Konstantstromquelle mit Operationsverstärker
und Bandgap-Spannungsreferenz,
und eine LED-Testschaltung.

 


Inhaltsverzeichnis

      1.   Einleitung

      2.   Grundlage Spannungsfolger

      3.   Mit Operationsverstärker und Transistor

      4.   Betriebsspannung und Gleichtakt

      5.   Dimensioniertes Beispiel

      6.   Die LED-Testschaltung

      7.   Das Testen einer LED-Reihe

      8.   Technische Daten zu Bild 6

      9.   Bauteilliste zu Bild 6

    10.   Linkliste




  1.   Einleitung

In diesem Elektronik-Minikurs wird schrittweise erklärt, wie es möglich ist mit Operationsverstärkern (Opamps) und Transistoren Konstantstromquellen zu realisieren, dessen Ströme zudem auf GND oder auf die Betriebsspannung bezogen sind. Das sind zwei Eigenschaften, die in sehr vielen Applikationen besonders gefragt sind. Dabei spielt die moderne Bandgap-Referenzdiode eine wichtige Rolle, wenn hohe Präzision und Temperaturstabilität erwartet wird. Ob der Konstantstrom GND- oder auf +Ub bezogen sein soll, die Wahl des Opamp spielt dabei eine wichtige Rolle. Entweder muss die Eingangs-Gleichtaktspannung bis auf GND oder bis auf +Ub perfekt funktionieren. Verwendet man Rail-to-rail-Opamps sind gleich beide Bedingungen erfüllt. Diese Opamps sind jedoch oft teurer, seltener und eben nicht nötig, wenn nur die eine Bedingung erfüllt sein muss. Für die GND-bezogene Konstantstromquelle gibt es in allen Details ein erklärtes dimensioniertes Beispiel. Zum Schluss folgt eine leicht nachbaubare LED-Testschaltung mit dem selben Konstantstromquellenprinzip.



  2.   Grundlage Spannungsfolger

Teilbild 1.1 zeigt einen einfachen Spannungsfolger mit einem Opamp, den man oft auch Impedanzwandler nennt, weil er mit Verstärkung 1 eine sehr hohe Eingangs- in eine sehr niedrige Ausgangsimpedanz umsetzt. Bei modernen Opamps mit JFET- oder CMOS-Eingängen liegt, sofern unbeschaltet, der ohmsche Eingangsswiderstand im Tera-Ohm-Bereich. Die Eingangsimpedanz ist natürlich abhängig von der Eingangskapazität und der Frequenz. Der statische Ausgangswiderstand beträgt praktisch Null Ohm, weil das Verhältnis der offenen (open loop gain) zur geschlossenen Schlaufenverstärkung (closed loop gain) extrem hoch ist. Dies hat auch zur Folge, dass die Differenzspannung zwischen dem invertierenden und nichtinvertierenden Eingang praktisch Null Volt ist. Nicht mehr ganz so ideal verhält sich der Opamp in dieser Eigenschaft als Spannungsfolger oder als Verstärker mit geringer Verstärkung, wenn er bei höherer Frequenz arbeitet, weil dann die offene Schlaufenverstärkung (open loop gain) niedriger ist. Diese dynamische Eigenschaft wird hier aber nicht weiter thematisiert. Mehr zu diesem Thema liest man praxisbezogen im folgenden Elektronik-Minikurs:

Mit Teilbild 1.2 rücken wir einen kleinen Schritt näher zum Ziel, nämlich zum Verständnis der Konstantstromquelle, bestehend aus einem Opamp und einem Transistor. Im Gegenkopplungspfad hat es ein Netzwerk aus Diode D und Widerstand R (der ein Lastwiderstand bzw. Verbraucher sein kann). Man kann D und R auch als Spannungsteiler betrachten, wobei die Spannung über D praktisch konstant ist. Die geteilte Spannung wird dem invertierenden Eingang des Opamp zugeführt. Diese Schaltung arbeitet allerdings nur dann, wenn die Eingangsspannung Ue positiver als GND ist. Ist sie negativer, sperrt D, und die Schaltung funktioniert nicht. Es genügt allerdings eine Spannung an Ue die nur ganz geringfügig positiver ist als GND. Warum? Ganz einfach. Wenn D noch nicht leitet, gibt es noch keine Gegenkopplung und es wirkt die extrem hohe offene Schlaufenverstärkung des Opamp. Der Opamp verhält sich in diesem Augenblick, bis D durch Anstieg der Spannung Ua' zu leiten beginnt, als Komparator. Danach wenn die Gegenkopplung wirkt, weil D leitet, gilt die geschlossene Schlaufenverstärkung. Diese hat einen Wert von 1, wenn man das Spannungsverhältnis Ua/Ue und nicht Ua'/Ue betrachtet. Dies leuchtet schliesslich auch ein, weil die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen des Opamp, im eingeschwungenen Zustand, 0 V sein muss. Dazu ein in praktisches Beispiel: Ue ist 0.1 VDC, dann ist Ua ebenfalls 0.1 VDC im eingeschwungenen Zustand. Also hat Ua' den Wert von Ua addiert mit der Durchfluss-Spannung von D. Diese beträgt etwa 0.7 VDC bei einer Silizium- und etwa 0.2 VDC bei einer Germaniumdiode. Ua' hat deshalb einen Wert von 0.8 VDC (Silizium-Diode) und 0.3 VDC (Germanium-Diode). Diese Schaltung hat keinen praktischen Sinn, sie dient lediglich als "Sprungbrett" für das Verständnis der Schaltung in Teilbild 1.3.

Die Schaltung in Teilbild 1.3 funktioniert im Prinzip genau so wie Teilbild 1.2 mit den selben Spannungsverhältnissen von Ue, Ua und Ua'. Anstelle einer "richtigen" Diode wirkt hier der Basis-Emitter-Übergang des NPN-Transistor T als Diode. Ua und Ua' sind hier kleiner geschrieben, weil sie für die weitere Betrachtung nur indirekt von Bedeutung sind. Was interessiert, ist der konstante Kollektorstrom Ic. T verstärkt Ib zu Ic.

Was wir hier haben ist bereits eine (fast) perfekte spannungssteuerbare Konstantstromquelle: Mit der Eingangsspannung Ue und dem Widerstand R1 wird der Emitterstrom Ie von T definiert, weil Ua = Ue. Genau so wie wir es von Teilbild 1.2 her kennen. Ib ergibt sich aus Ie dividiert durch die augenblicklich wirksame Stromverstärkung von T. Der Kollektorstrom Ic ergibt sich aus dem Emitterstrom Ie minus des wesentlich kleineren Basisstromes Ib. Bei geringen Kollektorströmen, z.B. im mA- bis 10-mA-Bereich, beträgt in einem Kleinsignaltransistor die Stromverstärkung etwa 300 oder sogar wesentlich mehr, vorausgesetzt die Kollektor-Emitterspannung beträgt mindestens einige Volt. Die negative Abweichung von Ic gegenüber Ie beträgt also nur etwa 0.3 % oder weniger. Für sehr viele Anwendung reicht diese Präzision völlig aus. Wenn nicht, kann man anstelle eines Transistors einen Darlington einsetzen, Ua' ist dann allerdings um zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen höher als Ua, was in der Regel kein Nachteil ist. Man kann auch einen N-Kanal-MOSFET (Anreicherungstyp) einsetzen. Dies wird hier aber nicht thematisiert.

Ic ist konstant. Das heisst Ic ist unabhängig vom R2-Widerstand und der Spannung über R2. Ausser R2 ist so gross, dass der konstante Strom, der durch Ic vorgegeben ist, unterschritten wird. Dies geschieht dann, wenn die Spannung über R2 so gross ist, dass eine zur Stromregelung minimale Kollektor-Emitter-Spannung von T unterschritten wird. R2 darf aber Null Ohm sein, d.h. es braucht diesen Widerstand überhaupt nicht. Ich empfehle jedem Azubi unbedingt so etwas auf einem Testboard zu experimentieren, weil Elektronik muss man auch erleben!

Für Hochpräzisionsanwendungen muss man allerdings bedenken, dass auch hier die Physik einen Streich spielt. Es ist der so genannte Early-Effekt, der dafür sorgt, dass der konstante Strom Ic geringstfügig schwankt, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung Uce von T stark varriert, wobei es genau genommen um die Kollektor-Basis-Spannung Ucb geht. Ich testete dies mal mit einer Spannungsvariation zwischen 1.5 VDC und 24 VDC bei einer nicht mit einem Opamp geregelten Konstantstromquelle (1): Bei einem Kollektorstrom von 10µA war die Abweichung 1 % und bei 1 mA waren es 2 %. Wer mehr über den Early-Effekt erfahren möchte, wende sich an entsprechende Fachliteratur oder suche im Internet. Für unsere Anwendung hier ist dieser physikalische Effekt belanglos.



  3.   Mit Operationsverstärker und Transistor

Mit Bild 2 kommen wir zu zwei praktischen Ausführungen worüber wir bisher gelernt haben. Wir schauen uns Teilbild 2.1 näher an:

Es ist das selbe Funktionsprinzip, wie wir es von Teilbild 1.3 her kennen. Z steht zwar für Zenerdiode (Z-Diode). Wir verwenden als stabile Konstantspannungsquelle jedoch besser eine Bandgap-Spannungsreferenz, dessen Spannung extrem unempfindlich gegen Temperatur- und Stromschwankungen ist. Der Hersteller dieser Bauteile gibt an welcher Strombereich eingehalten werden muss, wobei dieser oft einen weiten Bereich über mehere Dekaden zulässt. Man ist also ziemlich frei in der Wahl von R1. Die Spannung über R1, also U1, dividiert durch R1, bestimmt den Strom Iz durch Z. Bei Batterieeinsatz und dem Einsatz von nur niedrigem Konstantstrom Ic, ist es natürlich sinnvoll, Iz so niedrig zu wählen, dass Z noch sicher einwandfrei arbeitet, damit die Verlustleistung der gesamten Schaltung möglichst niedrig bleibt.

Aus dem bisher Gelernten wissen wir, dass die Spannung U2 der Spannung Uz entspricht und der Emitterstrom Ie sich aus dem Verhältnis U2/R2 ergibt, wie dies die erste Formel im Kasten in Bild 2 zeigt. Die Spannung zwischen Basis und GND ergibt sich aus U2 plus der Basis-Emitter-Schwellenspannung Ube von T. Ib ergibt sich aus Ie dividiert durch die Stromverstärkung von T. Ic, der konstante Kollektorstrom, ergibt sich aus der Differenz von Ie und Ib (zweite Formel). Bei hoher Stromverstärkung gilt, dass Ic praktisch gleich gross ist wie Ie (dritte Formel).

Teilbild 2.2 arbeitet genau gleich, jedoch mit umgekehrten Spannungs- und Stromvorzeichen. Während in Teilbild 2.1 ein konstanter positiver Strom aus einer positiven Spannungsquelle +Ux in den Kollektor von T in Richtung GND fliesst, fliesst in Teilbild 2.2 ebenso ein positiver Strom aus dem Kollektor von T1 in Richtung Spannungsquelle -Ux. +Ux bzw. -Ux dürfen unterschiedliche Werte haben. Sie sind auch nicht an die Werte von +Ub bzw. -Ub gebunden. Wichtig ist bloss, dass die Kollektor-Emitter-Spannung Uce von T mindestens etwa 2 VDC beträgt, weil sonst die Stromverstärkung zurückgeht.

So formuliert, ist die Schaltung in Teilbild 2.1 eine Konstantstromsenke (die Schaltung nimmt Strom auf) und die in Teilbild 2.2 eine Konstantstromquelle (die Schaltung gibt Strom ab). Nun ist es allerdings so, dass beide Schaltungen mit GND referenziert sind und aus diesem Blickwinkel sind beide Schaltungen Stromsenken. Die in Teilbild 2.1 nimmt einen positiven und die in Teilbild 2.2 einen negativen Konstantstrom auf. Aber das sind hier letztlich Wortspielereien. Ob man diese Schaltungen als Stromquellen oder Stromsenken bezeichnet, elektronisch ist beides das selbe. Als Beispiel gibt es allerdings dann einen vernünftigen Grund von Stromsenken zu sprechen, wenn eine Konstantstromquelle in einem Testgerät für Netzteile dazu dient, solche mit einem konstanten Strom zu belasten. Zu diesem Thema gibt es einen speziellen Elektronik-Minikurs (4), wo die Angelegenheit Stromquelle contra Stromsenke diskutiert wird.



  4.   Betriebsspannung und Gleichtakt

Auf den ersten Blick scheinen sich die Bilder 2 und 3 identisch zu sein. Dem aufmerksamen Betrachter fällt aber auf, dass in Bild 3 die Opamps im Single-Supply-Modus arbeiten. Anstelle einer positiven und negativen Betriebsspannung (±Ub), gibt es nur eine positive (+Ub) und GND. Alles andere in den beiden Schaltungen ist identisch. Funktioniert denn das?

Es funktioniert, wenn man auf die Wahl des Opamp und der konstanten Spannung Uz achtet. Wenn in Teilbild 3.1 die Spannung Uz im zulässigen Bereich der Eingangs-Gleichtaktspannung des Opamp liegt (Datenblatt), gibt es keine Probleme. Dasselbe gilt für Teilbild 3.2 mit dem Unterschied, dass Uz zwischen +Ub und dem nichtinvertierenden Eingang des Opamp liegt und nicht zwischen GND und demselben Eingang. Warum interessiert hier die Gleichtaktspannung? Ganz einfach, beide Opampeingänge haben im eingeschwungenen Zustand stets die selbe Spannung. Worum es bei dieser Sache etwas mehr im Detail geht, schildert Bild 4 und der folgende Abschnitt:

Jeder Opamp besteht eingangsseitig aus einer Differenzverstärkerstufe mit einem invertierenden (INP-) und einem nichtinvertierenden Eingang (INP+). Bei bipolaren Opamps kommen entweder NPN- (Teilbild 4.1a) oder PNP-Transistoren (Teilbild 4.2a) zum Einsatz. Zwecks Arbeitspunkteinstellungen und Spannungsverstärkung werden weitere transistorisierte Schaltungsnetzwerke benötigt. Aus Platzgründen, und wegen des sich günstig auswirkenden hohen dynamischen Innenwiderstandes, kommen in diesen Netzwerken häufig Konstantstromquellen und Stromspiegel anstelle von Widerständen zum Einsatz. Solche Schaltungen befinden sich in den beiden Kästchen, die mit TNW1 und TNW2 bezeichnet sind (TNW = Transistor-NetzWerk). Für unsere Betrachtungen ist es nicht nötig, dass wir im einzelnen auf diese Netzwerke eingehen. Dies wäre auch viel zu komplex und zu aufwändig, weil diese Netzwerke unterschiedlich realisiert sind. Uns interessiert in Zusammenhang mit der Eingangs-Differenzverstärkerstufe nur wie sich die Gleichtaktspannung auswirkt.

Diagramm 4.1b illustriert die Gleichtakt-Situation der Schaltung 4.1a. Dieses Diagramm zeigt, dass die Gleichtakt-Eingangsspannung INP (INP bedeutet INP+ und INP-) grundsätzlich die positive Betriebsspannung V+ erreichen darf, um es vorsichtig auszudrücken. Es ist jedoch ganz sicher unmöglich, dass INP die negative Betriebsspannung V- erreichen darf. V- und V+ ist die Terminologie der Datenblätter vieler Opamps, während -Ub, +Ub und ±Ub oft die Terminologie in Schaltungen und Schaltungspublikationen ist, so in der Regel auch in meinen Elektronik-Minikursen. V- kann anstatt -Ub auch GND sein, nämlich dann, wenn der Opamp im Single-Supply-Modus, mit +Ub und GND gespeist wird. Im Falle von eingangsseitigen NPN-Transistoren fliesst eindeutig ein Basisstrom, wenn die Basis an V+ hängt. Ob der Opamp wirklich funktioniert, ist schaltungstechnisch durch TNW1 und TNW2 bedingt. Bei vielen Opamp-Typen dieser Art funktioniert es für die vorliegende Anwendung im Kapitel "Die LED-Testschaltung" und bei den beiden Opamp-Typen LM301 und LM307 ist dies in den Diagrammen Input Voltage Range der Datenblätter dokumentiert. Es ist darin allerdings ebenso dokumentiert, dass INP nicht bis zu V- funktioniert. Warum eigentlich? Ganz einfach, unterhalb einer kritischen Spannung unterbleiben die Basisströme der NPN-Transistoren. Dies ist ganz sicher dann der Fall, wenn die Basis-Emitter-Schwellenspannung unterschritten wird. Die Steuerbarkeit hört allerdings schon bei einer höheren Spannung auf, weil zwischen den Emittern der beiden NPN-Transistoren und V- noch TNW2 liegt. Beim LM301 sind es sogar 3 V. Das heisst 3 VDC über dem Pegel V-. Beträgt die Spannung an V- z.B. -12 VDC, dann darf die Eingangs-Gleichtaktspannung nicht niedriger als -9 VDC, hat V- GND-Pegel, dann darf dieselbe nicht niedriger als + 3 VDC sein.

Wir betrachten jetzt die komplementäre Situation in Teilbild 4.2a (Schaltschema) und Teilbild 4.2b (Diagramm). Wir haben es hier mit PNP-Transistoren am Eingang zu tun. Hier ist die Gleichtakt-Situation genau umgekehrt. INP darf locker die Spannung von V-, jedoch nicht die von V+ annehmen. Bei den angegebenen Typen LM358 und LM324 ist dies in den Datenblättern auch so dokumentiert. Der LM358 ist nichts anderes als die Dual-Version des LM324 (Quadopamp). Die darin integrierten Schaltungen sind identisch.

Warum beschäftigen wir uns hier mit dieser Extremsituation? Ganz einfach, wenn man Konstantstromquellen mit Opamps einsetzt und man will die Schaltung mit einer einfachen Betriebsspannung betreiben, tritt die Situation ein, dass die Gleichtakt-Spannung in der Nähe von V+ oder V- liegt. Es kommt dabei auf die Spannung der Referenzspannungsquelle an, wie nahe die Gleichtaktspannung an einem dieser Limits liegt. Damit werden wir uns noch beschäftigen. Es gibt einen andern Elektronik-Minikurs mit dem Titel Overload-Stromsensor bei dem diese Extremsituation noch wesentlich mehr Bedeutung hat.



  5.   Dimensioniertes Beispiel

Die Schaltung in Bild 5 zeigt uns ein dimensioniertes Beispiel der Schaltung in Teilbild 3.2. Als Referenzspannung dient hier ebenso eine Bandgap-Spannungsreferenz, ein Bauteil das in (7) thematisiert ist. Verwendet wird das selbe Bauteil auch in einer Netzteilschaltung (9). Die Bandgap-Spannungsreferenz wird oft als Bandgap-Diode bezeichnet, weil sie nur zwei Anschlüsse hat. Sie verhält sich ähnlich wie eine Zenerdiode. Im Unterschied zu dieser ist die Bandgap-Spannungsreferenz jedoch eine integrierte Schaltung mit vielen Transistoren. Die Vorzüge betreffs Stabilität ist bereits weiter oben erwähnt.

Die sehr bekannte Bandgap-Spannungsreferenz LM385 von National-Semiconductor, welche hier in der 2.5-V-Ausführung LM385-2.5 zum Einsatz kommt, gibt es auch in der 1.2-V-Ausführung LM385-1.2 (siehe Datenblatt des LM385-2.5) und in einer Ausführung LM385 bei der die Spannung mit zwei externen Widerständen einstellbar ist. Dass hier nur Metallfilmwiderstände mit sehr niedrigen Temperaturkoeffizienten zum Einsatz kommen sollten, leuchtet ein.

Angenommen die Schaltung in Bild 5 wird mit einer 9-VDC-Blockbatterie betrieben, fliesst durch Z ein Strom von 0.65 mA. Begrenzt wird dieser Strom durch R2 und dessen Spannungsabfall, der hier 6.5 VDC beträgt. Der LM385 erlaubt einen Betriebsstrombereich von 20 µA bis 20 mA. Damit liegt der gewählte Strom etwa im mittleren Bereich. Wenn eine Schaltung mit besonders niedrigem Stromverbrauch realisiert wird, kann der Strom durch Z mittels Anpassung des Seriewiderstandes R2 entsprechend geändert werden. Belastet wird Z praktisch nicht, weil der Eingangswiderstand am nichtinvertierenden Eingang von OA genügend hochohmig ist, - auch bei der Verwendung eines 741-Oldy.

Die hochstabile Spannung von Z mit einem Betrag von 2.5 VDC unterhalb von +Ub, sorgt dafür, dass der Gleichtakt-Bereich des OA in Richtung +Ub nicht ausgereizt wird. Genau aus diesem Grund kommt hier der LM385-2.5 und nicht der LM385-1.2 zum Einsatz. So hat man die Gewähr, dass eine ganze Palette von Opamps betriebssicher eingesetzt werden kann. Einige Exemplare sind in Bild 5 angeben. Es sind bipolare Opamps mit NPN-Eingangsstufen und einige der bekannten JFET-Opamps, bei denen der positive Gleichtakt-Bereich bis zur positiven Betriebsspannung mittels Diagramm im Datenblatt dokumentiert ist.

Wer weiss wie der Opamp arbeitet, weiss, dass im eingeschwungenen Zustand die Differenzspannung an den Eingängen praktisch 0 V ist. Darum entspricht die Spannung über P1 und R1 dem Wert der Referenzspannung von 2.5 VDC. Diese Spannung dividiert durch die Summe von P1 und R1 ergibt den Emitterstrom Ie. Dieser ist mit P1 zwischen 2.6 mA und 4.5 mA einstellbar. Eingestellt ist hier ein mittlerer Wert von 3.2 mA. Der verwendete PNP-Transistor hat in diesem Strombereich und einer Kollektor-Emitter-Spannung Uce von einigen Volt eine Verstärkung von mindestens 400. Dies bedeutet, dass der Kollektorstrom Ic im schlechtesten Fall nur um etwa 0.25 % niedriger ist als der Emitterstrom Ie. Wem das zu wenig genau ist, kann auch eine PNP-Dalingtonstufe, oder einen P-Kanal-MOSFET (Anreicherungstyp) einsetzen. Beide Möglichkeiten werden hier nicht weiter thematisiert. Betreffs des Einsatzes eines PNP-Darlington-Transistors, denke man bitte an den Early-Effekt, der weiter oben andeutungsweise erwähnt ist. Der Fehler, der dadurch entsteht, kann bei grosser Variation von Uce (Ucb) grösser als die eben genannten 0.25 % sein.

Der Kollektorstrom Ic von ebenfalls 3.2mA steht für verschiedene Anwendungen zur Verfügung. Eine Anwendung ist die, dass ein Potmeter, hier P2, eine widerstandslineare Ausgangsspannung liefert, was dann z.B. von Bedeutung sein kann, wenn das Potmeter eine lineare Skala hat. Die Steuerspannung liegt an Us zur Verfügung. Zur praktischen Anwendung kommt dies im Elektronik-Minikurs Netzteil-Testgerät I in Bild 6.

Was passiert wenn sich der Transistor spürbar erwärmt, weil er viel Leistung "verbraten" muss? Dies wäre z.B. der Fall, wenn der Kollektor einen Strom von 20 mA (P1 = 100 Ohm und R1 = 82 Ohm) liefert, die ganze Schaltung an +Ub = 24 VDC liegt und die Kollektor-Emitter-Spannung etwa 20 VDC beträgt. Das gibt über T eine Verlustleistung von immerhin 0.4 W und das Gehäuse von T heizt spürbar. Die Stromverstärkung erhöht sich und die Basis-Emitter-Schwellenspannung sinkt bekannterweise um etwa -2 mV/K. Bleibt Ic konstant? Eindeutig ja, weil eine Veränderung der Basis-Emitter-Schwellenspannung wird so nachgeregelt, dass sich die Ausgangsspannung von OA einfach anpasst. Der Ausgangsgangsstrom von OA regelt sich auf den notwendigen Basisstrom Ib um den Kollektorstrom Ic, definiert durch P1 und R1, bei veränderter Stromverstärkung von T, konstant zu halten. R3 ist nicht nötig. Baut man ihn aus Experimentierfreude jedoch ein, kann man mit Hilfe eines Multimeters (Spannungsmessung) indirekt leicht feststellen wie sich der Basisstrom infolge einer Temperaturänderung, oder einer anderweitig verursachten Stromverstärkungsänderung, ebenfalls verändert, - eben verändern muss, damit Ic konstant bleibt. Dies ist die Aufgabe des OA, der im Grunde nichts anderes als ein einfacher analoger Rechner ist.

Ein paar Worte zur Basisstrom-Messung Ib. Das Instrument V symbolisiert ein Voltmeter. Genau genommen empfiehlt sich ein elektronisches Multimeter mit einem typischen Eingangswiderstand Ri von 1 M-Ohm oder besser mehr. In Serie dazu liegen die beiden Widerstände Rx und Ry von je 1 k-Ohm. Wichtig dabei ist vor allem Rx, damit der Opamp-Ausgang durch das Kabel zum Multimeter nicht unnötig direkt kapazitiv belastet wird, das eine unerwünschte Oszillation provozieren kann. Aus Erfahrung dürfte ein Wert von 1 k-Ohm mehr als genug sein. Sollte das bei einem Opamp nicht genügen, muss man es experimentell ermitteln. Will man zur Messung ein Oszilloskop anschliessen, dann darf der GND des Oszilloskops keinen Bezug zum GND der Schaltung in Bild 5 haben. Am besten ist es allerdings wenn man mit einer GND-freien Messsonde symmetrisch die Spannung misst. Das kann man sich auch leicht mit einem weiteren Opamp selbst realisieren. Dazu ist einiges thematisiert in:



  6.   Die LED-Testschaltung

Die Schaltung in Bild 6 unterscheidet sich grundsätzlich von der in Bild 5 nicht. Hat man die Schaltung in Bild 5 verstanden, versteht man auch diese hier. Die Referenzspannungsquelle und die Beschaltung sind identisch. Der Widerstand R8 im Basiskreis benötigt es ebenso nicht, es sei man will mit dem indirekten Messen des Basisstromes experimentieren. Anstelle eines einzigen Emitterkreiswiderstandes gibt es hier gleich sechs und diese sechs Widerstände kann man mit einem vorzugsweise kleinen sechspoligen DIL-Schalter, den man lustigerweise auch "Mäuseklavier" bezeichnet, ein- und ausschalten. R1 bis R6 sind einprozentige Widerstände, die es ermöglichen, mit diesem DIL-Schalter den konstanten Strom stufenweise zwischen 1 und 50 mA (siehe Tabelle in Bild 6) umzuschalten. Durch die Kombination der eingeschalteten Schalter kann man die Ströme auch addieren. Sind z.B. die beiden Schalter 3 und 4 eingeschaltet, ergibt dies einen LED-Strom von 15 mA. Sind alle Schalter eingeschaltet, beträgt der LED-Strom 88 mA.

Mit dieser Schaltung kann man also LEDs testen. Hat man eine solche einfache kleine LED-Testschaltung zur Hand, muss man zum Testen irgendwelcher LEDs nicht immer wieder nach Widerständen suchen und ein Netzgerät benutzen, dessen Spannung auch noch einigermassen genau eingestellt werden muss. Kommt dies häufig vor, nervt das. Da es bestimmt genug Möglichkeiten gibt sich anderweitig zu ärgern, ist es doch eine gute Sache, wenn man es mit diesem kleinen und einfachen elektronischen Werkzeug wenigstens vermeiden kann.

Kondensator C dient der Stabilität des Opamp OA - Unterdrückung der Schwingneigung -, falls zwischen der Betriebsspannungsquelle und dieser Schaltung eine lange Leitung liegt, z.B. bei Anwendung mit einem Netzteil oder Netzgerät. Man sollte C allerdings auf jedenfall einsetzen, auch bei Batteriebetrieb und wenn die Batterie nahe bei der Schaltung liegt, weil die Impedanz einer Batterie, besonders bei höheren Frequenzen, nicht beliebig niederohmig ist.

Es gibt grundsätzlich zwei Möglichkeiten eine Falschpolung mit destruktiven Folgen zu vermeiden. Man baut Diode D1 in Serie ein. Dies hat den Nachteil eines Spannungsabfalles einer Diodenfluss-Spannung von etwa 0.7 VDC, was bei Batterieanwendung diese schlechter ausnützt. Man bedenke, ohne D1, darf sich die 9-VDC-Blockbatterie bis auf etwa 6 VDC entladen. Also eignet sich hier eher die Anwendung der antiparallel geschalteten Schutzdiode D2. Es ist eine 1N4002 die 1 Ampere aushält. Diese Stromstärke kriegt sie bei Falschpolung an einer 9-VDC-Blockbatterie nicht. Jedoch wenn die Schaltung an einem Netzgerät angeschlossen ist, ist dies leicht möglich und darum eignet sich dann die Serieschaltmethode mit D1 besser.

Man liest in Bild 6 von einem Aufsteckkühlkörper des Typs SKK-510 von Fischer-Elektronik (siehe Linkliste). Es kommt ein wenig darauf an, wie man die Schaltung einsetzt, ob diese Option wirklich nötig ist. Mehr dazu erfährt man im Kapitel "Technische Daten (Bild 6)".

Da u.U. viele (neu eingekaufte) LEDs hintereinander getestet werden sollen, ist es wichtig, dass man sie schnell reinstecken und rausziehen kann. Dazu eignet sich z.B. eine vierpolige einreihige Buchsenleiste mit einem 2.54mm-Raster, wie man sie z.B. zum Aufstecken von Sub-Leiterplatten verwendet. Auf der einen Seite der Buchsenleiste verbindet man zwei Anschlüsse mit dem Kollektor von T und auf der andern Seite zwei Anschlüsse mit GND. So kann man "normale" LEDs mit Drähten im Abstand von 2.54mm und solche mit einem grösseren Abstand messen. Siehe dazu in Bild 6 die LED-Buchsenleiste.

Eine LED als Referenz-Spannungsquelle genügt: Beachte LED-gb und R7 in Bild 6. Natürlich ist es für eine LED-Testschaltung übertrieben eine Bandgap-Spannungsreferenz einzusetzen. Es genügt auch eine LED als Referenzspannungsquelle. Damit die Referenzspannung einen ähnlichen Wert aufweist wie die LM385-2.5 mit 2.5 VDC, empfiehlt sich eine gelbe Low-Current-LED, die man mit etwa 2 mA betreiben muss. Mehr dazu erfährt man in LED-Leuchtdioden, ein ELKO-Grundkurs von Patrick Schnabel. Man beachte das Kapitel "Low-Current-Typen". Es scheint, dass die gelbe LED mit einer Durchflussspannung von etwa 2.4 VDC am nächsten liegt zur LM385-2.5 mit 2.5 VDC. Diese Spannungsreferenz ist hochstabil in einem sehr grossen Strombereich zwischen 20 µA und 20 mA. Das ist die LED nicht. Will man das Widerstandsnetzwerk R1 bis R6 nicht verändern, und man möchte die LED-Prüfstromwerte, gemäss Tabelle, einigermassen genau einhalten, dann empfiehlt sich den Bereich der Betriebspannung +Ub einzuschränken und R7 so zu wählen, dass der Strom durch LED-gb möglichst genau eine LED-Flussspannung von vielleicht beinahe 2.5 VDC erzeugt. Allerdings Vorsicht, der LED-Strom darf dabei nicht zu gross werden. Das Datenblatt der verwendeten LED beachten,



  7.   Das Testen einer LED-Reihe

Bild 7 illustriert zwei Einsatzmöglichkeiten, wenn man mit der Schaltung von Bild 6 ganze LED-Reihen testen möchte. Aber zunächst einmal, wozu soll das denn gut sein? Ganz einfach, wenn man viele LEDs des selben Typs kauft, ist das Risiko gar nicht so gering, dass es beim selben Strom erhebliche Unterschiede der Leuchtintensität unter einzelnen Exemplaren gibt. Dies wirkt sich störend aus, wenn man eine LED-Reihe, z.B. zur Messung eines Spannungspegels einsetzen will. Es gibt für so etwas ganz spezielle LED-Arrays die man bauklötzchenartig hintereinanderschalten kann und diese LEDs sind aufeinander abgestimmt. Aber nicht immer will man diese Produkte für etwas Bestimmtes verwenden. In einem solchen Fall geht es also darum, dass man auf einem Testboard die LEDs in Reihe zusammenschaltet und mit der hier aufgebauten umschaltbaren Konstantstromquelle betreibt und testet.

Teilbild 7.1 zeigt wie mit einer einzigen Betriebsspannung die Konstantstromquelle mit einer LED-Reihe beschaltet wird. Das Problem dabei ist, dass die maximale Anzahl LED durch die maximal zulässige Betriebsspannung der Konstantstromquelle definiert ist. Diese maximale Spannung ist abhängig von der Wahl des Opamp OA und des Transistors T. Gehen wir davon aus, dass einer der vorgeschlagenen Opamps im Einsatz ist, so gilt als typisch maximale Betriebsspannung (unterhalb der Worst-Case-Spannung) ein Wert von 30 VDC. Die Berechnungsformel in Teilbild 7.1 zeigt wie gross die Betriebsspannung +Ub bei einer bestimmten Anzahl LEDs sein muss. Angenommen, wir müssen eine LED-Reihe mit 12 roten LEDs testen, so ergeben diese in Serie eine Spannung von 11 * 1.8 VDC = 19.8 VDC. Nur mit 11 und nicht mit 12 multiplizieren, weil Ubmin mit einer LED im Einsatz gilt (Bezug auf Bild 6). Daher in der Formel n-1. Zu diesen rund 20 VDC addiert sich die minimale Betriebsspannung von etwa 7 VDC, dann ergibt dies eine Betriebspannung von 27 VDC. Schutzdiode D1 ist in diese Rechnung mit einbezogen.

Es gibt nur wenige Opamps die wesentlich über 30 VDC hinausgehen, es gibt aber viele Transistoren die nennenswert höhere maximale Kollektor-Emitter-Spannungen aufweisen. Will man eine längere LED-Reihe oder auch eine etwa gleich lange, aber z.B. mit grünen oder sogar blauen LEDs testen, kommt die Anordnung von zwei Betriebsspannungen, wie Teilbild 7.2 illustriert, zum Einsatz. Ub1 speist die Schaltung und Ub2 die LED-Reihe mit dem PNP-Transistor T (Bild 6). Die Formel zeigt hier, dass man nicht von der minimalen Ub1-Betriebsspannung (Ub1min) sondern von Ub1 ausgeht, denn diese darf so niedrig wie möglich ausfallen, z.B. mit 5VDC, da diese Spannung nur noch die Opampschaltung und die Referenzspannung speisen muss. Es kommt also ganz darauf an welchen Opamp man einsetzt. Die maximale Kollektor-Emitter-Spannung von T (Bild 6) ergibt sich aus Ub2 minus der LED-Reihenspannung. Die maximal zulässige Kollektor-Emitter-Spannung des 2N2905A hat einen Wert von 40 V oder alternativ beim 2N4033 sind es 80 V. Diese Spannungen gelten allerdings dann, wenn die Transistoren keinen oder nur einen sehr geringen Kollektorstrom leiten. Bei Stromfluss muss man daran denken, dass es bei bipolaren Transistoren den so genannten Durchbruch der zweiten Art (Second Breakdown) gibt. Deswegen muss der maximale Wert von Uce je nach Verlustleistung reduziert werden, wenn der Transistor nicht in die ewigen Jagdgründe der Elektronen befördert werden soll. Darüber gibt das Datenblatt des verwendeten Transistors Auskunft und man kann sich über so etwas auch im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk klug machen.

Um diese LED-Testschaltung zu bauen sind solche vertieften Kenntnisse nicht zwingend nötig, wenn man eine Regel beachtet: Es macht grundsätzlich wenig Sinn, die Uce-Spannungswerte auszunutzen und daher bei entsprechend hohem LED-Strom im Transistor nur unnötige Leistung zu "verbraten". Es liegt also an der vernünftigen Spannungseinstellung beim verwendeten Netzteil. Vernünftig ist, dass ein Uce-Spannungsabfall von einigen Volt genügen. Bei z.B. 5 VDC erzeugt man bei maximal einstellbarem LED-Strom von 88 mA weniger als ein halbes Watt und da kann man auf den empfohlenen Kleinkühlkörper gerade noch verzichten. Wenn man sich streng an diese Richtlinie hält, kann man auch ganz andere PNP-Transistoren einsetzen, die man auch oft in der eigenen Bastelkiste vorfindet.

Um eine LED-Reihe aus Einzel-LEDs zu testen, eignet sich z.B. das selbe Steckverfahren, wie bereits in Kapitel 6 "Die LED-Testschaltung" beschrieben ist. Siehe dazu in Bild 7 die Skizze der LED-Buchsenleiste.



  8.   Technische Daten (Bild 6)

  
  Minimale Betriebsspannung: 

    6   VDC (mit D1:  LED-Strom = 50 mA, rote LED)
    6.5 VDC (mit D1:  LED-Strom = 88 mA, rote LED) 
    6.8 VDC (mit D1:  LED-Strom = 50 mA, grüne LED)
    7.5 VDC (mit D1:  LED-Strom = 88 mA, grüne LED) 
    5.3 VDC (ohne D1: LED-Strom = 50 mA, rote LED)
    5.8 VDC (ohne D1: LED-Strom = 88 mA, rote LED) 
    6.1 VDC (ohne D1: LED-Strom = 50 mA, grüne LED)
    6.8 VDC (ohne D1: LED-Strom = 88 mA, grüne LED) 
    (Man beachte herstellerbedingte Exemplarstreuungen.)


  Maximale Betriebsspannung ohne Kühlkörper: 
 
    15 VDC (LED-Strom = 50 mA)
    10 VDC (LED-Strom = 88 mA)


  Maximale Betriebsspannung mit Kühlkörper bei maximalem Strom: 
 
    18 VDC    (LED-Strom = 88 mA, dT des Kühlkörper = 50 K)
    24 VDC    (LED-Strom = 88 mA, dT des Kühlkörper = 75 K)


  Empfohlene Betriebsspannung ohne Kühlkörper =  9 VDC (Batterie)

  Empfohlene Betriebsspannung mit Kühlkörper  =  12-15 VDC (Netzgerät)

 
  Typischer Leerlaufstrom je nach Opamp 
  (kein LED-Strom, Ub = 7...15 VDC):

    0.6 bis 1.5 mA  (mit LM741 oder µA741)
    0.7 bis 1.5 mA  (mit LM307)
    2.0 bis 3.5 mA  (mit TL081)
    5.5 bis 7.5 mA  (mit LF356)
 



  9.   Bauteilliste (Bild 6)

 
  Widerstände (Ohm) Toleranz = 5%
  --------------------------------
    1   470     (R8)
    1    10k    (R7)

  Widerstände (Ohm) Toleranz = 1%
  --------------------------------
    1    49.9   (R6)
    1   124     (R5)
    1   249     (R4)
    1   499     (R3)
    1     1k24  (R2)
    1     2k49  (R1)

  Kondensatoren
  -------------
    1 100n      (C)   (Keramik/Vielschicht)

  Halbleiter (bei Farnell erhältlich!)
  ------------------------------------
    1 1N4002             (D1 oder D2)     (1A-Dioden)
    1 2N2905A,2N4033     (T)              (PNP-Transistor)
    1 LM385Z-2.5         (Z)              (Bandgap-Referenz)
      (Z ist der Gehäusetyp TO92)
    1 siehe Bild 5       (OA)             (Opamp)

  Diverses
  --------
    1 DIL-Schalter 6-polig  (Farnell: viele Produkte)
    1 IC-Sockel 8-pin   (Farnell: viele Produkte)
    1 Aufsteck-Kühlkörper SKK-510 (Fischer-Elektronik)
    1 Buchsenleiste  2.54mm/div  4-polig  (bei Farnell)
    1 Ein/Aus-Schalter (Optional)
 



10.   Linkliste



Thomas Schaerer, 15.12.2004 ; 14.01.2005 ; 24.06.2006 ; 08.02.2008 ; 01.01.2011 ; 09.03.2014