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Operationsverstärker
und
Instrumentationsverstärker

Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker

Käufer Elektronik-Workshop Kundenmeinung:
Mein Lob gilt der übersichtlichen und schönen Darstellung und der guten didaktischen Aufbereitung. Selten werden Schaltungen so gut erklärt, dass es auch noch Spaß macht sich damit zu beschäftigen.

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Elektronik-Fibel

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Isolations-/Trennverstärker (HCNR200)

 


Inhaltsverzeichnis

      1.   Einleitung

      2.   Zwei Methoden zur PWM-Erzeugung

      3.   Quasidiskreter induktiver Isolationsverstärker

      4.   HAUPTTHEMA: Isolationsverstärker mit dem linearen Optokoppler HCNR200

      5.   Sicherheit

      6.   Ausblick, digitale Systeme




1.  Einleitung

Isolationsverstärker - auch als Trennverstärker bezeichnet - kommen dann zur Anwendung, wenn Potentialtrennung, z.B. wegen Personenschutz gefordert sind. Da die Elektromyographie (EMG) in meinen Elektronik-Minikursen über analoge Schaltungstechnik oft im Fokus steht, ist das Thema Isolationsverstärker unbedingt notwendig und wichtig. Eine Lücke, die nicht fehler darf.

Diese vereinfachte Funktions-Schaltung zeigt den längst etablierten integrierte Isolationsverstärker aus dem Datenblatt des ISO121. Zur galvanisch getrennten Signalübertragung dienen zwei hochisolierende integrierte Kapazitäten mit je nur einem Picofarad. Die daraus resultierenden sehr niedrigen Erdableitströme und die hohe Isolationsfestigkeit garantieren eine sehr hohe Probanden- und Patientensicherheit. Elektronik von hoher Qualität und vom Feinsten. Deshalb auch nicht gerade billig und genau das dürfte auch der Grund sein, warum der ISO121 nicht mehr oder unsicher im Handel ist. Festgestellt habe ich dies Ende 2012 oder Anfangs 2013. Neuerdings gibt es den ISO121 für viel Geld wieder. Mehr dazu hier bei Texas Instruments und Digikey (Stichdatum: August 2014). Für Einzelanfertigungen oder für sehr niedrige einmalige Stückzahlen, mag es sich lohnen, den Selbstbau mit dem HCNR200 zu umgehen. Man weiss aber nie wann es wieder soweit ist, dass die ISO121-Produktion ein weiteres Mal eingestellt wird. Der HCNR200 ist universeller einsetzbar, deshalb hat dieses preiswertere IC eine wahrscheinlich bessere längerfristige Überlebenschance.

Wenn man nicht unbedingt mit Kanonen auf Spatzen schiessen will, geht es auch preiswerter mit linearen Optokopplern. Für die Präzision bei EMG-Anwendungen reicht es mit solchen ICs längst und es sind wesentlich preisgünstigere Isolationsverstärker. Nachteilig ist, dass man selbst etwas Elektronik bauen muss. Die Untersuchung eines solchen hochlinearen analogen Optokopplers habe ich selbst vorgenommen und bis zu einer funktionsfähigen Schaltung entwickelt. Diese Schaltung nennt sich Experimentierschaltung (Bilder 6 und 7) im Kapitel 4. Sie kann einerseits mit der vorliegenden Dimensionierung eingesetzt werden. Man ist aber auch frei weitergehend damit experimentieren, bevor eine eigene Schaltung als fertiges Produkt zum Einsatz kommt. Hier die Schaltung des HCNR200.

Es ist hier oft von der Elektromyographie (EMG) die Rede. Es geht dabei um die Messung von intramuskulärem EMG. Dies geschieht mit Nadeln oder mit beinah haarfeinen mit Teflon isolierten Drähten aus rostfreiem Stahl. Die Frequenzbandbreite dieser EMG-Signale ist deutlich höher als bei EMG-Messungen via Haut-Kontaktelektroden. Mehr dazu im Abschnitt PWM-Demodulator.

Bevor ich zum Thema mit dem HCNR200 komme, zeige ich eine induktiv gekoppelte Anwendung aus den 1980er-Jahren, die auch heute noch, mit vielleicht auch ganz andern Anwendungen, durchaus Sinn machen kann. Die galvanisch isolierte Übertragung erfolgt mit einem kleinen Ferrit-Ringkern-Trafo.



2.  Zwei Methoden zur PWM-Erzeugung

Will man einen induktiv gekoppelten Isolationsverstärker realisieren, geht das nur mit Wechselspannungssignalen. Eine gängige Methode ist die Impulsbreitenmoduation (PWM) mit steilflankigen Rechteckspannungen. Der momentane Tastgrad - fälschlicherweise oft als Tastverhältnis bezeichnet - repräsentiert die momentane analoge Eingangsspannung einer PWM-Schaltung. Im Elektronik-Minikurs RAINBOW, der elektronische Batterie-Indikator wird an einem praktischen Beispiel illustriert, wie eine PWM-Schaltung mit Dreieckspannung und Komparator funktioniert. Man lese dazu das kurze Kapitel "Das RAINBOW-Funktionsprinzip". Hier in Bild 1 wird diese PWM-Methode ebenfalls, aber nur kurz, erklärt:

Auch hier gilt, wie in jedem abgetasteten System, das Abtastkriterium (Nyquist-Kriterium). Dieses beinhaltet, dass die Abtastfrequenz mindestens doppelt so hoch sein muss, wie die Bandbreite der Signalfrequenz. In der Realität sollte diese Abtastfrequenz jedoch besser zehn mal so hoch sein wie die Signalfrequenz. Es darf aber auch mehr sein. Damit erreicht man eine relativ kleine Rippelspannung im demodulierten PWM-Signal. Dieses analoge Signal wird mit einem aktiven Tiefpassflter, durch die Erzeugung von Mittelwerten aus den PMW-Pegeln, gebildet und es glättet die überlagerten Rippelspannungen, die durch die Abtastung entstehen. Ein solches Tiefpassfilter hat daher eine Doppelfunktion. Einerseits als PWM-Demodulator und anderseits als so genanntes Smoothing-Tiefpassfilter. Diese Filtereigenschaft setzt man auch am analogen Ausgang eines DA-Wandlers ein. Weil der DA-Wandler bereits ein analoges Signal liefert, müssen noch noch die Rippelwerte geglättet werden. Ob Glättung oder Mittelwertbildung, beides ist prinzipiell das selbe. Es kommt ein Tiefpassfilter zum Einsatz. Mehr dazu im Abschnitt PWM-Demodulator.

Falls dieser Abschnitt nicht ausreichend verständlich ist, empfehle ich für den Einstieg die folgende WWW-Seite:

Die Abtastfrequenz in Teilbild 1.1 betrifft die Dreieckspannung und in Teilbild 1.2 die Taktspannung. In Teilbild 1.2 gilt, die steigende Flanke der Taktspannung tastet den momentanen Wert der verstärkten EMG-Spannung ab. Die "Abtastung" in Teilbild 1.1 erfolgt immer dann, wenn die Dreieckspannung die EMG-Spannung gerade über- oder unterschreitet. Mit diesem Vorgang alleine entsteht auch schon das PWM-Signal und dies in der Weise, dass die steigende und die fallende Flanke sich zeitlich verschieben. Ganz anders in Teilbild 1.2. Die steigende Taktflanke löst die Funktion des Monoflop aus. Der Ausgang geht auf logisch HIGH. Die Impulsdauer wird mit jedem Takt durch die variable Zeitkonstante IT*CT bestimmt. IT ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle. Die Höhe dieses Stromes und die daraus resultierende Impulsdauer wird durch die momentane EMG-Spannung bestimmt. Dabei verschiebt sich zeitlich nur die fallende Flanke des PWM-Signales. Dies beeinträchtigt die PWM-Funktion nicht. Der momentane Tastgrad ist ebenso eine direkte Folge aus der momentanen EMG-Spannung. IT bedeutet Timing-Stromquelle und CT Timimg-Kondensator.

Hinweis 1: Die Signalbilder EMG- und Dreiecksignal (Teilbild 1.1) und EMG- und Taktsignal (Teilbild 1.2) vor den Eingängen, haben nur einen symbolischen Charakter. Die Frequenzverhältnisse stimmen nicht.

Hinweis 2: Anstelle einer Dreieckspannung kann man ebenso eine Sägezahnspannung verwenden. Das kommt u.a. darauf an, wie hoch die Dreieckfrequenz sein muss, die schliesslich abhängig ist von der Bandbreite des Nutzsignales. Je höher die Dreieckfrequenz ist, um so schwieriger wird es die Dreieckspannung mit einem Opamp und einem Komparator möglichst linear zu erzeugen. Es kann auch teuer werden, wenn man sehr schnelle Bauteile einsetzen muss. Nicht nur die Unity-Gain-Bandbreite, auch die Slewrate bestimmt die maximale Frequenz. Die Slewrate hauptsächlich bei grossen Signalamplituden. Die Erzeugung einer Sägezahnspannung mit linearem Anstieg kann einfacher und vielleicht weniger aufwändig realisiert werden. Wie man einen Dreieckgenerator realisiert, zeigt dieser Elektronik-Minikurs:

Ein Sägezahngenerator gibt es noch nicht in meinen Elektronik-Minikursen. Will man einfach mal Schaltungen mit Sägezahngeneratoren sehen, bemühe man GOOGLE-Bilder.



3.  Quasidiskreter induktiver Isolationsverstärker

Das Blockschema in Bild 2 verwendet zur Erzeugung des PWM-Signales die Schaltung aus Teilbild 1.2. Das aktive Tiefpassfilter vor dem Impulsbreiten-Modulator (PWM-Modulator) unterdrückt Aliasing-Effekte, die dann auftreten, wenn das Signal (z.B. auch ein überlagertes Störsignal) an Ue Frequenzanteile enthält, die höherfrequenter sind als die halbe Frequenz des Taktsignales. Wenn solche Signale nicht gefiltert werden, werden die höheren Frequenzanteile teilweise in den Nutzfrequenzbereich gefaltet. Es erscheinen dann Signalanteile die es in Wirklichkeit gar nicht gibt. Mehr dazu liest man im Elektronik-Minikurs Das SC-Filter, eine kurze Einführung im Kapitel "Nyquist, Shannon und der Wilde Westen".

Für die isolierte Übertragung von Impulsen eignet sich ein kleiner Ferrit-Ringkerntrafo. Es geht nur darum, dass die steilen Impulsflanken sauber übertragen werden. Die Information des analogen Signales vom Eingang Ue liegt nur im Tastgrad der PWM-Impulse und nicht etwa in der Amplitude und deren Form an dieser Stelle der Schaltung. Für eine EMG-Anwendung braucht es mindestens eine Isolationsspannung von 4 kV zwischen den Wicklungen, wie üblich für elektromedizinische Geräte, an denen Patientenkontakt besteht. Der Abstand der beiden Spulen, sowie die Abstände zwischen Primär- und Sekundäranschlüssen müssen mindestens 8 mm (Kriechstrecke), bzw. 5 mm (Luftstrecke) betragen.

Die Impulsaufbereitung (PWM-Restore) sorgt dafür, dass am Ausgang dieses Schaltungsteiles wieder das selbe PWM-Signal erscheint, wie am Ausgang des PWM-Modulators. Ein Tiefpassfilter am Ausgang des PWM-Modulators mittelt das PWM-Signal mit den unterschiedlichen Tastgraden zum analogen Signal, dessen Signalmuster an Ua dem des Ue entspricht. Die Funktionsweise dieses Tiefpassfilters bezeichnet man bei dieser Anwendung sinngemäss auch als PWM-Demodulator.

Bild 3 zeigt die vollständige Schaltung des PWM-Modulator und des PWM-Restore. An Stelle des üblichen Widerstandes kommt hier mit dem Transistor T2 eine steuerbare Stromquelle zum Einsatz. T1 arbeitet als Diode und dient der Kompensation des Temperaturdriftes von T2. Der beste Arbeitspunkt wird mit dem Trimmpot P2 eingestellt, der dafür sorgt, dass der Klirrfaktor (THD) am Ausgang des PWM-Demodulator (Bild 5) minimal ist. Mit dem Trimmpot P1 (GAIN) wird die Empfindlichkeit des PWM-Modulators, bzw. die Verstärkung der gesamten Schaltung, inklusive des PWM-Demodulators, eingestellt. IC:B ist ein Dual-Monoflop, geeignet für sehr kurze Monoflop-Zeiten. Man kann ihn sogar einsetzen bis in den Bereich von wenigen 100 ns. IC:A dient als Taktgenerator mit einer Frequenz von 500 kHz. Das zweite NAND-Schmitt-Trigger-Gatter dient als Buffer, damit eine Belastung am Ausgang keinen rückwirkenden Einfluss auf die Generatorschaltung hat. Mit dem Ausgang beim Buffer kann man das Taktsignal leicht für weitere Kanäle einsetzen.

Ferrit-Ringkerntrafo: Leider habe ich da nur noch eine Angabe. Das ist die magnetische Permeabilität µe von 100 oder mehr. Der äussere Durchmesser des Kernes beträgt etwa 20 bis 30 mm (Isolationsfestigkeit!). Das Wicklungsverhältnis ist 1:2. Angaben über Windungszahlen finde ich leider nicht mehr. Bei allfälligem (Hobby-)Nachbau, muss man einfach darauf achten, dass die schmalen Impulse auf der Sekundärseite eine Amplitude haben müssen, dass diese in der nachfolgenden PWM-Restore-Schaltung korrekt verarbeitet werden können. C6 ist nötig zur Strombegrenzung, weil die Trafo-Impedanz nur gerade im Moment der steilen Flanken genügend hoch ist. Während dem HIGH-Pegel würde ohne C6 IC:B zu stark belastet. R6 dient der Dämpfung, damit C6 mit der Primärspule keine nennenswerte Resonanz (Saugkreis-Effekt) bildet. R7 dient als ohmsche Belastung mit dem selben Dämpfungszweck. Mit diesen Angaben wird man spielen müssen...

PWM-Restore: Da IC:C nur mit maximal 15 VDC (Absolute Maximum Rating = 18 VDC) gespiesen werden darf, wird die Betriebsspannung für IC:C mit den beiden Zener-Dioden Z1 und Z2 auf ±6 VDC reduziert. Ein Schmitt-Trigger-NAND-Gatter dieses IC:C wird für die Funktion des PWM-Restore benötigt. Die restlichen drei Gatter werden nicht gebraucht. Ihre Eingänge muss man entweder auf +6 VDC oder -6 VDC schalten. Mit R9 und R10 werden die beiden Eingänge auf etwa GND-Niveau gehalten. Allerdings unterliegen die Triggerspannungen der Schmitt-Trigger-Hysterese der Exemplarstreuung. Wäre der GND-Pegel ideal, würde zwischen den Eingängen und GND ein Widerstand genügen. So aber muss man, um "saubere" Impulse am Ausgang zu bekommen, leichte Anpassungen vornehmen. Deshalb die Unterschiede zwischen R9 und R10. Es ist klar, dass sich so etwas nur für wenige Einzelanfertigungen lohnt. Allerdings stellte ich damals fest, dass ich für ICs aus der selben Chip-Produktion die selben R9- und R10-Werte einsetzen konnte. Es ging damals um vier Einheiten. Bei einem positiven Nadelimpuls wird der Ausgang des Schmitt-Trigger-Gatters auf LOW (-6V) und bei einem negativen auf HIGH (+6V) gesetzt.

Warum setzen positive Impulse den Ausgang von IC:C auf LOW und negative Impulse auf HIGH. Ganz einfach, der Spannungs-Arbeitspunkt am Schmitt-Trigger-Eingang liegt innerhalb der Hysterese während des Ruhezustandes. Übersteigt die Spannung des positiven Impulses den Wert der positiven Triggerspannung, geht der Ausgang auf LOW und das Ganze umgekehrt.

Grenzen des Möglichen: Bild 1 zeigt zwei Methoden zur Realisierung einer PWM. Die Methode mittels Dreieckspannung und Komparator und die Methode mit Monoflop. In beiden Anwendungen genügt es nicht, das nur das Abtastkriterium eingehalten wird. Aus der Praxis weiss man, dass die Dreieckfrequenz (Teilbild 1.1) oder die Taktfrequenz (Teilbild 1.2) mindestens 10 mal grösser sein sollte, als die maximalen Frequenzanteile im Spektrum des Nutzsignales (hier EMG). Dies ist bereits weiter oben angedeutet. Mit dem Monoflop MC14528 oder CD4528 funktioniert das, richtig abgestimmt mit P2 in Zusammenhang mit der restlichen Dimensionierung um T1 und T2 (Bild 3) sehr gut. Mit THD (Total-Harmonic-Distortion) ist hier alleine der Klirrfaktor gemeint. Dieser liegt bei einer Signalfrequenz von 10 kHz bei 0.36 % und dessen Temperaturstabilität bei 0.01 %/K. Warum gerade 10 kHz? Erklärung siehe Abschnitt "PWM-Demodulator". Die Temperaturstabilität der Gesamtverstärkung beträgt 0.012 %/K. Das gilt für die vier Exemplare die ich damals untersucht habe. Die Frequenz-Bandbreite wird durch die Nachfolgeschaltung PWM-Demodulator, bestehend aus einem aktiven Tiefpassfilter 4. Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 40 kHz definiert. Die Klirrfaktor- (THD) und Verstärkungwerte werden am Ausgang dieses Filters (PWM-Demodulator) gemessen. Dies geht schliesslich nicht direkt am PWM-Signal. Mehr zum Thema dieses Filters, siehe Abschnitt "PWM-Demodulator" mit Bild 5.

Das Problem ist, man weiss nicht so recht wie lange es die beiden Dual-Monoflops MC14528 und CD4528 noch geben wird. Kürzlich (02.2013) entdeckte ich den MC14528 im DIP16- und im SOIC16-Gehäuse bei Farnell (RoHS-Zertifikat). Die Alternative MC14538 und CD4538 sind, weil zu langsam, nicht geeignet. Dafür erreicht man mit diesen Monoflops sehr grosse Impulszeiten und die Impulszeit entspricht präzise der RC-Zeitkonstante. Die trifft auf die beiden MC14528 und CD4528 nicht zu.

Eine weitere Alternative besteht darin, den PWM-Modulator nach dem Prinzip von Teilbild 1.1 zu realisieren. Experimente haben mir gezeigt, dass bei relativ hohen Dreieckfrequenzen sehr schnelle Komparatoren zum Einsatz kommen müssen. Der handelsüblichen Komparator TLC3702 (LinCMOS) mit einer Verzögerungszeit von 2.7 µs und eine Dreieckfrequenz von maximal 10 kHz ist gerade noch zulässig. Schon bei dieser Frequenz zeigt sich beim Rechtecksignal am unbelasteten Ausgang des Komparators Ua eine leichte Abweichung des 50%-Tastgrades, wenn das Dreiecksignal auf GND bezogen triggert. Das entspricht dem Zustand, wie wenn am Eingang Ue des PWM-Modulator eine kleine Spannung und nicht GND anliegt. Es zeigen sich auch Unterschiede in den Flankensteilheiten bei der steigenden und fallenden Flanke des Rechtecksignales an Ua. Bild 4 illustriert ein Beispiel mit einer Dreieckspannung mit 50 kHz. Für eine saubere PWM-Verarbeitung empfiehlt sich eine maximale Dreieckfrequenz von nur gerade 7 kHz. Damit lässt sich ein Nutzsignal mit einer Frequenzbandbreite von etwa maximal 700 Hz vernünftig verarbeiten.

Estrapolieren wir das auf die Frequenzbandbreite der Schaltung in Bild 3 und Bild 5 mit 40 kHz, müsste man für die Dreieck/Komparator-Methode einen Komparator mit einer Verzögerungszeit von weniger als 50 ns einsetzen müssen. Eine Dreieckspannung muss mit einer Frequenz von 500 kHz ein perfektes PWM-Signal liefern. Solche Komparatoren gibt es durchaus, jedoch ist die Schaltungstechnik keineswegs leicht. Man braucht einiges an HF-Erfahrung im Design solcher Schaltungen, damit sie stabil arbeiten. Ein Versuchsaufbau mit einem Steckboard eignet sich ganz sicher nicht wegen viel zu hohen parasitären Kapazitäten und Induktivitären (Drähte)!

Keine Umwege: An diesem Punkt angelangt, stellt sich quasi von alleine die Frage, ob es denn nicht auch ohne den Umweg eines getasteten Systems geht. Nämlich mit einer analogen Signalübertragung durch die galvanisch isolierte Schnittstelle. Diese Möglichkeit gibt es mit dem linearen Optokoppler HCNR200 von AVAGO. Mehr dazu im nächsten Kapitel. Zunächst beenden wir das vorliegende Thema mit dem PWM-Demodulator, vorgestellt in Bild 5:

PWM-Demodulator: Bild 2 zeigt das Blockschaltbild. Wir kommen jetzt zum letzten Teil, zum PWM-Demodulator, bestehend aus einem aktiven Tiefpassfilter, wie dies Bild 5 zeigt. Es ist ein Butterworth-Tiefpassfilter vierter Ordnung mit einer Steilheit im Grenzfrequenzbereich von 24 dB/Oktave und einer Grenzfrequenz von 40 kHz. Mit dieser Filterordnung erreicht man eine exzellente Dämpfung der Rippelspannung. Diese Bandbreite von 40 kHz benötigt es selbstverständlich auch dann nicht, wenn man intramuskuläres EMG messen will. Zur guten Wiedergabe von Aktionspotentialen sind bereits 10 kHz genügend. Das Tiefpassfilter in Bild 5 hat nur deshalb einen viel höheren Wert, damit die Schaltung des Isolationsverstärkers universeller ist. Es ist auch keineswegs ausgeschlossen, dass nicht höhere Bandbreiten der Frequenz erwünscht sind bei der Messung von intramuskulärem EMG. Das kommt auch sehr auf die Inhalte eine Forschungsprojektes an. Anderseits ist der Anwender auch frei diese Bandbreite zu reduzieren. Der Vorteil davon ist geringere Rauschspannung. Ich erreichte damals diesen Effekt mit zusätzlichen SC-Tiefpassfiltern mit umschaltbaren Grenzfrequenzen mit sehr hohen Steilheiten im Bereich der Grenzfrequenz von 100 dB/Oktave. Dies für den Zweck von nachgeschaltetem Multiplexer und AD-Wandler zur Vermeidung von Alias-Effekten. Was der Sinn dieser hohen Filtersteilheiten ist, ist ausführlich beschrieben im soeben genannten Elektronik-Minikurs.

Andere Werte der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters in Bild 5 erreicht man am einfachsten durch das proportionale Anpassen der vier gleich grossen Widerstände R1 bis R4. C1 bis C4 muss man proportional nur dann zusätzlich anpassen, wenn R1 bis R4 bei einer wesentlich niedrigeren Grenzfrequenz sehr gross werden. Für eine genaue Berechnung empfiehlt sich passende Literatur (z.B. HALBLEITER-SCHALTUNGSTECHNIK Tietze/Schenk) oder ein Filterberechnungsproramm.

Das passive Hochpassfilter mit anschliessendem Spannungsfolger IC:A3 dient der DC-Entlopplung. IC:A1 und IC:A2 erzeugen nur einen bescheidenen Beitrag im mV-Bereich, da die DC-Verstärkung jeweils nur 1 beträgt. Anders sieht es beim PWM-Demodulator (Bild 4) aus. Da kann es leicht einiges mehr sein. Wenn jedoch nur AC-Signale übertragen werden, genügt ein einfaches Hochpassfilter mit entsprechend niedriger Grenzfrequenz. Im vorliegenden Beispiel sind es 0.8 Hz. Das passive Spike-Tiefpassfilter eignet sich dann, wenn als Folge einer komplexen Gesamtschaltung von steiltransienten Störquellen (Schaltnetzteile) feine Nadelimpulse auftreten. Für C1 bis C4 sollte man hochwertige Styroflex-Kondensatoren mit einer Kapazitätstoleranz von 1% einsetzen. Für C5 eignet sich ein Keramik-Kondensator. Allerdings nur, weil an dieser Stelle der AC-Spannungspegel hoch genug und so der Störabstand zu den Piezo-Spannungen gross genug ist. Piezo-Spannungen entstehen durch mechanische Einwirkungen auf die Keramik-Kondensatoren. Für C6 muss es ein Keramik-Kondensator sein, damit dieser möglichst keine parasitäre Induktivität aufweist. Sonst verfehlt er seinen Zweck. Möglicherweise muss man C6 nahe beim Anschluss oder nahe bei der folgenden Schaltung platzieren, weil sonst die Leitung bis zum C6 als Empfangsantenne wirken kann.



4.  Isolationsverstärker mit dem linearen Optokoppler HCNR200

Der lineare Optokoppler hat einen signifikanten Vorteil. Es wird nichts abgetastet und so kann es auch keine Aliaseffekte geben, gegen die man etwas unternehmen muss, wie weiter oben beschrieben. Zentraler Baustein ist der hochlineare Optokoppler HCNR200 von der Firma AVAGO-Technologies. Wir werfen zunächst ein Blick in das HCNR200-Datenblatt. Dazu ein paar einführende Informationen. Es gibt zwei ICs, den HCNR200 und den HCNR201. Es gibt zuviele Unterschiede um hier einzeln darauf einzugehen. Es fällt auf, dass gewisse Toleranzen in den Spezifikationen kleiner sind beim HCNR201. Ob diese im Einzelfall relevant sind oder nicht, muss der Entwickler selbst abklären. In der AVAGO-Application-Note 1357 fällt auf, dass im Text der HCNR201 und in den Schemata dazu der HCNR200 erwähnt wird. Zu den Package-Infos auf Seite 3 des Datenblattes erkennt man, dass der Breitenabstand der Dual-Inline-Anschlüsse mit einem Abstand von 10.16 mm um 2.54 mm grösser ist, als üblich. Dies um einer grösseren Kriechstrecke gerecht zu werden, die einer Spannung von 5 kV_rms während einer Minute Dauer entsprechen muss. Es gibt noch weitere detailliertere Informationen zu diesem Thema im Datenblatt auf Seite 6. Einen speziellen Beitrag von AVAGO zum Thema Hochspannungs-Isolation von Optokopplern liest man hier im Kapitel "Hochspannungssicherheit". Die Ursache zur Präzision solcher hochlinearen analogen Optokoppler besteht darin, dass einerseit von einer Infrarot-Sendediode (LED) das optische Signal durch die Isolationsbarriere zu der einen (PD2) und anderseits direkt zu einer benachbarten Infrarot-Empfangsdiode (PD1) als Feedbacksignal übertragen wird. Man beachte dazu die Basic-Topology und die Practical-Circuit auf Seite 11 des Datenblattes. Der HCNR200 und HCNR201 gibt es bei Farnell für nur 3.65 Euro, bzw 4.04 Euro (Einzelstück) bei relativ grosser Lagerhaltung (01.2013).

Application-Notes, was nun: Wenn man beginnen möchte mit dem HCNR200 einen Isolationsverstärker zu realisieren, sieht man sich erst mal die vielen AVAGO-Application-Notes an und überlegt sich was wohl taugen wird und mit welchem Angebot man den Anfang machen will. Ich begannn sogleich mit Figur 3 auf Seite 3. Ich dachte mir, dass diese Schaltung das beste Resultat liefern würde, denn sie ist spannungssymmetrisch aufgebaut und das passt ganz bestimmt zu einer Betriebsspannung mit ±Ub. Die Messungen an V_OUT zeigte jedoch ein stark verzerrtes Signal. Ich tauschte die beiden LM158 (LM358) gegen zwei TL071. Viel besser wurde es auch nicht, trotz diversen Versuchen und Änderungen an der bestehenden Dimensionierung. Ich fand heraus, dass die Schaltung in Figure 1 sich am besten eignet, wenn man sie den eigenen Anforderungen entsprechend anpasst. Dabei kann man den LM158 (LM358) am besten gleich vergessen, ausser man begnügt sich mit einer sehr niedrigen Frequenzbandbreite des zu verabeitenden Signals. Ich habe diesen Opamp für ±5VDC-Anwendung durch den TLC271 (LinCMOS) und für ±12VDC- und ±15VDC-Anwendungen durch den TL071 ersetzt. Falls der TLC271 (±5VDC-Anwendung) zum Einsatz kommt, muss dieser auf den High-Bias-Mode geschaltet werden. Pin 8 mit Pin 4 verbinden.Die Werte für die Gegenkopplungs-Kondensatoren sind mit 100 pF viel zu hoch, diese mussten durch signifikant niedrigere Kapazitäten ersetzt werden. Damit kommen wir jetzt zur fast vollständigen Schaltung in Bild 6:

    
    Grenzfrequenz und maximale Ausgangsspannung:

    Ubx = Ub = ±5V    C1 = 15 pF  C2 = 15 pF    R5 = 560 Ohm (4mA): 
	       fg (-3dB) = 30 kHz      Ua_max = 8 Vpp 

    Ubx = Ub = ±12V   C1 = 10 pF  C2 = 5.6 pF   R5 = 820 Ohm (7mA): 
	       fg (-3dB) = 50 kHz      Ua_max = 16 Vpp 
 
    Ubx = Ub = ±12V   C1 = 10 pF  C2 = 5.6 pF   R5 = 470 Ohm (7mA): 
	       fg (-3dB) = 80 kHz      Ua_max = 16 Vpp 
	    
    Ubx = Ub = ±15V   C1 = 10 pF  C2 = 5.6 pF   R5 = 1 k-Ohm (9mA): 
	       fg (-3dB) = 45 kHz      Ua_max = 24 Vpp 
 
    Ubx = Ub = ±15V   C1 = 10 pF  C2 = 5.6 pF   R5 = 560 Ohm (10mA): 
	       fg (-3dB) = 70 kHz      Ua_max = 24 Vpp 
	       
    Stromverbrauch: Dieser ist abhängig von den verwendeten Opamps, Strom
                    von Z1 und Z2 und vom Strom der LED im HCNR200.
                    Die gesamte Schaltung (Bild 7), Opamps = TL071
                    bei ±Ub=±Ubx=±12VDC: 
                    	+Ibx < 15 mA     +Ib <  5 mA
                    	-Ibx < 15 mA     -Ib < 10 mA
 
    Rauschen: Rauschspannung am Ausgang, Ue (Bild 6) mit 
                     GNDx kurzgeschlossen:
                         140 µVrms (LowPass =  10 kHz)
                         180 µVrms (LowPass =  20 kHz) *
                         300 µVrms (LowPass = 100 kHz)
                         1.2 mVrms (no LowPass ~ 1 MHz)
                         * Rauschspannungsdichte = ca 1.3 µV/sqrt(Hz).
                                    Vergleich: ISO121 = 4 µV/sqrt(Hz)

Grenzfrequenz und maximale Ausgangsspannung: Die maximale Ausgangsspannung (Spitzenwerte Vpp) gelten unterhalb der Grenzfrequenz bei der die Spannung um 3 dB (Faktor = 0.71) reduziert ist. Die maximale Vpp-Spannung wird alleine durch ±Ubx, ±Ub und durch die Aussteuereigenschaft der gesamten Schaltung definiert. Es ist die Slewrate, welche die maximale Frequenz bei einer gegebenen maximalen Vpp-Spannung definiert. Eine Slewrate-Definition gibt es im HCNR200-Datenblatt nicht. Die LED-Bandbreite beträgt 9 MHz bei einem Strom von 10 mA, jedoch die Fotodioden sind betreffs maximaler Frequenz nicht spezifiziert. Es gibt nur betreffs der beiden Applikationen von Figure 16 und 17 zwei Werte für die Frequenz-Bandbreite in "AC-Electrical-Specifications". Die Slewrate der vewendeten Opamps sind wesentlich höher, als die der ganzen Schaltung in Bild 6 und 7. Wir haben hier Freuqenzbandbreiten zwischen 30 kHz und 80 kHz. Dies allerding mit TL071 mit einer Slewrate von 13 V/µs entsprechend einer Frequenzbandbreite von 172 kHz bei einer Spannung von 24 Vpp (±Ubx = ±Ub = ±15 VDC) und mit TLC271 mit einer Slewrate von 3.6 V/µs entsprechend einer Frequenzbandbreite von 143 kHz bei einer Spannung von 8 Vpp (±Ubx = ±Ub = ±5 VDC). Im Vergleich dazu hat ein LM158 (LM358) mit einer Slewrate von gerade 0.6 V/µs eine Frequenzbandbreite von 8 kHz bei einer Spannung von 24 Vpp (±Ubx = ±Ub = ±15 VDC). Dazu kommt, dass der LM158 (LM358) und der schaltungsgleiche LM124 (LM324) bei bereits viel niedrigeren Frequenzen eine signifikante Übernahmeverzerrung aufweist, weil offenbar der Querstrom der Endstufe zu schwach dimensioniert ist. Ich übertreibe nicht, diese Opamps, inklusive den 741er, als Steinzeit-Opamps zu bezeichnen, wobei das nicht bedeutet, dass man diese für gar nichts einsetzen kann. Es kommt eben ganz auf die Anwendung an.

Betriebsspannungen: ±Ubx und ±Ub sind klar getrennte Betriebsspannungen, trotz der =-Zeichen im Text. ±Ubx (x=external) ist die Betriebsspannung für den linken isolierten Teil der Schaltung. Mit ±Ubx kann zusätzlich auch ein (EMG-)Vorverstärker gespeist werden. Um eine gute Stabiltät der mit dem Trimmpot P kompensierten DC-Offsetspannung zu erzeugen, sollten für ±Ubx und ±Ub je eine stabile geregelte DC-Spannung eingesetzt werden. Der LM317(L) und LM337(L) eignen sich dafür. Der Strom in Klammer nach dem R5-Wert, ist der Strom der durch die IC-integrierte Infrarot-LED und durch R5 fliesst.

Stabilität: C1 und C2 sind sehr kleine Kapazitäten, vorzugsweise Keramik-Kondensatoren. Die angegebenen optimalen Werte beziehen sich auf den Testaufbau auf einem Steckboard. Ein richtiges Printlayout hat kleinere parasitäre Kapazitätswerte. Es kann deshalb sein, dass man für C1 und C2 etwas höhere Werte nehmen muss. Die Stabiltät der Schaltung testet man am besten mit einem Rechtecksignal am Eingang Ue. Sind C1 und C2 optimal, gibt es am Ausgang Ua gerade noch keine Überschwinger (maximale Dämpfung aperiodischer Schwingungen). Wie genau eine solche Messung zu verstehen ist, liest man im Elektronik-Minikurs Vom Operationsverstärker bis zum Schmitt-Trigger... im Kapitel "Test der Stabilität" mit Bild 8. Es geht hier um die Erklärung der Frequenzgang-Kompensation.

Wozu D1 und D2? Diese Dioden gibt es in den HCNR200-Applicationnotes von AVAGO nicht. Wenn man die Schaltung mit ±15 VDC speist, ist es durchaus möglich, dass bei einem Einschwingvorgang sehr kurzzeitig die absolut maximal zulässige Sperrspannung der Photodioden PD1 und PD2 von 30 V erreicht wird. Da im eingeschwungenen Zustand einer gegengekoppelten Opamp-Schaltung die Differenzspannung am Eingang stets (fast) 0 V beträgt, kann es nicht schaden, eine Überspannung auf die Durchfluss-Spannung einer schnellen Si-Diode zu begrenzen. Die Arbeitsweise der Regelschaltung wird dadurch in keinsterweise beeinträchtigt. Eine herkömmliche 1N914 (1N4148) eignet sich bestens. Sie hat eine Recovery-Time von 4 ns.

DC-Offset: Wie bereits erwähnt, ist es notwendig, dass ±Ub und ±Ubx gut stabilisiert sind. Dadurch ist die DC-Offsetspannung bereits relativ niedrig und auf einem konstanten Wert. Wobei, genau genommen, sich nur eine Änderung von -Ub und -Ubx auf die DC-Offsetspannung auswirkt. Durch die Erweiterung mit dem DC-Offset-Abgleich mit einem kleinen 10-Gang-Trimmpot P, R6 und R7, eingespeist am invertierenden Eingang von Opamp IC:B, dürfen stabile Spannungen von ±Ub und ±Ubx zueinander auch geringfügig im 100mV-Bereich konstant abweichen, weil dies durch einen einmaligen Abgleich an P kompensiert werden kann. R6 wird nicht benötigt bei ±Ub = ±Ubx = ±5 VDC, beim Einsatz von LinCMOS-Opamps TLC271 für IC:A und IC:B. Die beiden Zener-Dioden Z1 und Z2 tragen, wegen leichten Zener-Spannungsunterschieden, zur DC-Offsetspannung etwas bei. Sind beide Zener-Dioden der selben Umgebungstemperatur ausgesetzt, kompensiert dies eine temperaturbedingte DC-Offsetdrift. Verwendet man anstelle von Zener-Dioden Referenz-Dioden nach dem Bandgap-Prinzip mit gleich grosser Referenzspannung von je 2.5 V, eignet sich an stelle von ZPD-2.7 ein LM385-2.5.

Wozu überhaupt Zener-Dioden und Schalter? Diese gibt es in den AVAGO-Applicationnotes nicht. Warum also hier? Die Zenerdiode ermöglicht eine Vorspannung zu den Opamp-Eingängen und dies erlaubt den Einsatz von beliebigen Opamps, die keinen Commonmode-Bereich bis auf -Ub bzw. -Ubx haben. Dies betrifft z.B. die Opamp-Familie zu dieser der TL071 gehört. LinCMOS-Opamps, wie der TLC271 - und der alte LM158 (LM358) - verabeiten Eingangsspannungen bis auf -Ub bzw. -Ubx). Oder eben GND(x) als GND1 und GND2, wie in Figure 1 in den AVAGO-Application-Notes dargestellt. Es gelten stets GND(x) beim Einsatz von Single-Supply und -Ub(x) beim Einsatz von Dual-Supply. Die beiden Schalter S1 und S2 kommen hier nur deshalb zum Einsatz, weil Bild 6 eine Experimentierschaltung ist. Je nachdem, welcher Opamp final zum Einsatz kommt, entscheidet, ob es die Vorspannung mit Zener- oder Referenz-Dioden überhaupt benötigt. Bei der finalen Version auf einem Print werden die Schalter S1 und S2 selbstverständlich nicht benötigt.

Wichtig: Die Bauteilnummern von Bild 6 und Bild 7 sind separiert und nicht durchgehend!
Diese zusätzliche Schaltung in Bild 7 ergänzt die Schaltung von Bild 6 am Ein- und Ausgang. Das Verhältnis von R1 zu R2 (Bild 6) definiert das Verhältnis von Ua zu Ue (Bild 6). Allerdings bedeutet R1 = R2 nicht präzise Ua / Ue = 1. Trotzdem ist es wichtig, dass R1 durch eine Signalquelle an Ue (Bild 6) nicht unnötig vergrössert wird. Darum hier in Bild 7 die Schaltung mit dem Opamp IC:A. Benötigt man nur gerade Verstärkung=1, kann man R2 überbrücken und R3 benötigt es nicht. In diesem Fall muss der Opamp IC:A unity-gain-stable sein. R1 garantiert, dass Ue (Bild 6) auf GNDx- und Ua (Bild 6) auf GND-Potential referenziert ist, unabhängig davon ob Ue an einer Signalquelle angeschlossen ist oder nicht (C1 überbrückt). Wenn die Signalquelle selbst eine DC-Offset-Spannung enthält, muss man mit C1 entkoppeln. Die Hochpass-Grenzfrequenz von C1*R1, die man den eigenen Bedürfnissen anpassen kann, beträgt hier 1.6 Hz.

Die zusätzliche Schaltung am Ausgang von Bild 6 bietet die Möglichkeit die Gesamtverstärkung mit Trimmpot P auf 1 (Ua/Ue) zu kalibrieren, wenn Opamp IC:A als Spannungsfolger arbeitet. Sonst gilt für den exakten Abgleich:
Ua = Ue * ((R2 / R3) + 1)
An drei Exemplaren des HCNR200 stellte ich fest, dass mit hochpräzisen einprozentigen Widerständen R1 und R2 (Bild 6) mit je 330 k-Ohm, das Verhältnis von Ua/Ue etwa 0.9 beträgt. Trotzdem ist es ungewiss, ob diese Verstärkung nicht auch mehr als 1 betragen kann. Deshalb der Spannungsteiler R4/R5 mit einem Teilerverhältnis von 0.91. Kalibriert zu 1 wird dies mit dem Trimmpot P (10 Gang). Falls die Schaltung in Bild 6, bedingt durch die Exemplarstreuung des HCNR200, einen grösseren Einstellungsbereich benötigt, erreicht man dies durch eine Reduktion der Werte von R5 und R6. R7 vermeidet Oszillation, wenn Ua (durch eine abgeschirmte Leitung) kapazitiv zu stark belastet wird. Dies hat den eventuellen Nachteil, dass der Ausgang zu hochohmig ist. In diesem Fall hilft die Schaltung Lead-Kompensation im Kapitel "Die kapazitive Last am Ausgang des Opamp (Lead-Kompensation)" im Elektronik-Minikurs Operationsverstärker II. Am besten auch gleich die beiden folgende Kapitel "Für den Elektronik-Praktiker" und "Vereinfachung durch Lesertipp" lesen.

Scheinbarer Widerspruch: Die Ausgangsstufe (IC:B: GAIN ADJUST) ist von Ua (Bild 6) mit C2, R4 und R5 DC-entkoppelt. Wozu denn das, mag sich der Leser fragen, weil die DC-Offsetspannung wird in der Schaltung von Bild 6 kalibriert. Die DC-Offset-Stabilität erreicht nicht die eines teuren ISO121. Darum eignet sich diese Schaltung nur bedingt zur Messung von quasistationären Signalen (Temperatur, Druck, etc.). Dafür ist sie hier nicht realisiert. Beim Einsatz zur Verstärkung und Verabeitung von z.B. EMG-Signalen eignet sie sich jedoch hervorragend, weil nur AC-Spannungen von Interesse sind. Deshalb das Hochpassfilter (C2, R4 und R5). Die Einstellbarkeit der DC-Offsetspannung dient einzig zur Einstellung der optimalen Signalaussteuerung von Ua (Bild 6). Ein (EMG-)Vorverstärker, der an Ue angeschlossen wird, liefert in der Regel bereits ein Ausgangssignal das DC-entkoppelt oder anderweitig DC-kompensiert ist. C1 ist daher nicht zwingend nötig. R1 sollte aber sein, weil wenn an Ue eine GNDx-referenzierte Spannungsquelle entfernt wird, bleibt der Opamp IC:A mit R1 auf GNDx bezogen. Wegen der symmetrischen Speisung ±Ubx und ±Ub, sind C1 und C2 nur AC-Spannungen ausgesetzt. Deshalb eignet sich ein Elko nicht. Entweder verwendet man einen Keramik- oder besser einen Wickelkondensator 1µF/50V mit Rastermass = 2.5 mm), der bei dieser Kapazität für die passend niedrige Spannung genügend klein ist. Keramik-Kondensatoren sind kleiner, eignen sich aber nur bedingt für Signalpfade, weil sie piezoempfindlich sind. Das gilt allerdings bei sehr kleinen Spannungen (z.B. Mikrophon).



5.  Sicherheit

Ich beziehe mich primär auf die Angaben der technischen Normen des Schweizerischen Elektrotechnischen Verein (SEV), Fachbereich Elektrotechnik "EN 60601-1+A1+A2". Es betrifft dabei die medizinisch elektrischen Geräte. Teil 1: Allgemeine Festlegungen für die Sicherheit. Es gilt die so genannte "DOPPELTE ISOLIERUNG oder VERSTÄRKTE ISOLIERUNG".

Da liest man auf Seite 44, dass die Prüfspannung 4000 V_rms (1 Minute) beträgt. Dies gilt für einen Spannungsbereich zwischen 150 V_rms und 250 V_rms. Auf der Titelseite des HCNR200-Datenblattes liest man sogar 5000 V_rms (1 Minute). Wenn es um diese Prüfspannung geht, ist der HCNR200 schon mal auf der sicheren Seite.

Wie aber sieht es mit der Kriech- und Luftstrecke aus? Auf Seite 82 gibt eine Tabelle Auskunft. Für maximal 250 V_rms gilt eine Luftstrecke von 5 mm und eine Kriechstrecke von 8 mm. Man betrachte dazu das HCNR200-Datenblatt auf Seite 3 mit den Skizzen des Dual-Inline-IC-Gehäuse. Der Abstand zwischen den beiden Anschlussreihen in der Nähe des Gehäuses beträgt knapp etwas mehr als 9 mm. Die kürzere seitliche Distanz zwischen den Anschlussreihen und dem IC-Boden beträgt auf jeder Seite etwa 1.5 mm. Diese beiden Seitendistanzen plus die 9 mm betragen 12 mm. Die Bedingung von 8 mm ist daher mehr als erfüllt. Wie aber sieht es auf dem Print mit den Lötaugen aus? Der Abstand zwischen den beiden Anschlussreihen beträgt 10.16 mm. Um den erforderten Limit von 8 mm nicht zu unterschreiten, dürfen die Lötaugen einen Durchmesser von maximal 2 mm haben. So wird die Forderung des SEV eingehalten. Kleiner Tipp: Um die Kriechstrecke zu erhöhen, kann man in der Printplatte unterhalb des HCNR200 einen Schlitz parallel zu den beiden Anschlussreihen einfräsen.

KEINE GARANTIE! Es macht auf mich den Eindruck, dass die Bezeichnung Medical unter Applications auf der Titelseite des HCNR200-Datenblattes berechtigt ist. Ich denke, ausschlaggebend ist:
"UL 1577 recognized (5 kV rms/1 min rating)" und die mechanischen Abmessungen betreffs Luft- und Kriechstrecke. Trotzdem kann ich nicht garantieren, dass die Angaben hier sicher fehlerfrei sind. Es kann auch national bedingte Ungereimtheiten geben, die man berücksichtigen muss. Deshalb, jeder Benutzer dieses Elektronik-Minikurses ist selbstverantwortlich, wenn man die Schaltungen realisiert und einsetzt. Man muss selbst auch die geltenden gesetzlichen Bestimmungen studieren! Dieses Kapitel "Sicherheit" dient einfach nur als die von mir selbst evaluierten Richtlinien. Die Sicherheitsangaben in diesem Elektronik-Minikurs haben keine Rechtsgültigkeit!

EMail-Kontakt mit AVAGO: Ich hatte zu dieser Sicherheits-Thematik ein EMail-Wechsel mit AVAGO. Daraus ergab sich in der letzten EMail von der Geschäftsleitung an mich ein offizielles Statement. Man erlaubte mir, dieses hier zu publizieren:



6.  Ausblick, digitale Systeme

Der praktische Einsatz des vorgestellten Isolationsverstärker in Bild 6 und 7 eignet sich vor allem für die Reparatur und Erweiterung (Anzahl Kanäle) von bestehenden EMG-Mess-Systemen. Für Neuentwicklungen? Ja für den Experimentier- und Forschungsbereich (Einzelanfertigung), aber kaum für eine Serienproduktion. Da ist es doch wesentlich preiswerter nur das Nötigste in analoger Schaltungstechnik zu realisieren und der ganz grosse Rest digital mit Signalprozessoren zu verarbeiten. Für die galvanisch isolierenden Schnittstellen kämen einfache, aber ebenso hochisolierende digitale Optokoppler zur Anwendung, die natürlich die selben SEV-Kriterien (für CH) einhalten müssen, wie im vorherigen Kapitel beschrieben für den HCNR200. Die VDE-Richtlinien (für D) werden sich kaum signifikant von den SEV-Richtlinien unterscheiden. Wirklich beurteilen kann ich dies allerdings nicht.



Thomas Schaerer, 07.02.2013 ; 08.04.2014 ; 27.06.2014 ; 09.08.2014