555-CMOS-Monoflop: Re-Triggerbar!
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Einleitung
Ich werde von ELKO-Lesern immer wieder angefragt, ob es eine Möglichkeit
gibt, das 555-Timer-IC, das man als Monoflop beschalten kann,
retriggerbar zu realisieren. Obwohl ich selbst kein Bedarf nach einer
retriggerbaren Lösung mit einem 555-Monoflop habe, da es dafür andere
ICs gibt, habe ich im Jahre 2001 über den Wunsch der ELKO-Leser
nachgedacht, eine Schaltung entworfen, damit experimentiert und das
Resultat in diesen Elektronik-Minikurs gepackt. Aber beginnen wir ganz
von vorne. Für den Anfänger der nicht weiss was retriggerbar heisst,
hier zunächst eine kurze Einführung:
Ein "normales" Monoflop wird durch eine steigende oder fallende Flanke
eines Eingangsimpulses gestartet. Getriggert, wie man sagt. Damit wird
am Ausgang des Monoflop ein Impuls mit einer bestimmten Dauer erzeugt.
Diese Impulsdauer ist durch eine RC-Zeitkonstante definiert. Während
dieser Zeit wird C durch R bis zu einem bestimmten Spannungswert geladen
und dann mit dem Impulsende sofort entladen. Erzeugt man weitere
Triggerimpulse am Eingang des Monoflops während der Dauer des
Ausgangsimpulses, so haben diese Impulse keinen Einfluss auf die
Dauer des Ausgangsimpulses. Ein solches Monflop ist nicht retriggerbar.
Ein 555-Timer-IC, wenn als Monoflop geschaltet, ob in CMOS oder bipolare
Version, arbeitet als solches.
Im Gegensatz dazu wird bei einem retriggerbaren Monoflop mit jedem
weiteren Triggerimpuls die Ausgangsimpulsdauer erneut gestartet, das
heisst C wird stets entladen und die Ladung beginnt von Neuem. Wenn die
Periode der Triggerimpulse kürzer ist als die Ausgangsimpulsdauer,
bleibt der Ausgang im aktiven Zustand.
Von diesen retriggerbaren Monoflops gibt es einige Exemplare: CD4538
(MC14538), 74HC123 (CMOS-Version des TTL-Oldy 74LS123), 74HC423,
74HC4538.
Aus einem nicht tretriggerbaren Monoflop ein retriggerbares zu machen ist
weit aufwendiger als umgekehrt. Dazu braucht es bloss ein Logikgatter
mit zwei Eingängen vor dem Triggereingang. Der eine Eingang dient als
eigentlicher Triggereingang und der andere erhält das Logiksignal vom
Ausgang des Monoflops. Dieses Logiksignal sperrt während der Dauer des
Ausgangsimpulses weitere Triggerimuplse am Eingang. Das Logikgatter
dient dem Sperren und Öffnen des Triggereinganges. Wenn das
retriggerbare Monoflop bereits ein solches Gatter enthält, ist es
besonders einfach aus einem retriggerbaren ein nicht retriggerbares
Monoflop zu modifizieren. Diese Modifikation besteht bloss aus einer
einzigen Verbindung. Wie dies gemacht wird zeigt das Datenblatt zum
Dual-Precision-Monostable CD4538B. Man beachte das Bild welche
die Impulsdiagramme und das Lade-/Entlade-Diagramm des
Timing-Kondensators enthält und das Bild mit dem Titel
Non-Retriggerable Monostables Circuitry.
Gibt es einen systemischen Ansatz dafür, dass es einfacher ist ein
retriggerbares Monoflop in ein nicht retriggerbares zu verwandeln als
umgekehrt? Ich vermute ja, weil ein retriggerbares Monoflop komplexer
ist als ein nicht retriggerbares. Etwas Komplexes in etwas weniger
Komplexes umzusetzen ist einfacher. Man reduziert die Ordnung eines
Systems.
Darum ist es auch nicht ganz so einfach aus dem 555-Timer-IC ein
retriggerbares Monoflop zu machen. Wenn dies jedoch jemand unbedingt
haben will, so besteht diese Möglichkeit. Dazu mehr im folgenden
Kapitel.
Retriggerbares Monoflop mit LMC555 undTLC555
Wir benutzen hier die CMOS-Version des 555-Timerbausteins. Es ist die
selbe Grundschaltung wie diejenige im Elektronik-Minikurs
555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten in Bild
1. Welchen Zweck die Autoresetschaltung mit den Bauteilen R1, R2, C1 und
D hat, ist dort bereits erklärt. Es wird dort ebenso gezeigt, wie man
zusätzlich zur Auto-Reset-Funktion auch noch eine manuelle
Reset-Funktion realisiert. Es wird dort auch erklärt wie die
grundlegende Monoflopschaltung funktioniert. Darauf werde ich jedoch
eingehen, weil diese Funktion durch die Retriggerfunktion erweitert ist
und beides zusammengehört. Die Schreibweise für die CMOS-Version des
555-Timer-IC mit LMC/TLC555 ist ebenfalls im erwähnten
Elektronik-Minikurs erklärt. Es geht darum, dass es zwei praktisch
identische ICs, nämlich den LMC555 und den TLC555, gibt.
Durch Druck auf die Drucktaste DT wird am Eingang IN der HIGH-Pegel
(+Ub), der durch den Pullup-Widerstand R3 erzeugt wird, auf LOW (GND)
gesetzt. Die Zeitkonstante R4C2 differenziert die fallende Flanke durch
den Tastendruck zu einem kurzen negativen Impuls. Die Zeitkonstante
beträgt 10 ms. Die steil fallende Flanke dieses Impulses startet am
Triggereingang Pin 2 des LMC/TLC555 den Monoflop-Ausgangsimpuls, dessen
Impulsdauer durch die Zeitkonstanten RT*CT plus R4C2 bestimmt wird. Die
Ladung von CT durch RT beginnt erst am Ende des Eingangstriggerimpulses,
weil während der Dauer dieses Impulses die Ladung von CT verhindert
wird. Wir werden noch lesen weshalb dies hier so ist. Wenn die
CT-Spannung an Pin 6 und Pin 7 den Referenzspannungswert am
nichtinvertierenden Eingang von KA überschreitet, kippt dieser
Komparator und sein LOW-Pegel setzt das zuvor gesetzte RS-Flipflop
zurück. /Q geht auf HIGH-Pegel, der MOSFET T leitet und entladet CT sehr
schnell über seinen niedrigen Innenwiderstand.
Negativer Impuls bedeutet, dass der Ruhezustand auf dem HIGH-Pegel (+Ub)
und die Impulsspannung auf dem LOW-Pegel (GND) liegt.
Wird während der Dauer des Ausgangsimpulses OUT an Pin 3 Taste DT
erneut betätigt, hat der kurze negative Impuls keinen Einfluss auf den
Triggereingang Pin 2. Der selbe Impuls steuert aber auch den
NPN-Transistor T1 und öffnet ihn während dieser kurzen Impulsdauer von
etwa 10 ms. Dadurch fliesst ein ebenso kurzeitiger Strom von +Ub über R8
in die Basis von T2. T2 schliesst und entladet CT sehr schnell über R9.
Danach beginnt die Ladung von CT durch RT von Neuem. Dies ist die
Retriggerfunktion. Im Prinzip sehr einfach. Wir betrachten jetzt noch
das dazughörige Impulsdiagramm:
Der Monoflopimpuls an OUT beginnt mit einem ersten Triggerimpuls,
ausgelöst durch seine fallende Flanke. Man schaue genau hin. Die Ladung
von CT beginnt erst mit dem Ende des Triggerimpulses. Da der
Eingangstriggerimpuls jedoch um Grösserordnungen kürzer ist als der
Monoflopimpuls an OUT, kann man die Dauer des Triggerimpulses in der
Praxis vernachlässigen. In der Skizze in Bild 2 ist der Triggerimpuls im
Verhältnis zum Monoflopimpuls zu breit abgebildet.
Wir warten bis der Impuls an OUT beendet ist. Das Ende ist erreicht,
wenn an CT die Spannung 2/3*Ub überschritten wird. Die Ladespannung an
CT bricht schnell zusammen. Danach folgt ein nächster Triggerimpuls wenn
DT erneut gedrückt wird und das Monoflop erneut startet. Danach folgen
innerhalb der Monoflop-Impulsdauer drei weitere Triggerimpulse. Dabei
wird jedesmal CT schnell entladen und die Ladung beginnt stets nach Ende
des Triggerimpulses von Neuem. Durch diese Retriggerimpulse wird die
Monoflop-Impulsdauer an OUT verlängert.
Dimensionierungskriterien
Man beachte zu diesem Kapitel erneut
Bild 1.
Bild 1 öffnet durch Klick auf linke Maustaste in einem zusätzlichen
Fenster.
Die Kondensatoren CT und C2
Wie bereits angedeutet, hat der IC-interne MOSFET T zur Entladung von CT
einen niedrigen Innenwiderstand. Diese ist allerdings auch abhängig von
der Betriebsspannung des IC. Bei der Verwendung von hohen CT-Kapazitäten
wirkt sich die Entladezeitkonstante dann spürbar aus, wenn nach
Impulsende, das Monoflop unmittelbar erneut getriggert wird. Dann hat CT
wegen zu kurzer Entladedauer eine Restspannung welche die folgende
Monoflopimpulsdauer reduziert.
Die Entladezeitkonstante bei einer CT-Kapazität von 1000 µF (dies ist
natürlich ein Elko) und einem MOSFET-Innenwiderstand von z.B. 30 Ohm
beträgt 30 ms. Bis zur praktisch vollständigen Entladung sind dies mehr
als 200 ms. Eine zu unvollständige Entladung reduziert die Impulsdauer
nach der Triggerung erheblich. In diesem Fall wäre es also besser für CT
nur 100 µF (Tantal-Elko) zu wählen und RT um einen Faktor 10 zu erhöhen.
Damit reduziert sich die Entladezeitkonstante auf 3 ms. Allerdings
müssen wir das auch nicht auf die Spitze treiben, denn die Praxis sieht
in der Regel nicht so aus, dass bei einem Langzeit-Timer
(z.B. Treppenhausbeleuchtung) das Monoflop bereits 200 ms nach Impulsende
durch Tastendruck erneut getriggert wird. Alleine die menschliche
Wahrnehmungsverzögerung dauert etwa eine halbe Sekunde und bis der
Finger zur Taste im Dunklen greift, dauert es mindesten noch einmal so
lang oder länger.
Das Problem liegt eher bei der Retriggerung. Dort wird der Transistor
T2, welcher CT entlädt, nicht dauernd eingeschaltet. Bei der
vorliegenden Dimensionierung von C2 und R4 sind das gerade 10 ms. Damit
wird CT bei einem Wert von 100 µF beinahe vollständig entladen. Der
Entladewiderstand mit R9 = 33 Ohm erzeugt mit CT = 100 µF eine
Entladezeitkonstante von 3.3 ms. Will man einen Langzeittimer mit sehr
grossen Zeiten realisieren, benötigt man auch grosse CT-Werte, wobei
diese zwangsläufig auch Elkos, vorzugsweise Tantal-Elkos, sein können.
Dann muss der Retriggerimpuls so lange sein, dass CT möglichst
vollständig entladen wird, weil sonst, nach der Retriggerung, die neu
gestartete Impulsdauer zu niedrig sein wird. Um die Reproduzierbarkeit
dieser Monoflopimpulsdauer an OUT zu verbessern, ist es besser, wenn man
die Triggerimpulsdauer von 10 auf 20 ms oder mehr verlängert. Dies
erreicht man, in dem man C2 von 1 µF auf 2.2 µF erhöht. Dies gilt für
eine CT-Kapazität von 100 µF.
Man sollte alternativ zu C2 R4 eher nicht erhöhen und wenn, dann nur
wenig. R4 hat nämlich noch eine andere Aufgabe. Er dient als
Pullupwiderstand. R4 sorgt einerseits dafür, dass der 555-Triggereingang
Pin 2 auf HIGH-Pegel gesetzt ist. Um den Störsignalabstand möglich gross
zu halten, sollte die Ruhepannung an diesem Eingang wesentlich höher als
die Triggerspannung des Komparators KB sein. Am besten so nahe wie
möglich bei +Ub. Anderseits sorgen R4, R5 und R6 für einen begrenzten
Basisstrom von T1. R4, R5 und R6 wirken mit der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 als Spannungsteiler. Daher ist
die Ruhespannung am Triggereingang Pin 2 stets etwas niedriger als +Ub.
Bei +Ub = 5 VDC sind es 4.6 VDC, bei +Ub = 12VDC sind es 10.9 VDC. R3
dient einzig dem Zweck, dass C2 nach dem Tastendruck wieder entladen
wird. C2 entladet sich durch R3 und R4. Um diese Entladungszeitkonstante
zu verringern kann man R3 auch niederrohmiger wählen und man schaltet
parallel zu R4 eine Si-Diode D. Kathode nach +Ub, denn sie muss sperren,
wenn sie gerade nicht der Entladung von C2 dient. Wenn C2 nach
Tastendruck durch DT entladen wird, geschieht dies dann zur Hauptsache
über diese Diode und R3. Die Diode ist gestrichelt angedeutet.
-
Für diejenigen, die es genauer wissen wollen: Nach dem C2 durch Tastendruck auf DT voll auf +Ub geladen ist, hat die Entladezeitkonstante den Wert von C2*R3. Der Innenwiderstand der für diese Entladung an R4 parallelgeschalteten Diode D ist vernachlässigbar niedrig bis die Spannung über C2 den Wert der Diodendurchflusspannung von etwa 0.65 VDC zu unterschreiten beginnt. Bei der weiteren Entladung von C2 beginnt die Diode zu sperren und diese weitere Entladung erfolgt über R3 und R4. Weil R3 und R4 gleich gross gewählt sind, verdoppelt sich dann die Zeitkonstante. Dies gilt jedoch erst für die Entladung der restlichen 0.65 VDC. Für die Praxis ist diese Überlegung bedeutungslos.
Störunempfindlich gemacht
Für diese Störfreiheit sorgt das passive Tiefpassfilter aus R5 und C3.
Angenommen die Taste ist von der Schaltung durch eine lange Leitung
weitentfernt, dann wirkt diese als Antenne. Ohne dieses Filter gelangen
Störimpulse von ihr direkt in den Triggereingang Pin 2 und sie triggern
das Monoflop. Eine Störimpulsdauer von etwa 100 ns genügt bei
ausreichender Amplitude um die Triggerung auszulösen. Die
R5C3-Zeitkonstante von 10 µs unterdrückt solch kurzzeitige Störimpulse
wirksam.
Einfacher Störtest: Es gibt einen ganz billigen, einfachen,
praktischen und wirksamen Trick um dies zu demonstrieren. Es gibt
Piezzogasanzünder. Diese erzeugen Funken mit Spannungsimpulsen von etwa
3000 V. Am "heissen" Anschluss des Zünders befestigt man einen etwa 5cm
langen isolierten Draht. Nun führt man den Zünder mit diesem Draht in
die Nähe der Eingangsschaltung bei der sich R3, C2, R4 und R5 befinden.
C3 fehlt vorläufig. Nun drückt man auf den Knopf des Zünders und man
erkennt an OUT, dass die Triggerung ausgelöst wird. Nun setzt man C3 ein
und man stellt fest, dass der Piezzogasanzünder keine Störwirkung mehr
hat. Dies ist eine einfache, aber praktische und wirksame
Feld-Wald-und-Wiesen-Testmethode. :-)
Viele Wege führen nach Rom...
Alternative Lösung mit zwei Lowpower-MOSFETs
Ich schlage hier eine alternative MOSFET-Lösung vor, die fast ebenso
preiswert ist und die Bauteile ebenso leicht erhältlich sind. Die beiden
MOSFET-Transistoren T1 und T2 kosten allerdings etwa zwei- bis dreimal
soviel wie die in Bild 1 vorgeschlagenen bipolaren Transistoren. Das
Funktionsprinzip entspricht dem von Bild 1. Der wesentliche Unterschied
besteht darin, dass anstelle von Basisströmen Gatespannungen gesteuert
werden. Daher ist die ganze Schaltung auch hochohmiger ausgelegt.
R7, welcher der schnellen Entladung von CT dient, kann kleiner gewählt
werden als R9 in Bild 1. Wieviel kleiner weiss ich nicht. Man bedenke,
dass der im LMC/TLC555-IC integrierte MOSFET keinen Drainwiderstand
enthält und CT direkt über T (Bild 1) entladen wird. Das will aber
nichts heissen, denn dessen On-Innenwiderstand ist je nach
Betriebsspannung höher- oder niederohmiger. Mit dem BS170 ohne
Drainstrombegrenzungswiderstand kann der Entladestrom bei einem hohen
CT-Wert schon so gross werden, dass es diesen MOSFET vielleicht
zerstören könnte. Die Applikation in Bild 3 dient daher eher als
Anregung und weniger dazu, dass sie unkritisch kopiert und umgesetzt
wird. Diese Schaltung und die weiteren sind nicht getestet, aber sie
funktionieren mit hoher Wahrscheinlichkeit.
Alternative Lösung mit Lowpower-MOSFET und Schmitt-Trigger-Inverter
Besonders dann wenn die retriggerbare 555-CMOS-Monoflopschaltung in
einer Schaltung untergebracht ist, wo es noch freie NAND-Gatter oder
freie Inverter hat, bietet es sich an, eines dieser Elemente zu
verwenden. Hier wird an stelle des ersten MOSFET ein solcher Inverter
verwendet. Da die ansteigende Flanke an dessen Eingang etwas langsam
erfolgt, sollte es unbedingt ein Schmitt-Trigger-Inverter (oder
Schmitt-Trigger-NAND-Gatter) sein. Daher muss man anstelle eines
"normalen" Inverter- eben ein Schmitt-Trigger-Inverter-IC einsetzen. Das
selbe gilt im Falle von NAND-Gattern.
Ein 74HC04 wird durch ein 74HC14 oder ein 74HC00 wird durch ein 74HC132
getauscht. Man beachte bei diesem Tausch, dass die Propagation-Delaytime
bei den Schmitt-Trigger-Versionen etwa 40% grösser ist, falls dies für
den Rest der Schaltung zum Problem werden könnte. Diese IC-Tauschaktion
käme in einer HCMOS-Schaltung zur Anwendung. Hier gilt in aller Regel
eine Betriebsspannung von 5 VDC. Dazu kommt jetzt noch, dass es schon
ziemlich aufwendig wäre in diesem Fall eine selbstgestrickte
retriggerbare CMOS-555-Monoflopschaltung zu realisieren. Dafür eignen
sich besser 74HC123 oder 74HC423 mit sehr viel geringerem Aufwand. Auch
mit diesen Monoflops kann mittels einfachem passiven RC-Tiefpassfilter
eine Entstörung realisiert werden, falls dies nötig sein sollte.
Beim Einsatz der MC14xxx- bzw. CD4xxx-CMOS-Familie muss man wissen, dass
man nur den NAND-Gatterbaustein CD4011B mit der Schmitt-Trigger-Version
CD4093B direkt tauschen kann. Diese beiden IC sind pinkompatibel. Möchte
man jedoch den Inverterbaustein CD4009B oder CD4049B mit der
Schmitt-Trigger-Version CD4584B tauschen, geht dies wegen
Pininkompatibilität nicht ohne weiteres. Elektronisch gäbe es kaum
Probleme, obwohl man auch hier daran denken muss, dass bei der
Schmitt-Trigger-Version die Propagation-Delaytime um 20% oder mehr
grösser ist.
Die nächste Schaltung in Bild 5 zeigt, wie man mit zwei
Schmitt-Trigger-Invertern und einem MOSFET ein retriggerbares Monoflop
mit ansteigenden Triggerflanken realisiert:
Wenn die Taste nicht gedrückt ist, liegt der Eingang von IC:A1 auf LOW.
Sein Ausgang liegt auf HIGH und ist über das Entstörtiefpassfilter R5C3
mit dem Triggereingang Pin 2 verbunden. IC:A2 invertiert diesen Pegel
und der MOSFET T1 ist durch den LOW-Pegel am Gate-Eingang gesperrt. Bei
Tastendruck wird während dem Aufladen von C2 über R4 am Ausgang von
IC:A1 ein negativer Impuls mit einer Dauer von etwa 100 ms erzeugt.
Dadurch wird das Monoflop entweder an Pin 2 getriggert oder invertiert
mit IC:A2 und MOSFET T1 retriggert. Durch Ändern von C2 oder R4 kann man
die Dauer des Triggerimpulses beeinflussen.
Die folgende Schaltung in Bild 6 zeigt noch, wie die Schaltung in Bild 5
direkt impulsgesteuert wird:
Einziger Unterschied ist der, dass dieser Schaltung die Tastatursteuerung fehlt. IC:A1 wird direkt von einem Impuls gesteuert, dessen ansteigende Flanke das Monoflop triggert und wiederum die ganze Impulsbreite der Retriggerung dient. Der Impulsbreite t! muss man, wie bereits ausreichend beschrieben, besondere Beachtung schenken. Sie ist massgeblich dafür verantwortlich, dass CT (Bild 1) möglichst vollständig entladen wird.
Retriggerbare Monoflops: Eine kurze Zusammenfassung.
Wenn man Monoflop-ICs benutzt welche retriggerfähig sind, haben diese
das ganze Problem mit der sicheren Entladung des zeitbestimmenden
Kondensators CT nicht. Der Schaltungsentwickler muss nicht darauf achten,
dass die Triggerimpulsbreite definiert ist. Das IC ist
flankengetriggert, unabhängig davon, ob es eine Triggerung oder
Retriggerung ist.
Betrachtet man das Innenleben eines CD4538B im Datenblatt, so
wird nicht eindeutig klar, wie dafür gesorgt wird, dass CT mit der
Retriggerung vollständig entladen wird. Neben zwei Komparatoren, wird
ein Output-Latch (RS-Flipflop), ein ein Reset-Latch (RS-Flipflop), etwas
Logik, etwas Diskretes und eine geheimnisumwitterte "Blackbox" mit der
Bezeichnung 'Control' dargestellt. Wie die Schaltung genau funktioniert
ist nicht klar, - was der Hersteller vermutlich auch beabsichtigte. Das
Impulsdiagramm zeigt aber eindeutig, dass mit der Triggerflanke die
vollständige Entladung von CT ausgeführt wird. Es ist daher klar, dass
mit Komparator C2 festgestellt wird, ob CT vollständig entladen ist und
erst dann das Monoflop für eine weitere (Re-)Triggerung freigibt.
Dieser Komparator muss daher in der Lage sein bis zu einer minimalsten
Eingangsspannung nahe an GND sauber zu arbeiten.
Facit: Man muss sich sehr gut überlegen, ob man eine dieser
Retrigger-Empfehlungen mit dem LMC/TLC555 realisieren will oder ob es
nicht schlauer ist gleich einen CD4538B, bzw. MC14538B einzusetzen.
Damit wäre dann der ganze Elektronik-Minikurs hier ad-absurdum geführt.
Ja? Nein, nicht ganz. Es geht in meinen Minikursen primär um
Weiterbildung in Schaltungstechnik. Wenn der Einsteiger interessiert
Text und Schaltbild liest, dann lernt er einiges in Sachen
Schaltungstechnik, das über das Wesen Monoflop und 555-Timer hinausgeht
und dafür habe ich diesen Minikurs geschrieben.
Schlusswort
Ich weiss es nicht, aber ich vermute, dass kaum einem ähnlich universalen und im Prinzip einfach realisierten integrierten Baustein soviel Aufmerksamkeit gewidmet wurde wie dem 555-Timer-IC. Dadurch, dass auch noch eine CMOS-Version das Licht der Welt erblickte, wurde er noch universeller, weil er hochohmiger beschaltet werden kann und unter der Kinderkrankheit des bibolaren 555-Oldy nicht leidet. Dieser hat nämlich den Nachteil, dass er im Umschaltmonent der Aussgangsstufe einen hohen Stromstoss in der Speisung verursachte. Dies machte es nötig, dass der bipolare 555, z.B. NE555 von Philips, an den Speiseanschlüssen kapazitiv kräftig abgeblockt werden muss. Ein Elko mit einer Kapazität von mindestens 10 µF parallel mit einem Keramik- oder Multilayerkondensator mit 10 bis 100 nF sind beim NE555 und LM555 ein Muss.
Thomas Schaerer, 25.02.2001 ; 29.04.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 05.02.2006 ; 01.12.2008