung eines kapazitiven Fühlers (TCL555).
Es geht dabei um die Messung der Feuchtigkeit mit einem kapazitiven
Feuchtesensor mit der typischen Schaltung zur Erzeugung eines
zeitsymmetrischen Rechtecksignales (t/T = 0.5) mit dem CMOS-Timer-IC
LMC555 oder äquivalent TLC555. Ich habe in dieser Diskussion auch mitgewirkt
und beschlossen, weil es um den beliebten LMC555 geht, diesen
Elektronik-Minikurs mit diesem Thema zu ergänzen.
Die nachfolgende Schaltung in Bild 7 entspricht weitgehend der Skizze
des ersten Beitrages in diesem Thread des ELKO-Forums und die Quelle
dieser Skizze ist eine empfohlene
Testschaltung
aus einem Produkt-Katalog der Firma
E+E Elektronik.
Man darf davon ausgehen, dass der Link zu dieser Schaltung langfristig
nicht gesichert ist, weil ein Produktekatalog sich jederzeit ändern kann.
Deshalb steht diese Testschaltung auch hier als
PDF-Original
zur Verfügung.
Was bietet die Erweiterung dieses Elektronik-Minikurses zusätzlich zur
Testschaltung im Produkt-Katalog der Firma E+E Elektronik? Ganz
einfach, eine genauere Beschreibung wie die Schaltung arbeitet und sie
fasst die Antworten auf Fragen im ELKO-Forum zusammen. Aber der
wichtigste Grund ist, dass es eine LMC555-Anwendung ist!
Bild 7 zeigt die Testschaltung von E+E Elektronik, in der
Darstellung mit dem detaillierten Inhalt des LMC555 bzw. TLC555, wie
dies Bild 2 illustriert. Jedoch nicht mit der dort dargestellten und
beschriebenen Erweiterung für den präzisen Abgleich des
Tastverhältnisses t/T auf den Wert von 0.5, da dies für die Anwendung
dieser Testschaltung für den Einsatz eines kapazitiven Sensors, z.B. zur
Messung der Feuchtigkeit, nicht nötig ist. Die Richtwerte für die
Komponenten RT (R1 im E+E), C1, Cs (CT) und R2, orientieren sich nach
der Testschaltung von E+E Elektronik, oder man kann sagen, nach
einem kapazitiven Sensor, dessen Kapazität etwa im Bereich zwischen 100
und 200 pF liegt. RT besteht aus einer Serieschaltung eines
Trimmpotmeter mit einem vorgschalteten Widerstand. Dies ermöglicht einen
präzisen Frequenzabgleich. Die Werte dieser beiden Bauteile muss man
experimentell ermitteln. Es ist nur der Gesamtwiderstand angegeben und
das ist ein Richtwert, wie auch bei R1 in der Testschaltung von
E+E Elektronik.
Von der Experimentierschaltung in Bild 6 mit einer Oszillatorfrequenz von
50 kHz wissen wir, dass der kapazitive Widerstand
XCs von Cs bei 100 pF 32 k-Ohm beträgt. R2
muss wesentlich grösser als XCs sein, damit Cs
nicht signifikant von R2 beeinflusst wird. In der Testschaltung von
E+E Elektronik wird für R2 ein Wert von mehr als 4.7 M-Ohm
angegeben. Damit ist R2 etwas mehr als 100 mal grösser als
XCs. Die Zeitkonstante C1*R2 beträgt bei 100 nF und
5 M-Ohm eine halbe Sekunde und das bedeutet, dass Cs nach etwa 5
Sekunden praktisch frei ist von der DC-Spannung. Ist das noch immer
zuviel Zeit, kann man C1 z.B. auf 22 nF reduzieren, worauf sich diese fünf
Sekunden auf eine Sekunde reduziert. Der Messfehler verschlechtert sich
geringfügig auf etwa 0.5 Prozent, wenn Cs 100 pF beträgt. Das ist kaum
der Rede wert. Auch noch nicht bei 1 Prozent bei der Verwendung des
kapazitiven Feuchtesensors HC201 mit einer Kapazität von 200 pF.
Fazit: Diese Sensorschaltung ist genau der richtige Einstieg für den
ELKO-Praktiker, der sich mit der Schaltungstechnik mit kapazitiven
Sensoren praxisbezogen und experimentell befassen möchte. Ich wünsche
viel Spass!
Thomas Schaerer, (aelter) ; 29.04.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 17.12.2004 ; 10.02.2006 ; 08.12.2008 ; 31.10.2009