Konstantstromquelle mit Operationsverstärker
und Bandgap-Spannungsreferenz,
und eine LED-Testschaltung.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Inhaltsverzeichnis
-
1. Einleitung
2. Grundlage Spannungsfolger
3. Mit Operationsverstärker und Transistor
4. Betriebsspannung und Gleichtakt
5. Dimensioniertes Beispiel
6. Die LED-Testschaltung
7. Das Testen einer LED-Reihe
8. Technische Daten (Bild 6)
9. Bauteilliste (Bild 6)
10. Linkliste
1. Einleitung
Es gibt bereits einige Elektronik-Minikurse in denen die
Konstantstromquelle
(1) (2)
(3) (4)
thematisiert ist. Eine Konstantstromquelle mit einem Transistor und
einer LED zeigt, wie wenig Bauteilen nötig sind, um eine
Konstantstromquelle mit recht guter thermischer Stabilität zu
realisieren. Eher nebenbei wird im selben Elektronik-Minikurs gezeigt,
wie für kleine konstante Ströme mittels zwei Opamps (ein Dual-Opamp)
eine sehr stabile Konstantstromquelle GND-bezogen realisiert wird. Mehr
zu diesen Inhalten liest man in (1).
Die meisten Konstantstromquellen haben drei Anschlüsse, zwei für die
Betriebsspannung, wobei einer von diesen beiden den konstanten Strom vom
dritten Anschluss aufnehmen muss. Der dritte Anschluss ist der
Stromquellenausgang. Als Alternative dazu gibt es die Methode des
Konstantstromzweipols. Diese Schaltung hat nur zwei Anschlüsse, was dann
den Vorteil hat, wenn der Gegenpol der Betriebsspannung, z.B. GND, in
der Nähe der Konstantstromquelle nicht zur Verfügung steht oder wenn der
Konstantstromzweipol in eine aufgetrennte Leitung eingeschlauft werden
muss, - z.B. anstelle eines Widerstandes. Die bekannteste und einfachste
Schaltung dieser Art ist die mit einem JFET und einem Widerstand. Mehr
zu diesem Thema liest man in (2), ein
Elektronik-Minikurs, der die Fortsetzung von
(1) ist.
In (4) wird eine nachbaubare
Konstantstromsenke zum Testen von Netzteilen und Netzgeräten mit
unipolarer (+Ub) und bipolarer (±Ub) Ausgangsspannung vorgestellt.
Diese Konstantstromsenken, die im Prinzip das selbe sind wie
Konstantstromquellen, arbeiten mit Operationsverstärkern (Opamps) und
Transistoren.
Um Opamp und Transistoren geht es auch in diesem Elektronik-Minikurs zum
Thema Konstantstromquelle. Dieses Schaltungsprinzip wird hier etwas
gründlicher erklärt. Ziel dieses Elektronik-Minikurses ist es, dass
jeder ELKO-Leser ein einfaches nützliches Werkzeug bauen kann. Es ist
ein Tester für Leuchtdioden (LED), der mit einer sechsstufig
umschaltbaren Konstantstromquelle, einer Bandgap-Spannungsreferenz
(7), einem Opamp (5)
(6) und einem Transistor arbeitet. Wir beginnen
jedoch zuerst ganz von vorne mit dem Spannungsfolger, realisiert mit
einem Opamp.
2. Grundlage Spannungsfolger
Teilbild 1.1 zeigt einen einfachen Spannungsfolger mit einem Opamp, den
man oft auch Impedanzwandler nennt, weil er mit Verstärkung 1 eine sehr
hohe Eingangs- in eine sehr niedrige Ausgangsimpedanz umsetzt. Bei
modernen Opamps mit JFET- oder CMOS-Eingängen liegt, sofern
unbeschaltet, der ohmsche Eingangsswiderstand im Tera-Ohm-Bereich. Die
Eingangsimpedanz ist natürlich abhängig von der Eingangskapazität und
der Frequenz. Der statische Ausgangswiderstand beträgt praktisch Null
Ohm, weil das Verhältnis der offenen (open loop gain) zur geschlossenen
Schlaufenverstärkung (closed loop gain) extrem hoch ist. Dies hat auch
zur Folge, dass die Differenzspannung zwischen dem invertierenden und
nichtinvertierenden Eingang praktisch Null Volt ist. Nicht mehr ganz so
ideal verhält sich der Opamp in dieser Eigenschaft als Spannungsfolger
oder Verstärker mit geringer Verstärkung, wenn er bei höherer Frequenz
arbeitet, weil dann die offene Schlaufenverstärkung (open loop gain)
niedriger ist. Diese dynamische Eigenschaft wird hier aber nicht weiter
thematisiert.
Mit Teilbild 1.2 rücken wir einen kleinen Schritt näher zum Ziel,
nämlich zum Verständnis der Konstantstromquelle, bestehend aus einem
Opamp und einem Transistor. Im Gegenkopplungspfad hat es ein Netzwerk
aus Diode D und Widerstand R (der ein Lastwiderstand bzw. Verbraucher
sein kann). Man kann D und R auch als Spannungsteiler betrachten, wobei
die Spannung über D relativ konstant ist. Die geteilte Spannung wird dem
invertierenden Eingang des Opamp zugeführt. Diese Schaltung arbeitet
allerdings nur dann, wenn die Eingangsspannung Ue positiver als GND ist.
Ist sie negativer, sperrt D, und die Schaltung funktioniert nicht. Es
genügt allerdings eine Spannung an Ue die nur ganz geringfügig positiver
ist als GND. Warum? Ganz einfach. Wenn D noch nicht leitet, gibt es noch
keine Gegenkopplung und es wirkt die extrem hohe offene
Schlaufenverstärkung des Opamp. Der Opamp verhält sich in diesem
Augenblick, bis D durch Anstieg der Spannung Ua' zu leiten beginnt, als
Komparator. Danach wenn die Gegenkopplung wirkt, weil D leitet, gilt die
geschlossene Schlaufenverstärkung. Diese hat einen Wert von 1, wenn man
das Spannungsverhältnis Ua/Ue und nicht Ua'/Ue betrachtet. Dies leuchtet
schliesslich auch ein, weil die Differenzspannung zwischen den beiden
Eingängen des Opamp, im eingeschwungenen Zustand, 0 V sein muss. Dazu
ein in praktisches Beispiel: Ue ist 0.1 VDC, dann ist Ua ebenfalls 0.1
VDC im eingeschwungenen Zustand. Also hat Ua' den Wert von Ua addiert
mit der Durchfluss-Spannung von D. Diese beträgt etwa 0.65 VDC bei einer
Silizium- und etwa 0.2 VDC bei einer Germaniumdiode. Diese Schaltung hat
keinen praktischen Sinn, sie dient lediglich als "Sprungbrett" für das
Verständnis der Schaltung in Teilbild 1.3.
Die Schaltung in Teilbild 1.3 funktioniert im Prinzip genau so wie
Teilbild 1.2 mit den selben Spannungsverhältnissen von Ue, Ua und Ua'.
Anstelle einer "richtigen" Diode wirkt hier der Basis-Emitter-Übergang
des NPN-Transistor T als Diode. Ua und Ua' sind hier kleiner
geschrieben, weil sie für die weitere Betrachtung nur indirekt von
Bedeutung sind. Was interessiert, ist der konstante Kollektorstrom Ic. T
verstärkt Ib zu Ic. Was wir hier haben ist bereits eine (fast) perfekte
spannungssteuerbare Konstantstromquelle:
Mit der Eingangsspannung Ue und dem Widerstand R1 wird der Emitterstrom
Ie von T definiert, weil Ua = Ue. Genau so wie wir es von Teilbild 1.2
her kennen. Ib ergibt sich aus Ie dividiert durch die augenblicklich
wirksame Stromverstärkung von T. Der Kollektorstrom Ic ergibt sich aus
dem Emitterstrom Ie minus des wesentlich kleineren Basisstromes Ib. Bei
geringen Kollektorströmen, z.B. im mA- bis 10-mA-Bereich, beträgt in
einem Kleinsignaltransistor die Stromverstärkung etwa 300 oder sogar
wesentlich mehr, vorausgesetzt die Kollektor-Emitterspannung beträgt
mindestens einige Volt. Die negative Abweichung von Ic gegenüber Ie
beträgt also nur etwa 0.3 % oder weniger. Für sehr viele Anwendung
reicht diese Präzision völlig aus. Wenn nicht, kann man anstelle eines
Transistors einen Darlington einsetzen, Ua' ist dann allerdings um zwei
Basis-Emitter-Schwellenspannung höher als Ua, was in der Regel kein
Nachteil ist. Man kann auch einen N-Kanal-MOSFET (Anreicherungstyp)
einsetzen. Dies wird hier aber nicht thematisiert.
Ic ist konstant. Das heisst Ic ist unabhängig des Wertes von R2 und der
Spannung über R2. Ausser R2 ist so gross, dass der konstante Strom, der
durch Ic vorgegeben ist, unterschritten wird. Dies geschieht dann, wenn
die Spannung über R2 so gross wird, dass eine zur Stromregelung minimale
Kollektor-Emitter-Spannung von T unterschritten wird. R2 darf aber Null
Ohm sein, d.h. es braucht diesen Widerstand überhaupt nicht. Ich
empfehle jedem Azubi unbedingt so etwas auf einem Testboard zu
experimentieren, weil Elektronik muss man auch erleben!
Für Hochpräzisionsanwendungen muss man allerdings bedenken, dass auch
hier die Physik einen Streich spielt. Es ist der sogenannte
Early-Effekt, der dafür sorgt, dass der konstante Strom Ic geringstfügig
schwankt, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung Uce von T stark varriert,
wobei es genaugenommen um die Kollektor-Basis-Spannung Ucb geht. Ich
testete dies mal mit einer Spannungsvariation zwischen 1.5 VDC und 24
VDC bei einer nicht mit einem Opamp geregelten Konstantstromquelle
(1): Bei einem Kollektorstrom von 10µA war die
Abweichung 1 % und bei 1 mA waren es 2 %. Wer mehr über den Early-Effekt
erfahren möchte, wende sich an entsprechende Fachliteratur oder suche im
Internet. Für unsere Anwendung hier ist dieser physikalische Effekt
belanglos.
3. Mit Operationsverstärker und Transistor
Mit Bild 2 kommen wir zu zwei praktischen Ausführungen worüber wir
bisher gelernt haben. Wir schauen uns Teilbild 2.1 näher an:
Es ist das selbe Funktionsprinzip, wie wir es von Teilbild 1.3 her
kennen. Z steht zwar für Zenerdiode (Z-Diode). Wir verwenden als stabile
Konstantspannungsquelle jedoch besser eine
Bandgap-Spannungsreferenz, dessen Spannung
extrem unnempfindlich gegen Temperatur- und Stromschwankungen ist. Der
Hersteller dieser Bauteile gibt an welcher Strombereich eingehalten
werden muss, wobei dieser meist einen weiten Bereich über mehere Dekaden
zulässt. Man ist also ziemlich frei in der Wahl von R1. Die Spannung
über R1, also U1, dividiert durch R1, bestimmt den Strom Iz durch Z. Bei
Batterieeinsatz und dem Einsatz von nur niedrigem Konstantstrom Ic, ist
es natürlich sinnvoll, Iz so niedrig zu wählen, dass Z noch sicher
einwandfrei arbeitet, damit die Verlustleistung der gesamten Schaltung
möglichst niedrig bleibt.
Aus dem in Kapitel 2 Gelernten wissen wir, dass die Spannung U2 der
Spannung Uz entspricht und der Emitterstrom Ie sich aus dem Verhältnis
U2/R2 ergibt, wie dies die erste Formel im Kasten in Bild 2 zeigt. Die
Spannung zwischen Basis und GND ergibt sich aus U2 plus der
Basis-Emitter-Schwellenspannung Ube von T. Ib ergibt sich aus Ie
dividiert durch die Stromverstärkung von T. Ic, der konstante
Kollektorstrom, ergibt sich aus der Differenz von Ie und Ib (zweite
Formel). Bei hoher Stromverstärkung gilt, dass Ic praktisch gleich gross
ist wie Ie (dritte Formel).
Teilbild 2.2 arbeitet genau gleich, jedoch mit umgekehrten Spannungs-
und Stromvorzeichen. Während in Teilbild 2.1 ein konstanter positiver
Strom aus einer positiven Spannungsquelle +Ux in den Kollektor von T in
Richtung GND fliesst, fliesst in Teilbild 2.2 ebenso ein positiver Strom
aus dem Kollektor von T1 in Richtung Spannungsquelle -Ux. +Ux bzw. -Ux
dürfen unterschiedliche Werte haben. Sie sind nicht an die Werte von +Ub
bzw. -Ub gebunden. Wichtig ist bloss, dass die
Kollektor-Emitter-Spannung Uce von T mindestens etwa 2 VDC beträgt, weil
sonst die Stromverstärkung zurückgeht.
So formuliert, ist die Schaltung in Teilbild 2.1 eine Konstantstromsenke
(die Schaltung nimmt Strom auf) und die in Teilbild 2.2 eine
Konstantstromquelle (die Schaltung gibt Strom ab). Nun ist es allerdings
so, dass beide Schaltungen mit GND refereziert sind und aus diesem
Blickwinkel sind beide Schaltungen Stromsenken. Die in Teilbild 2.1
nimmt einen positiven und die in Teilbild 2.2 einen negativen
Konstantstrom auf. Aber das sind hier letztlich Wortspielereien. Ob man
diese Schaltungen als Stromquellen oder Stromsenken bezeichnet,
elektronisch ist beides das selbe. Als Beispiel gibt es allerdings dann
einen vernünftigen Grund von Stromsenken zu sprechen, wenn eine
Konstantstromquelle in einem Testgerät für Netzteile dazu dient, solche
mit einem konstanten Strom zu belasten. Zu diesem Thema gibt es einen
speziellen Elektronik-Minikurs (4), wo die
Angelegenheit Stromquelle contra Stromsenke diskutiert wird.
4. Betriebsspannung und Gleichtakt
Auf den ersten Blick scheinen sich die Bilder 2 und 3 identisch zu sein.
Dem aufmerksamen Betrachter fällt aber auf, dass in Bild 3 die Opamps im
Single-Supply-Modus arbeiten. Anstelle einer positiven und negativen
Betriebsspannung (±Ub), gibt es nur eine positive (+Ub) und GND. Alles
andere in den beiden Schaltungen ist identisch. Funktioniert denn das?
Es funktioniert, wenn man auf die Wahl des Opamp und der konstanten
Spannung Uz achtet. Wenn in Teilbild 3.1 die Spannung Uz im zulässigen
Bereich der Eingangs-Gleichtaktspannung des Opamp liegt (Datenblatt),
gibt es keine Probleme. Dasselbe gilt für Teilbild 3.2 mit dem
Unterschied, dass Uz zwischen +Ub und dem nichtinvertierenden Eingang
des Opamp liegt und nicht zwischen GND und demselben Eingang. Warum
interssiert hier die Gleichtaktspannung? Ganz einfach, beide
Opampeingänge haben im eingeschwungenen Zustand stets die selbe
Spannung. Worum es bei dieser Sache etwas mehr im Detail geht, schildert
Bild 4 und der folgende Abschnitt:
Jeder Opamp besteht eingangsseitig aus einer Differenzverstärkerstufe
mit einem invertierenden (INP-) und einem nichtinvertierenden Eingang
(INP+). Bei bipolaren Opamps kommen entweder NPN- (Teilbild 4.1a) oder
PNP-Transistoren (Teilbild 4.2a) zum Einsatz. Zwecks
Arbeitspunkteinstellungen und Spannungsverstärkung werden weitere
transistorisierte Schaltungsnetzwerke benötigt. Aus Platzgründen, und
wegen des sich günstig auswirkenden hohen dynamischen Innenwiderstandes,
kommen in diesen Netzwerken häufig Konstantstromquellen und Stromspiegel
anstelle von Widerständen zum Einsatz. Solche Schaltungen befinden sich
in den beiden Kästchen, die mit TNW1 und TNW2 bezeichnet sind (TNW =
Transistor-NetzWerk). Für unsere Betrachtungen ist es nicht nötig, dass
wir im einzelnen auf diese Netzwerke eingehen. Dies wäre auch viel zu
komplex und zu aufwändig, weil diesen Netzwerke unterschiedlich
realisiert sind. Uns interessiert in Zusammenhang mit der
Eingangs-Differenzverstärkerstufe nur wie sich die Gleichtaktspannung
auswirkt.
Diagramm 4.1b illustriert die Gleichtakt-Situation der Schaltung 4.1a.
Dieses Diagramm zeigt, dass die Gleichtakt-Eingangsspannung INP (INP
bedeutet INP+ und INP-) grundsätzlich die positive Betriebsspannung V+
erreichen darf, um es vorsichtig auszudrücken. Es ist jedoch ganz sicher
unmöglich, dass INP die negative Betriebsspannung V- erreichen darf. V-
und V+ ist die Terminologie der Datenblätter vieler Opamps, während -Ub,
+Ub und ±Ub oft die Terminologie in Schaltungen und
Schaltungspublikationen ist, so in der Regel auch in meinen
Elektronik-Minikursen. V- kann anstatt -Ub auch GND sein, nämlich dann,
wenn der Opamp im Single-Suplly-Modus, mit +Ub und GND gespiesen wird.
Im Falle von eingangsseitigen NPN-Transistoren fliesst eindeutig ein
Basisstrom, wenn die Basis an V+ hängt. Ob der Opamp wirklich
funktioniert, ist schaltungstechnisch durch TNW1 und TNW2 bedingt. Bei
vielen Opamp-Typen dieser Art funktioniert es für die vorliegende
Anwendung in Kapitel 6 und bei den beiden Opamp-Typen LM301 und LM307
ist dies in den Diagrammen Input Voltage Range der Datenblätter
dokumentiert. Es ist darin allerdings ebenso dokumentiert, dass INP
nicht bis zu V- funktioniert. Warum eigentlich? Ganz einfach, unterhalb
einer kritischen Spannung unterbleiben die Basisströme der
NPN-Transistoren. Dies ist ganz sicher dann der Fall, wenn die
Basis-Emitter-Schwellenspannung unterschritten wird. Die Steuerbarkeit
hört allerdings schon bei einer höheren Spannung auf, weil zwischen den
Emittern der beiden NPN-Transistoren und V- noch TNW2 liegt. Beim LM301
sind es sogar 3 V. Das heisst 3 VDC über dem Pegel V-. Beträgt die
Spannung an V- z.B. -12 VDC, dann darf die Eingangs-Gleichtaktspannung
nicht niedriger als -9 VDC, hat V- GND-Pegel, dann darf dieselbe nicht
niedriger als + 3 VDC sein.
Wir betrachten jetzt die komplementäre Situation in Teilbild 4.2a
(Schaltschema) und Teilbild 4.2b (Diagramm). Wir haben es hier mit
PNP-Transistoren am Eingang zu tun. Hier ist die Gleichtakt-Situation
genau umgekehrt. INP darf locker die Spannung von V-, jedoch nicht die
von V+ annehmen. Bei den angegebenen Typen LM358 und LM324 ist dies in
den Datenblättern auch so dokumentiert. Der LM358 ist nichts anderes als
die Dual-Version des LM324 (Quadopamp). Die darin integrierten
Schaltungen sind identisch.
Warum beschäftigen wir uns hier mit dieser Extremsituation? Ganz
einfach, wenn man Konstantstromquellen mit Opamps einsetzt und man will
die Schaltung mit einer einfachen Betriebsspannung betreiben, tritt die
Situation ein, dass die Gleichtakt-Spannung in der Nähe von V+ oder V-
liegt. Es kommt dabei auf die Spannung der Referenzspannungsquelle an,
wie nahe die Gleichtaktspannung an einem dieser Limits liegt. Damit
werden wir uns noch beschäftigen. Es gibt einen andern
Elektronik-Minikurs bei dem diese Extremsition noch wesentlich mehr
Bedeutung hat. Er ist zu lesen in (8).
5. Dimensioniertes Beispiel
Die Schaltung in Bild 5 zeigt uns ein dimensioniertes Beispiel der
Schaltung in Teilbild 3.2. Als Referenzspannung dient hier ebenso eine
Bandgap-Spannungsreferenz, ein Bauteil das in
(7) thematisiert ist. Verwendet wird das selbe
Bauteil auch in einer Netzteilschaltung (9).
Die Bandgap-Spannungsreferenz wird oft als Bandgap-Diode bezeichnet,
weil sie nur zwei Anschlüsse hat. Sie verhält sich ähnlich wie eine
Zenerdiode. Im Unterschied zu dieser ist die Bandgap-Spannungsreferenz
jedoch eine integrierte Schaltung mit vielen Transistoren. Die Vorzüge
betreffs Stabiliät ist bereits weiter oben erwähnt.
Die sehr bekannte Bandgap-Spannungsreferenz LM385 von
National Semoconductor, welche hier in
der 2.5-V-Ausführung (LM385-2.5) zum Einsatz kommt, gibt es auch in
der 1.2-V-Ausführung (LM385-1.2) und in einer Ausführung (LM385) bei der
die Spannung mit zwei externen Widerständen einstellbar ist. Dass hier
nur Metallfilmwiderstände mit sehr geringen Temperaturkoeffizienten zum
Einsatz kommen sollten, leuchtet ein.
Angenommen die Schaltung in Bild 5 wird mit einer 9-VDC-Blockbatterie
betrieben, fliesst durch Z ein Strom von 0.65 mA. Begrenzt wird dieser
Strom durch R2 und dessen Spannungsabfall, der hier 6.5 VDC beträgt.
Der LM385 erlaubt einen Betriebsstrombereich von 20 µA bis 20 mA. Damit
liegt der gewählte Strom etwa im mittleren Bereich. Wenn eine Schaltung
mit besonders geringem Stromverbrauch realisiert wird, kann der Strom
durch Z mittels Anpassung des Seriewiderstandes R2 entsprechend
geändert werden. Belastet wird Z praktisch nicht, weil der
Eingangswiderstand am nichtinvertierenden Eingang von OA genügend hoch
ist, - auch bei der Verwendung eines 741-Oldy.
Die hochstabile Spannung von Z mit einem Betrag von 2.5 VDC unterhalb
von +Ub, sorgt dafür, dass der Gleichtakt-Bereich des OA in Richtung +Ub
nicht ausgereizt wird. Genau aus diesem Grund kommt hier der LM385-2.5
und nicht der LM385-1.2 zum Einsatz. So hat man die Gewähr, dass eine
ganze Pallette von Opamps betriebssicher eingesetzt werden kann. Einige
Exemplare sind in Bild 5 angeben. Es sind bipolare Opamps mit
NPN-Eingangsstufen und einige der bekannten JFET-Opamps, bei denen der
positive Gleichtakt-Bereich bis zur positiven Betriebsspannung mittels
Diagramm im Datenblatt dokumentiert ist. Es gibt daher keinen
vernünftigen Grund, diese Opamp bei dieser Anwendung nicht einzusetzen.
Wer weiss wie der Opamp arbeitet, weiss, dass im eingeschwungenen
Zustand die Differenzspannung an den Eingängen praktisch 0 V ist. Darum
entspricht die Spannung über P1 und R1 dem Wert der Referenzspannung von
2.5 VDC. Diese Spannung dividiert durch die Summe von P1 und R1 ergibt
den Emitterstrom Ie. Dieser ist mit P1 zwischen 2.6 mA und 4.5 mA
einstellbar. Eingstellt ist hier ein mittlerer Wert von 3.2 mA. Der
verwendete PNP-Transistor hat in diesem Strombereich und einer
Kollektor-Emitter-Spannung Uce von einigen Volt eine Verstärkung von
mindestens 400. Dies bedeutet, dass der Kollektorstrom Ic im
schlechtesten Fall nur um etwa 0.25 % niedriger ist als der Emitterstrom
Ie. Wem das zu wenig genau ist, kann auch eine PNP-Dalingtonstufe, oder
einen P-Kanal-MOSFET (Anreicherungstyp) einsetzen. Beide Möglichkeiten
werden hier nicht weiter thematisiert. Betreffs des Einsatzes eines
PNP-Darlington-Transistors, denke man bitte an den Early-Effekt, der
weiter oben andeutungsweise erwähnt ist. Der Fehler, der dadurch
entsteht, kann bei grosser Variation von Uce (Ucb) grösser als die eben
genannten 0.25 % sein.
Der Kollektorstrom Ic von ebenfalls 3.2mA steht für verschiedene
Anwendungen zur Verfügung. Eine Anwendung ist die, dass ein Potmeter,
hier P2, eine widerstandslineare Ausgangsspannung liefert, was dann z.B.
von Bedeutung sein kann, wenn das Potmeter eine lineare Skala hat. Die
Steuerspannung liegt an Us zur Verfügung. Zur praktischen Anwendung
kommt dies in (4).
Was passiert wenn sich der Transistor spürbar erwärmt, weil er viel
Leistung "verbraten" muss? Dies wäre z.B. der Fall, wenn der Kollektor
einen Strom von 20 mA (P1 = 100 Ohm und R1 = 82 Ohm) liefert, die ganze
Schaltung an +Ub = 24 VDC liegt und die Kollektor-Emitter-Spannung etwa
20 VDC beträgt. Das gibt über T eine Verlustleistung von immerhin 0.4 W
und das Gehäuse von T heizt spürbar. Die Stromverstärkung erhöht sich
und die Basis-Emitter-Schwellenspannung sinkt bekannterweise um etwa -2
mV/K. Bleibt Ic konstant? Eindeutig ja, weil eine Veränderung der
Basis-Emitter-Schwellenspannung wird so nachgeregelt, dass sich die
Ausgangsspannung von OA einfach anpasst. Der Ausgangsgangsstrom von OA
regelt sich auf den notwendigen Basisstrom Ib um den Kollektorstrom Ic,
definiert durch P1 und R1, bei veränderter Stromverstärkung von T,
konstant zu halten. R3 ist nicht nötig. Baut man ihn aus
Experimentierfreude jedoch ein, kann man mit Hilfe eines Multimeters
(Spannungsmessung) indirekt leicht feststellen wie sich der Basisstrom
infolge einer Temperaturänderung, oder einer anderweitig verursachten
Stromverstärkungsänderung, ebenfalls verändert, - eben verändern muss,
damit Ic konstant bleibt. Dies ist die Aufgabe des OA, der im Grunde
nichts anderes als ein einfacher analoger Rechner ist.
6. Die LED-Testschaltung
Die Schaltung in Bild 6 unterscheidet sich grundsätzlich von der in Bild
5 nicht. Hat man die Schaltung in Bild 5 verstanden, versteht man auch
diese hier. Die Referenzspannungsquelle und die Beschaltung sind
identisch. Der Widerstand R8 im Basiskreis benötigt es ebenso nicht, es
sei man will mit dem indirekten Messen des Basisstromes experimentieren.
Anstelle eines einzigen Emitterkreiswiderstandes gibt es hier gleich
sechs und diese sechs Widerstände kann man mit einem vorzugsweise
kleinen sechspoligen DIL-Schalter, den man lustigerweise auch
"Mäuseklavier" bezeichnet, ein- und ausschalten. R1 bis R6 sind
einprozentige Widerstände, die es ermöglichen, mit diesem DIL-Schalter
den konstanten Strom stufenweise zwischen 1 und 50 mA (siehe Tabelle in
Bild 6) umzuschalten. Durch die Kombination der eingeschalteten Schalter
kann man die Ströme auch addieren. Sind z.B. die beiden Schalter 3 und 4
eingeschaltet, ergibt dies einen LED-Strom von 15 mA. Sind alle Schalter
eingeschaltet, beträgt der LED-Strom 88 mA.
Mit dieser Schaltung kann man also LEDs testen. Hat man eine solche
einfache kleine LED-Testschaltung zur Hand, muss man zum Testen
irgendwelcher LEDs nicht immer wieder nach Widerständen suchen und ein
Netzgereat benutzen, dessen Spannung auch noch einigermassen genau
eingestellt werden muss. Kommt dies häufig vor, nervt das. Da es
bestimmt genug Möglichkeiten gibt sich anderweitig zu ärgern, ist es
doch eine gute Sache, wenn man es mit diesem kleinen und einfachen
elektronischen Werkzeug wenigstens vermeiden kann.
Kondensator C dient der Stabilität des Opamp OA - Unterdrückung der
Schwingneigung -, falls zwischen der Betriebsspannungsquelle und dieser
Schaltung eine lange Leitung liegt, z.B. bei Anwendung mit einem
Netzteil oder Netzgerät. Man sollte C allerdings auf jedenfall
einsetzen, auch bei Batteriebetrieb und wenn die Batterie nahe bei der
Schaltung liegt, weil die Impedanz einer Batterie, besonders bei höheren
Frequenzen, nicht beliebig niederohmig ist.
Es gibt grundsätzlich zwei Möglichkeiten eine Falschpolung mit
destruktiven Folgen zu vermeiden. Man baut Diode D1 in Serie ein. Dies
hat den Nachteil eines Spannungsabfalles einer Diodenfluss-Spannung von
etwa 0.7 VDC, was bei Batterieanwendung diese schlechter ausnützt. Man
bedenke, ohne D1, darf sich die 9-VDC-Blockbatterie bis auf etwa 6 VDC
entladen. Also eignet sich hier eher die Anwendung der antiparallel
geschalteten Schutzdiode D2. Es ist eine 1N4002 die 1 Ampere aushält.
Diese Stromstärke kriegt sie bei Falschpolung an einer
9-VDC-Blockbatterie nicht. Jedoch wenn die Schaltung an einem Netzgerät
angeschlossen ist, ist dies leicht möglich und darum eignet sich dann
die Serieschaltmethode mit D1 besser.
Man liest in Bild 6 von einem Aufsteckkühlkörper des Typs SKK-510 von
Fischer-Elektronik (siehe Linkliste). Es kommt ein wenig darauf an,
wie man die Schaltung einsetzt, ob diese Option wirklich nötig
ist. Mehr dazu erfährt man im Kapitel "Technische Daten (Bild 6)".
Da u.U. viele (neu eingekaufte) LEDs hintereinander getestet werden
sollen, ist es wichtig, dass man sie schnell reinstecken und rausziehen
kann. Dazu eignet sich z.B. eine vierpolige einreihige Buchsenleiste mit
einem 2.54mm-Raster, wie man sie z.B. zum Aufstecken von
Sub-Leiterplaten verwendet. Auf der einen Seite der Buchsenleiste
verbindet man zwei Anschlüsse mit dem Kollektor von T und auf der andern
Seite zwei Anschlüsse mit GND. So kann man "normale" LEDs mit Drähten im
Abstand von 2.54mm und solche mit einem grösseren Abstand messen. Siehe
dazu in Bild 6 die LED-Buchsenleiste.
7. Das Testen einer LED-Reihe
Bild 7 illustriert zwei Einsatzmöglichkeiten, wenn man mit der Schaltung
von Bild 6 ganze LED-Reihen testen möchte. Aber zunächst einmal, wozu
soll das denn gut sein? Ganz einfach, wenn man viele LEDs des selben
Typs kauft, ist das Risiko gar nicht so gering, dass es beim selben
Strom erhebliche Unterschiede der Leuchtintensität unter einzelnen
Exemplaren gibt. Dies wirkt sich störend aus, wenn man eine
LED-Reihe, z.B. zur Messung eines Spannungspegels einsetzen will.
Es gibt für so etwas ganz spezielle LED-Arrays die man
bauklötzchenartig hintereinanderschalten kann und diese LEDs sind
aufeinander abgestimmt. Aber nicht immer will man diese Produkte für
etwas Bestimmtes verwenden. In einem solchen Fall geht es also darum,
dass man auf einem Testboard die LEDs in Reihe zusammenschaltet und mit
der hier aufgebauten umschaltbaren Konstantstromquelle betreibt und
testet.
Teilbild 7.1 zeigt wie mit einer einzigen Betriebsspannung die
Konstantstromquelle mit einer LED-Reihe beschaltet wird. Das Problem
dabei ist, dass die maximale Anzahl LED durch die maximal zulässige
Betriebsspannung der Konstantstromquelle definiert ist. Diese maximale
Spannung ist abhängig von der Wahl des Opamp OA und des Transistors T.
Gehen wir davon aus, dass einer der vorgeschlagenen Opamps im Einsatz
ist, so gilt als typisch maximale Betriebsspannung (unterhalb der
Worst-Case-Spannung) ein Wert von 30 VDC. Die Berechnungsformel in
Teilbild 7.1 zeigt wie gross die Betriebsspannung +Ub bei einer
bestimmten Anzahl LEDs sein muss. Angenommen, wir müssen eine LED-Reihe
mit 12 roten LEDs testen, so ergeben diese in Serie eine Spannung von 11
* 1.8 VDC = 19.8 VDC. Nur mit 11 und nicht mit 12 multiplizieren, weil
Ubmin mit einer LED im Einsatz gilt (Bezug auf Bild
6). Daher in der Formel n-1. Zu diesen rund 20 VDC addiert sich
die minimale Betriebsspannung von etwa 7 VDC, dann ergibt dies eine
Betriebspannung von 27 VDC. Schutzdiode D1 ist in diese Rechnung
miteinbezogen.
Es gibt nur wenige Opamps die wesentlich über 30 VDC hinausgehen, es
gibt aber viele Transistoren die nennenswert höhere maximale
Kollektor-Emitter-Spannungen aufweisen. Will man eine längere LED-Reihe
oder auch eine etwa gleich lange, aber z.B. mit grünen oder sogar blauen
LEDs testen, kommt die Anordnung von zwei Betriebsspannungen, wie
Teilbild 7.2 illustriert, zum Einsatz. Ub1 speist die Schaltung und Ub2
die LED-Reihe mit dem PNP-Transistor T (Bild 6). Die Formel zeigt hier,
dass man nicht von der minimalen Ub1-Betriebsspannung
(Ub1min) sondern von Ub1 ausgeht, denn diese darf
so niedrig wie möglich ausfallen, z.B. mit 5VDC, da diese Spannung nur
noch die Opampschaltung und die Referenzspannung speisen muss. Es kommt
also ganz darauf an welchen Opamp man einsetzt. Die maximale
Kollektor-Emitter-Spannung von T (Bild 6) ergibt sich aus Ub2 minus der
LED-Reihenspannung. Die maximal zulässige Kollektor-Emitter-Spannung des
2N2905A hat einen Wert von 40 V und und beim 2N4033 sind es 80 V. Diese
Spannungen gelten allerdings dann, wenn die Transistoren keinen oder nur
einen sehr gringen Kollektorstrom leiten. Bei Stromfluss muss man daran
denken, dass es bei bipolaren Transistoren den sogenannten Durchbruch
der zweiten Art (Second Breakdown) gibt. Deswegen muss der maximale
Wert von Uce je nach Verlustleistung reduziert werden, wenn der
Transistor nicht in die ewigen Jagdgründe der Elektronen befördert
werden soll. Darüber gibt das Datenblatt des verwendeten Transistors
Auskunft und man kann sich über so etwas auch im Buch
Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk klug
machen.
Um diese LED-Testschaltung zu bauen sind solche vertieften Kenntnisse
nicht zwingend nötig, wenn man eine Regel beachtet: Es macht
grundsätzlich wenig Sinn, die Uce-Spannungswerte auszunutzen und daher
bei entsprechend hohem LED-Strom im Transistor nur unnötige Leistung zu
"verbraten". Es liegt also an der vernünftigen Spannungseinstellung beim
verwendeten Netzteil. Vernünftig ist, dass ein Uce-Spannungsabfall von
einigen Volt genügen. Bei z.B. 5 VDC erzeugt man bei maximal
einstellbarem LED-Strom von 88 mA weniger als ein halbes Watt und
da kann man auf den empfohlenen Kleinkühlkörper gerade noch verzichten.
Wenn man sich streng an diese Richtlinie hält, kann man auch ganz andere
PNP-Transistoren einsetzen, die man auch oft in der eigenen Bastelkiste
vorfindet.
Um eine LED-Reihe aus Einzel-LEDs zu testen, eignet sich z.B. das selbe
Steckverfahren, wie bereits in Kapitel 6 "Die LED-Testschaltung"
beschrieben ist. Siehe dazu in Bild 7 die Skizze der LED-Buchsenleiste.
8. Technische Daten (Bild 6)
Minimale Betriebsspannung:
6 VDC (mit D1, LED-Strom = 50 mA, rote LED)
6.5 VDC (mit D1, LED-Strom = 88 mA, rote LED)
6.8 VDC (mit D1, LED-Strom = 50 mA, grüne LED)
7.5 VDC (mit D1, LED-Strom = 88 mA, grüne LED)
5.3 VDC (ohne D1, LED-Strom = 50 mA, rote LED)
5.8 VDC (ohne D1, LED-Strom = 88 mA, rote LED)
6.1 VDC (ohne D1, LED-Strom = 50 mA, grüne LED)
6.8 VDC (ohne D1, LED-Strom = 88 mA, grüne LED)
(Man beachte herstellerbedingte Exemplarstreuungen.)
Maximale Betriebsspannung ohne Kühlkörper:
15 VDC (LED-Strom = 50 mA)
10 VDC (LED-Strom = 88 mA)
Maximale Betriebsspannung mit Kühlkörper bei maximalem Strom:
18 VDC (LED-Strom = 88 mA, dT des Kühlkörper = 50 K)
24 VDC (LED-Strom = 88 mA, dT des Kühlkörper = 75 K)
Empfohlene Betriebsspannung ohne Kühlkörper = 9 VDC (Batterie)
Empfohlene Betriebsspannung mit Kühlkörper = 12-15 VDC (Netzgerät)
Typischer Leerlaufstrom je nach Opamp
(kein LED-Strom, Ub = 7...15 VDC):
0.6 bis 1.5 mA (mit LM741 oder µA741)
0.7 bis 1.5 mA (mit LM307)
2.0 bis 3.5 mA (mit TL081)
5.5 bis 7.5 mA (mit LF356)
9. Bauteilliste (Bild 6)
Widerstände (Ohm) Toleranz = 5%
--------------------------------
1 470 (R8)
1 10k (R7)
Widerstände (Ohm) Toleranz = 1%
--------------------------------
1 49.9 (R6)
1 124 (R5)
1 249 (R4)
1 499 (R3)
1 1k24 (R2)
1 2k49 (R1)
Kondensatoren
-------------
1 100n (C) (Keramik/Vielschicht)
Halbleiter (bei Farnell erhältlich!)
------------------------------------
1 1N4002 (D1 oder D2) (1A-Dioden)
1 2N2905A,2N4033 (T) (PNP-Transistor)
1 LM385Z-2.5 (Z) (Bandgap-Referenz)
(Z ist der Gehäusetyp)
1 siehe Bild 5 (OA) (Opamp)
Diverses
--------
1 DIL-Schalter 6-polig (Farnell: viele Produkte)
1 IC-Sockel 8-pin (Farnell: viele Produkte)
1 Aufsteck-Kühlkörper SKK-510 (Fischer-Elektronik)
1 Buchsenleiste 2.54mm/div 4-polig (bei Farnell)
1 Ein/Aus-Schalter (Optional)
10. Linkliste
( 1) Die Transistor-LED-Konstantstromquelle:
Mit LED temparaturstabiler als mit Dioden!
( 2) Der Transistor-LED- und der
FET-Konstantstromzweipol
( 3) u.v.a. LM317 als Konstantstromquelle...
( 4) Netzteil-Testgerät I:
Konstantromquellen/senken u.a. mit Opamp und Transistor
( 5) Operationsverstärker I:
Virtueller GND, virtuelle Spannung, GND,
Arbeitspunkt und Eingangswiderstände bei invertierender
und nichtinvertierender Verstärkung.
( 6) Operationsverstärker II:
u.v.a. die Gain- und die Offsetabstimmung...
( 7) Z-Diode und Bandgap-Spannungsreferenz
( 8) Overload-Stromsensor:
Vom Overload-Stromsensor zur elektronischen Sicherung
( 9) Einfaches Labornetzteil...
(10) Fischer-Elektronik: Kühlkörper SKK-510
Thomas Schaerer, 15.12.2004 ; 14.01.2005 ; 24.06.2006 ; 08.02.2008