Vierkanal-Übersteuerungsanzeige mit LEDs

 

Vorwort

Dieser Elektronik-Minikurs beinhaltet eine Schaltung die Teil eines grossen Systems ist. Es ist eine achtkanalige EMG-Messanlage (EMG = Elektro-Myo-Graphie) und zwar der vollständige analoge Teil. Dieser besteht pro Kanal aus einem EMG-Vorverstärker, einstellbarer Verstärker, Antialiasing-SC-Tiefpassfilter mit sehr hoher Steilheit im Bereich der Grenzfrequenz, ein 50-Hz-Sperrfilter um restliche 50-Hz-Brummspannungen zu beseitigen und eine achtkanalige Übersteuerungsanzeige mit LEDs. Diese beiden zuletzt genannten Teile sieht man gemeinsam auf der Frontplatte eines Einschubes dieses EMG-Messsystemes, aufgebaut in einem sogenannten 19-Zoll-Rack. Siehe Foto links. Voltage-Overflow to Computersystem bedeutet auch, dass nach dieser Überspannungsanzeige das achtkanalige analoge EMG-Signal einem im Prinzip beliebigen Computer zur Verfügung steht, der eine geeignete vielkanalige AD-Wandlerkarte mit genügend hoher Geschwindigkeit und Genauigkeit besitzt. Zweck der Schaltung, die hier gezeigt wird, ist es, rasch zu erkennen ob ein Kanal oder mehrere Kanäle das digitale System übersteuern.

In "Das SC-Filter, eine kurze Einführung" schrieb ich im Schlusswort, dass es beim Entwurf komplexer analoger und digitaler Systeme oft Sinn macht, sich genau zu überlegen, was man analog und was man digital mit Signalprozessoren realisieren will. Das was dort steht, wiederhole ich hier nicht. Es sei ergänzend nur noch erwähnt, wenn die Schaltung einfach ist und man eine diskrete Anzeige haben will, sollte man eine solche Überlegung auf jedenfall ernst nehmen und zwar erst recht wenn die Parameter konstant sind. Unter diskreter Anzeige ist hier zu verstehen, dass diese nicht ein kleines unscheinbares Teil einer Monitoranzeige (LCD) ist, sondern mit LEDs deutlich auffallen soll. Natürlich kommt es auch auf den Preis an, wenn man so etwas entscheiden muss. Allerdings sind solche Geräte in der Regel kein Massenprodukt und da kommt es meist mehr auf Qualität und Eigenschaft als auf den letzten Cent an.

Dieser Elektronik-Minikurs soll zeigen, dass die vorliegende Aufgabe mit einem geringen elektronischen Aufwand realisiert werden kann. Es kommen acht Kanäle zum Einsatz, aber die Schaltung lässt sich in zwei Einheiten zu je vier Kanälen aufteilen. Dies ergibt sich auf Grund der Anzahl der Funktionseinheiten pro verwendetes IC. Für den Aufbau eines Fensterkomparators braucht es zwei Komparatoren. Es kommt ein LM339 zum Einsatz, der vier Komparatoren beinhaltet. Also braucht es es für eine vierkanalige Einheit zwei dieser ICs. Es braucht zusätzlich ein Schmitt-Trigger-Gatter pro Kanal. Verwendet man für alle vier Kanäle ein 74HC132, benötigt man für diese vier Kanäle drei voll ausgenutzte ICs, nämlich ein 74HC132 und zwei LM339. Diese Schaltung, welche mit drei preiswerten ICs und wenigen passiven Bauteilen vier Kanäle ausstattet, ist leicht zu verstehen und ebenso leicht erweiterbar. Betreffs Betriebsspannung und Signalspannungen passt der folgende Schaltungsvorschlag zu den meisten AD-Wandlersystemen. Dieser Elektronik-Minikurs bietet auch ein schönes Bespiel dafür, wie man gewisse digitale CMOS-ICs sinnvoll in analogen Schaltungen integriert und es zeigt am vorliegenden Beispiel, wie nützlich es sein kann, wenn man sich manchmal auch für das IC-Innenleben interessiert.



Was ist eine Übersteuerung?

Was versteht man unter Übersteuerung eines Signals? Wenn eine Spannung höher ist, als das nachfolgende System verarbeiten kann, dann ist das eine Übersteuerung. Das Signal wird in seiner Amplitude begrenzt.

Wir exerzieren das gleich an praktischen Beispielen. Teilbild 1.1 zeigt eine Operationsverstärkerschaltung mit Verstärkung +1, also ein typischer Impedanzwandler, wie man diese Schaltung zu nennen pflegt. Wir gehen einfachheitshalber davon aus, dass es ein moderner Rail-to-Rail-Opamp ist. Das heisst, dass die Ein- und Ausgangsspannung maximal den Wert der Opamp-Speisung erreichen können und das wären im vorliegenden Beispiel ±5 V. Die Ausgangsspannung kann die Spannung der Opamp-Speisung natürlich nur dann erreichen, wenn der Ausgang praktisch unbelastet ist. Praktisch bedeutet, wenn die angeschlossene Last im 10-k-Ohm-Bereich oder höher liegt. Die Dreieckspannung am Eingang ist höher als die Betriebsspannung und deshalb wird die Ausgangsspannung mit +5 V und -5 V begrenzt. Hier weiss man allerdings nicht so genau, was eigentlich die Dreieckspannung mehr begrenzt, die Ein- oder Ausgangsstufe des Opamp.

Eindeutig ist es in Teilbild 1.2, weil diese Schaltung hat eine Verstärkung die grösser als +1 ist. Hier begrenzt die Ausgangsstufe dann, wenn die Eingangsstufe noch im linearen Bereich arbeitet. R1 und R2 haben einen Wert von je 10 k-Ohm, was eine Verstärkung von +2 bewirkt. Die Ausgangsamplitude ist doppelt so gross wie die Eingangsamplitude. Also ist klar, dass bei Ansteigen der Eingangsspannung zuerst die Ausgangsspannung begrenzt wird.

Ganz eindeutig ist es in Teilbild 1.3, weil anstelle des nichtinvertierenden das invertierende Verstärkerprinzip angewendet wird. Gleichgültig wie niedrig oder wie hoch die negative Verstärkung ist, es ist immer die Ausgangsstufe des Opamps welche die Dreieckspannung begrenzt, weil der invertierende Eingang immer die selbe Spannung hat wie der nichtinvertierende. Da der nichtinvertierende Eingang auf GND liegt, liegt der invertierende Eingang auf dem sogenannten virtuellen GND.

Teilbild 1.4 zeigt eine weitere Begrenzungsmöglichkeit. Es kann sein, dass bei einer gewissen Eingangsspannung Ue der Opamp weder ein- noch ausgangsseitig die Amplitude begrenzt, aber der nachfolgende AD-Wandler tut es, wenn die Eingangsspannung den positiven oder negativen Digitalwert erreicht hat. Eine zusammengehörende Analog/Digital-Einheit arbeitet diesbezüglich dann optimal, wenn bei einer bestimmten Eingangsamplitude die analogen und die digitalen Kompenenten gleichermassen begrenzen. Eine Übersteuerungsanzeige dimensioniert man sinnvoll so, dass sie dann anspricht, wenn der positive oder negative Maximalwert knapp erreicht wird. Will man eine Toleranz von z.B. 6 dB haben, setzt man die Begrenzungswerte exakt auf die halben Maximalwerte. Eine solche Übersteuerungstoleranz wird oft in Audioanwendungen dimensioniert.



Opamps und Komparatoren, Unterschiede!

In diesem Kapitel betrachten wir in Kürze ein wenig die Unterschiede zwischen Operationsverstärker (Opamps) und Komparatoren. Man kann für relativ langsame Vorgänge, also nicht allzu steile Flanken der Ausgangsspannungen auch Opamps anstelle "echter" Komparatoren verwenden. Verwendet man sehr schnelle Opamps kann man durchaus auch steile Flanken erzeugen. Also ist es möglich solche Opamps durchaus auch für relativ schnelle Vorgänge einzusetzen. Allerdings ist dies nicht besonders ökonomisch, weil sehr schnelle Opamps sind nicht billig und es kommt dazu, dass man für Komparatoren weder die hervorragenden linearen Eigenschaften noch andere für Opamps wichtige Daten benötigt, wenn am Ausgang nur ein Rechtecksignal erzeugt werden muss. Aus diesem Grund gibt es für diesen Zweck eben "echte" Komparatoren. Sie unterscheiden sich darin, dass die interne Schaltung oft einfacher ist als die der Opamps und die Komparatoren haben keine interne Frequenzgangkompensation und ebenso keine Anschlüsse für eine externe. Wozu auch, eine Gegenkopplung wird eh nicht benötigt, denn die Verstärkung soll für die Komparatorfunktion möglichst sehr hoch sein. Wenn schon etwas zurückkoppeln, dann eher im Sinne einer Mitkopplung, und diese führt zur Funktion des Schmitt-Triggers. Mit einer nur sehr schwachen Mitkopplung kann man oft wirkungsvoll die Gefahr des ungewollten Oszillierens vermeiden.

Es gibt noch einen bedeutenden Unterschied zwischen Opamps und Komparatoren. Viele Komparatoren haben einen Open-Collector-Ausgang, wenn der innere Aufbau bipolar ist und einen Open-Drain-Ausgang, wenn der innere Aufbau in CMOS realisiert ist. Diese Art der Ausgänge bieten den grossen Vorteil der logischen ODER- bzw. UND-Verknüpfung von vielen Komparator-Ausgängen. Das geht ganz einfach, in dem man alle Kollektor-Ausgänge (Drain-Ausgänge) miteinenander verbindet. Es gibt bloss einen kleinen Wehrmutstropfen: Soll die Flanke beim Ausschalten des Open-Collector-Transistor oder Open-Drain-FET steil sein, muss der Pullup-Widerstand relativ niederohmig sein und dies führt je nach Höhe der Betriebsspannung zu einem respektablen Strom. Die Grösse des Pullup-Widerstandes ist dabei sehr stark von der Kapazität, die diese sogenannte Wired-OR- oder Wirded-AND-Verknüpfung erzeugt, abhängig. Je grösser der Widerstand und je grösser diese parasitäre Kapazität, um so weniger steil ist die Flanke beim Ausschalten des bipolaren Transistors oder des FETs. Der Strombewertung durch den Pullup-Widerstand ist natürlich relativ, bezogen je nachdem wieviel Strom die Gesamtschaltung benötigt.



Fenster-Komparator und Impulserzeugung

Wir beginnen mit der einfachen Komparatorschaltung. Teilbild 2.1 zeigt die nichtinvertierende und Teilbild 2.2 die invertierende Komparatorschaltung. Das Diagramm in Teilbild 2.1 zeigt eine positive Ausgangsspanng Ua, wenn die Eingangsspannung Ue den GND-Pegel positiv überschreitet. Das Diagramm in Teilbild 2.2 zeigt eine negative Ausgangsspanng Ua, wenn die Eingangsspannung Ue den GND-Pegel positiv überschreitet. Der Pullupwiderstand fehlt hier, falls er überhaupt benötigt würde. Es geht bloss um das Prinzip.

Teilbild 3.1 zeigt den Aufbau eines Fenster-Komparators? Woher die Bezeichnung Fenster? Das Fenster ist ein Bereich der Eingangsspannung, bei der die Ausgangsspannung eine bestimmte Spannung, eigentlich einen logischen Pegel, aufweist. Logischer Pegel, weil ein Komparator immer nur zwei verschiedene Spannungszustände annehmen kann, eben logisch HIGH oder logisch LOW. Im vorliegenden Beispiel sind dies +5 V oder -5V. Wenn Ue zwischen +2.5 V und -2.5 V liegt, haben beide Ausgänge von Ko1 und Ko2 logischen HIGH-Pegel und das bedeutet, dass die Ausgangstransistoren der Komparatoren offen sind. Wir haben damit eine logische UND-Verknüpfung, denn der Pegel am Ausgang ist HIGH wenn beide Open-Collector-Transistoren offen sind. Offene Transistoren mit einem Pullup-Widerstand Rpu haben HIGH-Pegel. Diese korrekte logische Definition ist betreffs der eigentlichen Anwendung realitätsfremd. Da haben wir es mit einer logischen ODER-Funktion zu tun, weil, entweder übersteuert das Eingangssignal an Ue mit seiner positiven oder negativen Amplitude und dies löst eine Anzeige, z.B. mittels Leuchten einer LED, aus.

Nun ist es so, dass wir es mit den Open-Collector-Transistoren mit Aktiv-Low zu tun haben. Es interessiert was geschieht wenn der Komparator aktiv ist. So betrachtet heisst es: Wenn einer der beiden Transistoren aktiv ist, also ein LOW-Pegel erzeugt, soll ein Signal dies kundtun. Dies geschieht durch die Schaltung im Kästchen IMPV (Impulsverarbeitung). Impulse durch sehr kurzzeitige Übersteuerungen werden zeitlich so weit gedehnt, dass auch ein einzelnes Aufblitzen der LED deutlich wahrnehmbar ist. Gleichzeitig wird das Signal invertiert und eine LED gegen GND gesteuert. Dies ist zwar nicht nötig, wenn man die LED an die +5 VDC schaltet. Es ergibt sich einfach, wie wir in Bild 4 noch sehen werden. Wir haben es hier also mit einer Wired-OR-Funktion zu tun, die folgendermassen definiert ist: Wenn das Eingangssignal an Ue positiv oder netagiv übersteuert, dann ist das Ausgangssignal logisch HIGH und schaltet eine LED zum Leuchten ein. Das Blockschaltbild hat hier einen rein symbolischen Charakter. Die wirkliche Ausführung in Bild 4 ist etwas anders. Dies wird dort genau erklärt.

Das Diagramm in Teilbild 3.2 zeigt an Ue die Dreieckspannung die knapp den positiven und negativen Spannungslimit von +2.5 VDC und -2.5 VDC überschreitet. Als Folge davon sehen wir U1 mit den synchronen schmalen Impulsen t1. Oft zu kurz, um, auf Grund der Augenträgheit, die LED blitzen zu sehen. IMPV invertiert und verlängert den Impuls. Die Inversion und die längeren Impulsbreiten t2 sehen wir im untersten Diagramm U2. Wir kommen jetzt zur konkreten Schaltung.



Schaltung und Signale

Wie der Fensterkomparator mit Ko1 und Ko2 arbeitet, ist bereits erklärt. Es folgt noch eine Ergänzung. Auf Ue folgt hier ein Spannungsteiler. Beide Widerstände R1 und R2 sind mit 49.9 k-Ohm (Toleranz 1%) gleich gross. Daraus resultiert, dass die Übersteuerspannung mit +5 V und -5V (10 Vpp) doppelt so hoch ist. Dieser Grenzwert entspricht vielen AD-Wandlern.


Die Impulsverarbeitung IMPV

Betrachtet man in Teilbild 4.1 R3 zunächst als Drahtbrücke und C1 fehlt, ist R4, hier mit 1 M-Ohm, der Pullupwiderstand. R4 mit 1 M-Ohm ist der Pullupwiderstand Rpu aus Bild 3. Wozu es in Serie zum den Ko-Ausgängen den niederohgmigen R3 benötigt, werden wir gleich sehen. Die Schaltung IMPV, mit dem HCMOS-IC 74HC132, ist nicht wie gewohnt an eine positive Betriebsspannung (Pin 14) und GND (Pin7) angeschlossen. Die Betriebsspannung liegt zwischen GND (Pin 14) und -5 VDC (Pin 7). Ich empfehle das Studium des Datenblattes zum MM74HC132 von National-Semiconductor. In Bild 4 sehen wir bei diesem Gatter die willkürliche Bezeichnung StG, was Schmitt-Trigger-Gatter bedeutet. Diese Bezeichnung wird ab hier auch im Text verwendet.

Jetzt aber zurück zur Frage, warum diese kurriose Speisung des StG? Grund ist ganz einfach der, dass man HCMOS-Logik-ICs nicht mit 10 VDC speisen kann. Also speisen wir sie hier mit -5 VDC und sorgen dafür, dass mit R4 die Komparatorausgänge die logischen HIGH-Pegel mit GND und die logischen LOW-Pegel mit -5 VDC erzeugen. Es gibt aber einen weiteren Grund, warum man nicht gerade so gut mit +5 VDC und GND speisen kann. Dies hat mit den Open-Collector-Ausgängen von Ko1 und Ko2 zu tun. Die Emitter dieser Transistoren (siehe Datenblatt des LM339) liegen bei dieser symmetrischen Betriebsspannung von ±5 VDC auf -5 VDC. Wenn einer dieser Transistoren, auf Grund einer Signalübersteuerung, leitet, wird sein Kollektor auf -5 V und nicht auf GND geschaltet. Mit einem Pullup-Widerstand (R4) im Einsatz hat der Open-Collector-Transistor zwei logische Werte, GND (HIGH-Pegel) und -5 V (LOW-Pegel).

Welche Funktion hat das RC-Netzwerk aus R3, R4 und C1? Wenn durch Ue an (A) eine Übersteuerung auftritt und ein Komparatorausgang auf -5 V (LOW) geht, wird über den niederohmigen Widerstand R3 von bloss 220 Ohm C1 mit 100 nF sofort geladen. Diese Zeitkonstante beträgt 22 µs. Der Eingang (B) des folgenden StG liegt dann ebenfalls auf -5 V (LOW). Der Ausgang von StG (C) liegt invertiert mit dem GND-Pegel auf logisch HIGH. Durch R5 und der LED fliesst ein Strom von etwa 2 mA nach -5 VDC. Man muss also unbedingt Leuchtdioden verwenden, die bei niedrigen Strömen schon anständig leuchten, denn ein Strom von 20 mA, für gewöhnliche LEDs, liefert ein HCMOS-Ausgang nicht. Man bezeichnet diese hochempfindlichen LEDs Low-Current-LED. Nicht zu verwechseln mit den hocheffizienten superhellen LEDs. Diese leuchten bei normalem LED-Strom besonders hell, während Low-Current-LEDs gerade dies nicht (unbedingt) tun, dafür aber bei niedrigem Strom bereits eine akzeptable Leuchtkraft haben.

Will man in der vorliegenden Schaltung lieber eine ganz normale oder sogar superhelle LED bei 20 mA einsetzen, dann geht dies natürlich auch, wie dies Teilbild 4.1a zeigt. Man schaltet direkt an den Ausgang von StG die Basis eines NPN-Kleinsignal-Transistors Tx, z.B. einen BC550. Den Kollektor verbindet man mit GND und den Emitter über einen Strombegrenzungs-Widerstand Rx über die ganz normale LED mit -5 VDC. Für eine Strombegrenzung von etwa 20 mA durch die LED, muss Rx einen Wert von 100 Ohm haben. Wir haben es mit einer Emitterfolgerschaltung (Kollektorschaltung) zu tun. Wenn GND-Pegel an der Basis, liegt der Emitter bei minimal -0.7 V. Wier rechnen mit -1 V und so haben wir über Rx und LED eine Spannung von 4 V und über Rx alleine gerade noch 2.0 bis 2.2 V. Dies ergibt, bei einem Strom von 20 mA, ein Rx-Wert von 100 Ohm. Die Verlustleistung über R4 beträgt etwa 40 mW. Der Basisstrom muss StG liefern und der beträgt bei einer Stromverstärkung von 50 (es sind eher etwas mehr) noch 0.4 mA oder weniger.

Wenn durch Ue an (A) die Übersteuerung wegfällt, sind beide Openkollektor-Transistor-Ausgänge von Ko1 und Ko2 offen und C3 entladet sich über R4 mit einer Zeitkonstante von 100 ms. Dabei steigt die Spannung an (B) von -5 V, mit exponentiellem Verlauf, auf GND und beim Durchschreiten der Hysterese des StG erlischt die LED augenblicklich, weil der Ausgang des StG auf -5 V (LOW) schaltet.

Man beachte die Diagramme in Teilbild 4.2. Oben mit (A) sieht man den Aussschnitt eines niederfrequenten Signales. Man erkennt darin zwei sehr kurzfristige spannungssymmetrische Übersteuerungen mit nur gerade einer Maximalwertüberschreitung (1), eine etwas länger andauernde (2), und eine lang andauernde (3), die sich entsprechend auf die Leuchtdauer der LED auswirkt.


Komfortverbesserung

Ohne die Massnahme mit R4 und C1 bleiben sehr kurzzeitige Übersteuerungen unsichtbar. Mit dieser sogenannten One-Shot-Funktion ist es jedoch möglich auch mit sehr kurzzeitigen Übersteuerungen, durch ein auffälliges Aufblitzen der LED mit einer Dauer von etwa 100 ms, die Aufmerksamkeit zu erregen. Dieses Aufblitzen der LED(s) - besonders dann wenn's vielkanalig ist und viele aufblitzen - fällt auch dann auf, wenn man man nicht stur die LEDs anschaut, sondern das LED-Panel seitlich wahrnimmt. Hat man jedoch eine Computer-Softwarelösung, muss man zwecks Überwachung öfters den Monitor betrachten, es sei man lässt gleich grössere Flächen des Monitores aufblitzen und der Hintergrund ist wesentlich dunkler. Hier drin liegt die Komfortverbesserung mit der LED-Hardwarelösung begründet, die ich eingangs erwähnte.

Die Hysterese des StG ist toleranzbehaftet. Man kann aber mit recht guter Annäherung annehmen, dass die obere Schwelle der Hysteresespannung, bezogen auf -5 VDC, recht gut dem Spannungswert der R4C1-Zeitkonstante (auch bezogen auf -5 VDC) entspricht. Daher die vereinfachende Gleichsetzung von LED-Leuchtdauer und R4C1-Zeitkonstante. Sollte die Blitzdauer zu kurz oder zu lang erscheinen, kann man dies leicht durch eine Anpssung von R4 korrigieren. Siehe dazu die unteren beiden Teildiagramme in Teilbild 4.2.

Das Diagramm in Teilbild 4.3 zeigt eine Sinusperiode mit einer Frequenz von 14 kHz und einer einmaligen spannungssymmetrischen Übersteuerung von 10%. Dabei werden die Openkollektor-Transistoren von Ko1 und Ko2 nacheinander kurz eingeschaltet. Dies erkennt man in der schrittenweisen Ladung von C1 durch R3 (B), wie es sich auf dem Oszilloskopen darstellt. Daraus kann man einiges herauslesen: Nur eine asymmetrische Übersteuerung, also entweder im positiven oder negativen Spannungsbereich, würde bei dieser Frequenz oder höher und nur 10%-iger Übersteuerungsspannung zum Kippen des StG und Aufblinken der LED noch nicht ganz ausreichen. In diesem Fall müsste entweder die Frequenz niedriger oder die Übersteuerungsspannung grösser sein, damit die Aufladezeit von C1 lange genug andauert. Dieses Diagramm veranschaulicht ein wenig die Grenzbedingungen.


Die Dimensionierung des R3-R4-C1-Netzwerk

R3 dient nur der Strombegrenzung für die Openkollektor-Transistoren an den Ausgängen von Ko1 und Ko2. Bei 220 Ohm können maximal 23 mA fliessen. Der Hersteller des LM339 erlaubt einen maximalen Dauerstrom von 25 mA. Beim Laden von C1 durch R3 treten diese 23 mA nur extrem kurzzeitig auf und nach der Zeitkonstante von nur 22 µs sind es nur noch 7.5 mA. Diese Werte gelten allerdings nur bei einem idealen Transistorschalter, dessen Kollektor-Emitter-Spannung 0 V beträgt. Danach geht der Strom schnell auf Null zurück. Der nächste maximale Ladestrom tritt nur dann auf, wenn sich vorher C1 über R4 vollständig entladen kann.

Der maximale Kollektorstrom dürfte durch den IC-internen Open-Collector-Transistor generell auch ohne R3 nicht allzu hoch sein. Er bekommt aus einer Konstantstromquelle einen Basisstrom von 100 µA. Im Sättigungsfall dürfte die Stromverstärkung eher kleiner 100 sein, was einem Kollektorstrom von weniger als 10 mA entsprechen würde. Oberhalb von 16 mA steigt die Kollektor-Emitterspannung, gemäss Datenblatt, an. Das heisst, dass der Kollektorstrom nicht mehr sehr viel grösser werden kann. Da die damit involvierte maximale Verlustleistung aber weit unterhalb einer Dauer der R3C1-Zeitkonstante auftritt und das Tastverhältnis meist sehr gross ist, dürfte eine Anwendung ohne R3 in Betracht gezogen werden. Mit R3 ist man aber auf der betriebssicheren Seite. Im Falle einer dauerhaften Übersteuerung ist C1 ständig geladen und das soeben diskutierte Problem existiert nicht.

Es gibt aber noch die Alternative in dem C1 auf z.B. 10 nF verringert und R4 auf 10M-Ohm erhöht wird. Die R4C1-Zeitkonstante bleibt dabei gleich gross, aber diejenige von R3C1 verringert sich auf ein Zehntel, was die Schaltung für höherfrequentere Anwendungen attraktiver macht. Mit niedrigerem Wert von C1 kann man, ohne Einbussen einer hohen Betriebssicherheit, einen niedrigeren Wert von R3 riskieren, falls man Wert drauf legt.

Dem HCMOS-Eingang macht es selbst dann keinen Eindruck wenn R4 sogar 100 M-Ohm gross wäre, weil sein Eingangswiderstand noch sehr viel grösser ist. Man darf allerdings nicht den offenen Openkollektor-Transistor im LM339 vergessen. Sein Leckstrom wird mit typisch 0.1 nA bei einer offenen Kollektor-Emitterspannung von 5 VDC und einer Temperatur von 25 Grad Celsius angegeben. Bei 5 VDC entspräche dies einem Widerstandswert von 50 G-Ohm. R4 mit einem Wert von 10 M-Ohm, oder auch grösser, wäre daher sicher problemlos. Allerdings sollte man es nicht übertreiben, denn je höherohmiger man die Schaltung realisiert, um so peinlicher ist darauf zu achten, dass sie stets sehr sauber, staubfrei und bei geringer Luftfeuchtigkeit gehalten wird, weil sonst die Übergangswiderstände zwischen den Leiterbahnen niederohmiger werden. Dass dabei ein hochwertiger Printschutzlack zur Anwendung kommen sollte, versteht sich von selbst.



Strom-Betrachtungen

Der LM339-Vierfachkomparator, verschlingt nur wenig Betriebsstrom. Er liegt typisch bei etwa 1 mA für alle vier Komparatoren. Das nachgeschaltete HCMOS-Schmitt-Trigger-Gatter StG benötigt statisch gar keinen Strom, sieht man vom extrem niedrigen Leckstrom im nA-Bereich ab. Was will uns jedoch Bild 5 sagen? Es zeigt nichts anderes als das was man von digitalen CMOS-Schaltungen generell weiss. Praktisch verlustleistungslos sind sie nur dann, wenn sie im einen oder andern logischen Zustand verharren. Wenn sich der logische Zustand verändert, fliesst durch die CMOS-Stufe ein Drain-Strom ID.

Grund ist ganz einfach der, dass in der Übergangsphase der beiden logischen Zustände die Drain-Source-Strecken des P-Kanal- und des N-Kanal-MOS-Transistors (Teilbild 5.2) etwas leidend sind. Bei der vorliegenden Speisespannung von 5 VDC steigt dieser Strom bis zu einem Maximum von etwa -2 mA. Diese Kurve in Teilbild 5.1 nennt man die Transfercharakteristik. Bei dieser Betrachtung ist es natürlich wichtig, dass man erkennt, dass man den nicht benutzten Eingang mit logisch HIGH und nicht etwa mit (B) verbindet!

Der Grund dafür zeigt die Teileauflösung im Teilbild 5.4 deutlich. Ein solches Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, aus einem 74HC132, besteht eingangsseitig aus zwei Schmitt-Trigger-Invertern, wobei auf den Eingang zuerst eine simple CMOS-Stufe (Teilbild 5.2) folgt. Der punktierte Pfeil zeigt auch genau auf den einen Eingang des Schmitt-Trigger-Gatter (Teilbild 5.3). Die Transfercharakteristik gilt genaugenommen für ID in Teilbild 5.2 und nicht auf das ganze Gatter in Teilbild 5.3. Die Schmitt-Trigger-Funktion verzerrt die Kurve durch den "inneren" Umschaltvorgang wegen dem Mitkopplungseffekt. Wenn man die Transferkurve messen will, nimmt man besser ein NAND-Gatter ohne Schmitt-Trigger-Funktion, z.B. den 74HC00.

Zurück zum 74HC132. Erst nach den beiden Schmitt-Trigger, wenn steile Flanken vorliegen, werden die beiden Signale logisch (im Ganzen betrachtet) NAND-verknüpft. Würde man beide Eingänge des Gatter parallel zu (B) schalten, würde sich in der Übergangsphase der Stromverbrauch verdoppeln. Dies schlägt vor allem dann zu Buche, wenn die Vierkanal-Übersteuerungsanzeige in einem batteriebetriebenen Gerät zur Anwendung kommt. Daher muss der unbenutzte Eingang auf logisch HIGH, hier GND, gesetzt werden. Wenn man sich in das Innenleben dieser CMOS-ICs vertiefen will, empfiehlt sich entsprechende Literatur von National-Semiconductor.

Falls jetzt jemand auf die Idee kommen sollte, anstatt dieser One-Shot-Methode ein Monoflopp, z.B. ein 74HC4538 zu verwenden, nützt dies nichts, denn auch ein CMOS-Monoflop braucht Strom in der Übergangsphase während des Ladungsvorganges des Kondensators und die Spannung den Mittelpunkt beider logischen Zustände durchschreitet. Damit müssen wir leben. Die hier gezeigte One-Shot-Methode hat gegenüber der Monoflop-Methode zwei Vorteile: Eine Fehltriggerung durch ein Störsignal ist nicht möglich, weil nur Monoflops positive Rückkopplungen haben und mit der One-Shot-Methode genügt ein einziger 14-pin-IC um vier One-Shots zu realisieren. Mit der Monoflopmethode (74HC4538) kann man mit einem 16-pin-IC nur gerade zwei Monoflops realisieren.

Noch einmal zurück zum Strom- und Leistungsverbrauch von CMOS-Schaltungen. Es gibt zwei Ursachen:

Die eine ist oben beschreiben. Diese tritt allerdings nicht relevant in Erscheinung wenn die Übergänge zwischen den beiden logischen Zuständen steilflankig erfolgen, wie dies in digitalen Systemen üblich ist und die Taktperiode im Vergleich zur Schaltzeit relativ gross ist. Die mittlere Verlustleistung ist dann niedrig. Sie steigt allerdings mit zunehmender Taktfrequenz, weil dann das Tastverhältnis, gegeben aus der Taktperiode und der Flankensteilheit, kleiner wird. Der zweite Grund liegt in der Umladung von parasitären Kapazitäten, welche durch die Leitungen an den CMOS-Ausgängen bedingt sind. Auch diese Verlustleistung wird erst bei höheren Taktfrequenzen relevant.



Die Vierkanal-Übersteuerungsanzeige

Bild 6 zeigt die vollständige Schaltung für vier Kanäle. Man benötigt dazu zwei altbewährte Vierfachkomparatoren des Typs LM339 (IC:A,B) und ein Vierfach-Dual-Input-NAND-Schmitt-Trigger-Gatter des Typs 74HC132 (IC:C). Beide ICs sind sehr preiswert.

Betreffs der von Dimensionierung von R1 und R2. Absolute Widerstandswerte sind hier irrelevant. Es empfiehlt sich nicht wesentlich über 100 k-Ohm hinaus zu gehen. Wichtig ist es, auf enge Toleranzen zu achten. 1%-Widerstände sind nötig, daher auch die 1 in den Widerstandssymbolen. In der Tabelle links unten sind die Werte für R1 und R2 für eine Spannungsaussteuerung von 5 Vpp, 10 Vpp und 20 Vpp angegeben. Dies sind Full-Scale-Grenzwerte, wie sie oft in AD-Wandlerkarten zur Anwendung kommen.

Für die symmetrische Referenzspannung von ± 2.5 VDC werden zwei Bandgap-Referenzen REF des Typs LM385-2.5 empfohlen. Alle weiteren Details sind bereits weiter oben ausführlich erklärt. Also kommen wir zu den Referenzspannungen, die der Referenzierung für die Übersteuerung dienen und betrachten dazu Bild 7:

Ist dies einem zu teuer und es reicht die Genauigkeit der stabilisierten Betriebsspannung für die Schaltung, kann man die Referenzspannungen auch mit zwei 1:1-Spannungsteilern realisieren. Dies zeigt Teilbild 7.1. Die Widerstände R6 sollten nicht grösser als 10 k-Ohm sein, damit die Eingangs-Bias- und der Eingangs-Offset-Ströme der Komparatoren irrelevant bleiben. Es empfiehlt sich auf jedenfall ein Blockkondensator C2 mit einzubauen, damit die Referenzquellimpedanz niedrig bleibt. Ob sich diese etwas billigere Methode wirklich lohnt, muss der Anwender selbst entscheiden. Empfehlenswerter ist die Schaltung in Teilbild 7.2 mit den beiden elektronischen Spannungsreferenzen LM385-2.5 (Bandgap-Prinzip) mit den hochstabilen Spannungen von 2.5 VDC. Diese Schaltung sollte man auf jedenfall dann einsetzen, wenn viele Kanäle (Fensterdiskriminatoren) referenziert werden müssen. Die beiden Kondensatoren Ck sind Blockkondensatoren an den Speiseanschlüssen der ICs (Bild 6). Es sind sind hier nur gerade zwei Kondensatoren symbolisch angedeutet.



Eine Vielkanal-Übersteuerungsanzeige

Man kann die vorliegende Schaltung auf x-beliebig Anzahl Kanäle erweitern. Für acht Kanäle verdoppelt man einfach die vorliegende Schaltung mit der Einschränkung, dass man die Referenzspannungen mit zwei LM385-2.5 nur einmal realisieren muss, da man mit ihnen praktisch beliebig viele Komparatoren referenzieren kann. Der dynamische Ausgangswiderstand dieser Bandgapreferenzen ist mit 1 Ohm sehr niederohmig.

An Stelle des 74HC132, kann man auch den Hex-Inverting-Schmitt-Trigger 74HC14 verwenden. Die R4C1-Zeitkonstanten für die minimale LED-Leuchtdauer, muss vielleicht korrigiert werden. Ich habe dies nicht getestet. Damit hat man den Vorteil, bei einer 12-kanaligen Anzeige ein IC zu sparen, weil dieses IC gleich sechs Schmitt-Trigger-Inverter enthält. Auf diese Weise sind für 12 Kanäle drei LM339 und zwei 74HC14 voll besetzt.



Technische Daten 

  
    Betriebsspannung:       ± 5 VDC

    Betriebsstrom:          + 2 mA  (in jedem Zustand)

                            - 2 mA  (keine LED leuchtet)
                            -10 mA  (alle vierLEDs leuchten)
                            -20 mA  (Logikübergangsphase an allen StG 
                                     und alle LEDs leuchten)
 
    Maximale Frequenz:      Komplexe Situation. Siehe Text zu Bild 4.

    Übersteuerungseinsatz:  Abhängig von R1 und R2, Tabelle in Bild 6.
                            Siehe auch Text zu Bild 4.


Bauteil-Liste für Bild 6 

  
    IC:A, IC:B      LM339N
    IC:C            74HC132
    REF             LM385-2.5
    R1, R2          siehe Tabelle in Bild 6
    R3              220 Ohm (und siehe Text zu Bild 4)
    R4              1 M-Ohm (und siehe Text zu Bild 4)
    R5              1.5 k-Ohm
    R6              4.7 k-Ohm
    C1              100 nF  (und siehe Text zu Bild 4)
    Ck              100 nF  (Keramik, Vielschicht)
    LED             Low-Current-LED z.B. HLMP-K150 (FARNELL: 322-544)


Thomas Schaerer, 16.10.2002 ; 16.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 27.10.2006