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Operationsverstärker
und
Instrumentationsverstärker

Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker

Käufer Elektronik-Workshop Kundenmeinung:
Mein Lob gilt der übersichtlichen und schönen Darstellung und der guten didaktischen Aufbereitung. Selten werden Schaltungen so gut erklärt, dass es auch noch Spaß macht sich damit zu beschäftigen.

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Timer 555

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Spannungsregelschaltung mit elektronischer
Brummsiebung (Brummunterdrückung)

 


Einleitung

Baut man eine empfindliche und rauscharme analoge Mess- oder Audioschaltung, kommt man in der Regel nicht drum herum, sich mit einer hochwertigen Speisung zu befassen. Soll diese aus der 230-VAC-Netzspannung und nicht von einer Batterie, also mit Netztrafo, Gleichrichtung, Siebung und Spannungsregelung erfolgen, sieht man sich oft mit allfälligen Brummstörungen konfrontiert.

Dieses Übel kann verschiedene Ursachen haben, wie z.B. die induktive Einkopplung magnetischer Streufelder vom Netztrafo in empfindliche Teile der analogen Schaltung, schlecht gewählten Massereferenzpunkt (Einkopplung des Rippelstromes vom Gleichrichter in Richtung Siebelko in die Masseleitung) oder ungenügend dämpfende Regelschaltung. Dieser Elektronik-Minikurs thematisiert diese Situation.

Um möglichst geringe magnetische Streufelder zu erzeugen, lohnt es sich meist einen Ringkerntrafo einzusetzen, wobei etwa die Hälfte des Gewichtes auch noch eine gewisse Rolle spielen könnte. Dieser Trafo ist deshalb streuarm, weil die runde Form des Eisenkerns der Ausrichtungstendenz der Magnetfeldlinien am besten Rechnung trägt. Wenn ein solcher Trafo speziell angefertigt werden muss, lohnt es sich oft eine Schirmwicklung zwischen der Primär- und der Sekundärseite wickeln zu lassen. Es gibt dabei zwei Ausführungsformen. Die eine ist eine Lackdrahtwicklung, die an einem Ende mit der 230-VAC-Netzerde verbunden wird und das andere Ende offen ist. Die andere Ausführungsform ist eine nicht kurzschliessende Kupferfolie, die an einer beliebigen Stelle mittels herausgeführter Litze geerdet wird. Die erstgenannte Methode, hat den Nachteil, dass in die Schirmwicklung eine nicht zu unterschätzende, jedoch ungefährlich hohe Spannung induziert wird, die sich kapazitiv in die Sekundärwicklung überträgt. Diese Spannung ist aber geringer, als wenn dieser Effekt von der Primärwicklung ausgeht, falls derjenige Primärwicklungsteil, der mit der Phase verbunden ist, visavis zur Sekundärwicklung liegt. Will man eine maximale Störunterdrückung von der Primärwicklung zu den Sekundärwicklungen, empfiehlt sich allerdings die Kupferfolie zur Abschirmung. Die von der Primärseite kapazitiv eingekoppelte Spannung, wirkt sich auf den Sekundärwicklungen als Gleichtaktspannung aus. Sie hat keinen Einfluss auf die Sekundärspannungen. Trotzdem kann es zu Störproblemen führen, wenn Schaltungen auf der Sekundärseite mit der Netzerde in irgend einer Beziehung stehen (müssen).



Beliebte Dreibeiner

Für viele Fälle von Spannungsregelungen eignen sich die beliebten Dreibeiner, sei es für fixe (z.B. 78xx oder 79xx) oder variable (z.B. LM317 oder LM337) Ausgangsspannungen. Diese ICs haben jedoch leider den Nachteil, dass ihre Filterwirkung in Bezug auf die Rippelspannung oft ungenügend ist. Man könnte eine Spannungsregelung selbst realisieren, die diesen Anforderungen genügt. Will man jedoch die selben Schutz- und Sicherheitsfunktionen miteinbauen, welche diese Dreibeiner selbstverständlich integriert haben, steigt der Aufwand beträchtlich. Diese Dreibeiner enthalten nämlich eine Strombegrenzung und eine Einhaltung des Safe-Operating-Area (SOA) des integrierten Leistungstransistors. Eine integrierte Temperaturüberwachung vermeidet eine Überhitzung des Chips, in dem die Verlustleistung, mittels Reduktion des Kurzschlussstromes, soweit reduziert wird, dass sich eine konstante Chiptemperatur einstellt.

Wenn man mit der Sekundärspannung des Trafos, wegen etwas zusätzlichem Spannungsabfall, nicht geizt, bietet sich eine elegante Möglichkeit der Kombination von elektronischer Brummsiebung, die einfach zu realisieren ist und der Spannungsregelung mit einem der beliebten Dreibeiner an. Der Mehraufwand hält sich so in Grenzen.



Induktive Brummsiebung

Ich will die Frage nicht offen lassen, was man früher unternahm, als es noch nicht so einfach war elektronische Brummsiebschaltungen zu realisieren. Ganz einfach, ein passives LC-Tiefpassfilter zwischen Gleichrichter-Glättungs-Elko und dem Verbraucher. Genaugenommen eine CLC-Schaltung. Als Induktivität L diente meist eine schwergewichtige Drossel, bestehend aus einer schweren Kupferwicklung und einem ebenso schweren Eisenkern. Vom äusseren Anschein konnte man kaum diese Drossel vom Netztrafo unterscheiden. Wollte man eine möglichst niedrige Verlustleistung erzielen, war man gezwungen eine hohe Induktivität bei niedrigem realen Verlustwiderstand zu realisieren. Je idealer man dieses Ziel erreichen wollte, um so schwerer und um so teurer wurde diese Drossel. Man musste stets Kompromisse schliessen. Natürlich gab es damals auch noch nicht dreibeinige Spannungsregler-ICs, wobei es diese für Hochvoltanwendungen auch heute nicht gibt. Es gab dafür spezielle Kaltkathoden-Glimmröhren, die der Spannunsgstabilisierung dienten. Etwas mehr dazu liest man in Elektronikgeschichte: Kaltkathoden-Röhren I im Kapitel "Die Stabilisatorröhre". Bei hohen Leistungen wurden komplizierte Reglerschaltungen mit Leistungs-Vakuumröhren eingesetzt, wobei eine kleine Kaltkathoden-Stabilisatorröhre als Spannungsreferenz diente. Unter VR1 und VR2 in Bild 1 muss man sich solche Schaltungen vorstellen. Wer solche antike Schaltungen im Internet sucht, könnte vielleicht fündig werden...



Prinzipschaltung

Bild 2 zeigt wie die elektronische Brummsiebung grundsätzlich funktioniert. Transistor T1 (T2) arbeitet als einfacher Emitterfolger. R1 (R2) und R3 (R4) sind so dimensioniert, damit der Spannungsabfall über der elektronischen Brummsiebung so gross ist, dass die Rippelspannung Ur (Brummspannung) durch diese Schaltung absorbiert wird. R1 (R2), R3 (R4) und C5 (C6) bilden ein Tiefpassfilter mit dem Zweck Ur möglichst stark zu dämpfen, so dass die Spannungsregelschaltung VR1 (VR2) nur noch wenig zur Dämpfung der Rippelspannung beitragen muss. Wählt man die Zeitkonstante dieses Tiefpassfilters erster Ordnung gross genug, hat man gleichzeitig eine sogenannte Slow-Turn-On-Schaltung, die oft dazu dient, den Einschaltknackgeräuschen in hochwertigen HIFI-Anlagen vorzubeugen.

Die nicht der Reihe nach nummerierten Bauteile haben den Sinn darin, dass man die selben Bauteilnummern mit der selben Funktion in der Schaltung in Bild 5 wiedererkennt. Das selbe Prinzip findet man in den Bildern 3 und 4.



Elektronische Brummsiebung, Schritt für Schritt erklärt!

Teilbild 3.1 zeigt eine sehr einfache Impedanzwandlerschaltung mit einem NPN-Transistor. R1 ist so niederohmig gewählt, dass über ihm, wegen des geringen Basisstromes, keine signifikante Spannung abfällt. Der Basisstrom ergibt sich aus dem Kollektorstrom dividiert durch die Stromverstärkung von T1. Eine der DC-Spannung an Ue überlagerten Rippelspannung Ur, wie man sie über einem Ladelko, der von einem Brückengleichrichter gespiesen wird, misst, überträgt sich mit praktisch gleich grosser Amplitude auf den Ausgang Ua. Nur die DC-Spannung an Ua hat sich um den Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 an Ue reduziert. Siehe das dazu gehörige Diagramm.

Das selbe Diagramm erzeugt die erweiterte Schaltung in Teilbild 3.2 und wir werden sehen, welchen Vorteil zwei Transistoren bieten. Wir haben es hier mit einer ganz besonderen Art einer Darlingtonschaltung zu tun. Die konventionelle besteht entweder aus zwei hintereinander geschalteten NPN- oder aus zwei hintereinander geschalteten PNP-Transistoren. Wäre Teilbild 3.2 eine konventionelle Darlingtonschaltung, bestünde sie aus zwei NPN-Transistoren. Dies hätte den Nachteil, dass die minimale Spannung zwischen Ue und Ua zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen entspricht. Das ist die absolut niedrigste Spannung bei der eine konventionelle NPN oder PNP-Darlingtonschaltung gerade noch arbeiten kann. Was wir hier haben ist eine komplementäre NPN-Darlingtonschaltung. Der Leistungstransistor T1 ist ein PNP- und der Treibertransistor T3 ein NPN-Transistor. Dieser Treibertransistor bestimmt den Charakter der Darlingtonschaltung. Ist dieser (T3) ein NPN-Transistor, so ist dies die ganze Darlingtonschaltung, wenn T3 ein PNP-Typ ist, dann ebenso die ganze Darlingtonschaltung. Der grosse Vorteil der komplementären Darlingtonschaltungen ist, dass die absolut minimale Spannung zwischen Ue und Ua nur eine Basis-Emitter-Schwellenspannung beträgt und zwar die von T3. Diese minimale Spannung zwischen Ue und Ua trifft dann zu, wenn R1 so niederohmig ist, dass sein Spannungsabfall so klein ist, dass er betreffs Verlustspannung vernachlässigt werden kann. Da die Stromverstärkung einer Darlingtonstufe enorm viel höher ist, als die einer Transistorstufe mit nur einem Transistor, darf R1 ohne signifikanten Spannunsabfall viel grösser sein. Eine wichtige Eigenschaft wie wir noch sehen werden. Warum auf T1 T3 und nicht T2 folgt, hat mit dem Vergleich zur Schaltung in Bild 5 zu tun. Mehr Informationen über die komplementäre Darlingtonschaltung vermitteln die beiden Elektronik-Minikurse:

Wir kommen jetzt zu Teilbild 3.3 die sich von Teilbild 3.2 nur in C5 unterscheidet. Mit dieser Schaltung haben wir beinahe schon das was wir wollen - eine elektronische Brummsiebung. Die an der DC-Spannung überlagerte Rippelspannung Ur am Eingang Ue, wird mittels R1C5-Tiefpassfilter so starkt bedämpft, dass an der Basis von T3 eine geglättete DC-Spannung vorliegt, die der DC-Spannung an Ue entspricht. Allerdings stimmt dies nur dann, wenn Ua gar nicht oder nur geringfügig mit Strom belastet ist. Der T3-Basisstrom muss so gering sein, dass es über R1 keine signifikante DC-Spannung gibt. Da C5 keine Rippelspannung Ur aufweist, liegt diese folgerichtig über R1. An Ua muss nun ebenfalls folgerichtig die Eingangs-DC-Spannung minus einer Basis-Emitter-Schwellenspannung ohne Rippelspannung Ur vorliegen. Dies ist der Fall wenn die Rippelspannung Ur an Ue so niedrig ist, dass die minimale DC-Spannung zwischen Ue und Ua in keinem Augenblick unterschritten wird. Passiert dies, zeigt sich an Ua ebenfalls zumindest ein Teil der Rippelspannung die an Ue anliegt. Da diese Ua-Ue-Differenzspannung einer Basis-Emitter-Schwellenspannung entspricht, verträgt diese Schaltung praktisch keine Rippelspannung an Ue, ohne dass diese an Ua nicht zumindest etwas wirksam wird.

Wie löst man dieses Problem? Man könnte R1 so gross wählen, dass bei Strombelastung an Ua der Basisstrom an R1 einen so grossen DC-Spannungsabfall bewirkt, dass die Ua-Ue-Differenzspannung so gross wird, damit die Schaltung eine gewisse Höhe der Rippelspannung verarbeitet und so an Ua eine sauber geglättete DC-Spannung vorliegt. Dies hätte allerdings zum Nachteil, dass der Spannunsabfall über R1 von der Erwärmung von T1 abhängig ist, weil dessen Stromverstärkung ebenfalls temperaturabhängig ist. Und es kommt hinzu, dass die Spannung über R1 und damit auch die Ua-Ue-Differenzspannung vom Laststrom an Ua abhängig ist. Das sieht gar nicht gut aus und deshalb kommen wir zu Teilbild 3.4, die mit dem bedeutungsvollen R3 erweitert ist. Die Lösung naht...

Teilbild 3.4 zeigt die vollständige Prinzipschaltung. R1 wird so niederohmig gewählt, dass ohne R3 der geringe T3-Basisstrom über R1 nur eine kleine Spannung bewirkt, wenn der Strom am Ausgang den maximalen Wert hat. Nachträglich wählt man R3 so niederohmig, dass über R1 eine Spannung abfällt, die addiert mit der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 etwas grösser ist als die maximale Rippelspannung Ur. Man muss dafür sorgen, dass der Querstrom von Ua über R1 und R3 nach Ue bei maximalem Ausgangsstrom an Ua etwa 3 bis 5 mal so gross ist wie der Basisstrom an T3. Dadurch wird die Schaltung für den angewandten Zweck genügend temperaturunempfindlich.

Der parallele Widerstandswert von R1 und R3 bilden mit C5 ein passives Tiefpassfilter erster Ordnung. Der Widerstandswert, der in Serie mit C5 das Tiefpassfilter bildet, ist genaugenommen etwas niederohmiger als der Parallelwert von R1 und R3, weil schliesslich ein Basisstrom zum Transistor T3 fliesst. So genau muss man dies aber nicht nehmen, weil der Strom über R1 und R3 grösser ist als der T3-Basisstrom. Die Grenzfrequenz dieses Tiefpassfilter sollte man möglichst niedrig halten, weil man damit eine besonders gute Dämpfung der 100-Hz-Brummspannung (100 Hz, weil 2-Weg-Gleichrichtung!)) erzielt und als Nebeneffekt erreicht man noch den sogenannten Slow-Turn-On-Effekt, der z.B. dazu dient, in Audioanlagen Einschaltknackgeräusche zu vermeiden. Eine Zeitkonstante im 100-ms-Bereich (z.B. eine halbe Sekunde) ist etwa vernünftig. Dazu später noch etwas differenzierter.



Die Brummsiebung im Detail

Es folgt eine differenzierte Ausführung wie die elektronische Brummsiebung arbeitet. Es ist sehr wichtig um den Inhalt dieses Kapitels zu verstehen, dass man sich die Datenblätter für die beiden Transistoren BD240 (T1) und BC550 (T3) besorgt. Wir kommen zu Bild 4:

Auf diese elektronische Brummsiebung folgt irgend eine Spannungsregelschaltung die einen Strom von maximal 300 mA liefert. Das heisst, sie enthält auch eine Strombegrenzung gleich oberhalb des Maximalstromes. Der Ladelko CL bei der Gleichrichterschaltung ist so dimensioniert, dass bei einem DC-Strom von 300 mA eine maximale Rippelspannung von Ur = 1.5 Vpp entsteht. Es genügt hier zu wissen, dass dies gegeben ist, wenn CL einen Wert von 2000 µF hat. Wie gross die DC-Ausgangsspannung ist, spielt dabei keine Rolle. Uns interessiert hier einzig, dass der Spannungsabfall über der elektronischen Brummsiebung so niedrig wie möglich realisiert wird. Das ist natürlich vor allem dann interessant, wenn die Ausgangsspannung relativ niedrig ist. Dadurch hält man die Verlustleistung niedrig und der Wirkungsgrad akzeptabel.

Es ist grundsätzlich die selbe Schaltung wie in Teilbild 3.4. Bei einem T1-Kollektorstrom (Strom Ia) von 300 mA und einer Kollektor-Emitter-Spannung von knapp 2 VDC, beträgt die Stromverstärkung von T1 (BD240) einen Faktor von etwas mehr als 100. Da jedoch durch die eingangsseitige Rippelspannung (Brummspannung), im vorliegenden Beispiel, die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 bis auf 0.8 V reduziert wird, müssen wir im Datenblatt des BD240 genau nachsehen, wie hoch dabei die Stromverstärkung noch ist. Das Diagramm Collector-Emitter Saturation Voltage vs Base-Current gibt Auskunft. Bei 0.8 V beträgt die errechnete Stromverstärkung gerade noch 100. Bei einem Kokllektorstrom von 300 mA wird ein Basisstrom von 3 mA erwartet. Schauen wir nach, wieviel Basisstrom für eine Kollektor-Emitter-Spannung von nur 0.2 V benötigt wird, sind es 4 mA, was die Stromverstärkung auf 75 reduziert. Wir rechnen mit diesem Wert und sind damit auf der sicheren Seite. Es gibt beim BD240 die Ausführungen A, B und C. Damit werden nur die maximalen Kollektor-Emitter-Spannungen bei keinem und nur geringem Kollektorstrom von -30 mA unterschieden. Auf die Stromverstärkung haben diese Endbezeichnungen keinen Einfluss.

Dieser T1-Basisstrom von 4 mA ist in Bild 4 eingetragen. Als nächster Schritt wollen wir wissen, wie gross die Stromverstärkung des Kleinsignaltransistores BC550C (T3) ist und konsultieren dazu das Datenblatt. Hier ist die Datenblattsuche betreffs Informationsinhalten etwas problematisch. Ich habe zwei einander ergänzende Datenblätter gefunden. Das eine ist von Fairchild und das andere von Micro Electronics LTD. Es lohnt sich auf jedenfall den BC550C - der C-Typ - einzusetzen, weil dieser die höchste Stromverstärkung aufweist. Im Vergleich zum BD240 stehen hier die Buchstaben am Schluss für den Bereich der Stromverstärkung.

Fairchild-Datenblatt: Bei einem kleinen Basisstrom von 50 µA ist oberhalb einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1 V der Kollektorstrom mit etwa 12 mA konstant. Das heisst die Stromverstärkung beträgt 240. Bei etwa 0.5 V sind es immer noch 200. Dieses Diagramm bezieht sich allerdings auf den BC546 und dies gilt ebenso für den BC550.

Entscheiden wir uns für den hoch-stromverstärkenden BC550C, ist die Stromverstärkung mindestens drei mal höher, also rund 600. Realisieren wir eine sehr grosszügige Sicherheitsmarge und setzen einen Wert von 300 ein. Damit darf die Kollektor-Emitter-Spannung von T3 den Wert von 0.5 V wesentlich unterschreiten. Der T3-Basisstrom beträgt etwa 13 µA. Da dieser Strom sehr niedrig ist, sind wir grosszügig mit der Wahl des Querstromes von Ue über R1 und R3 nach Ua und wählen einen Wert 0.15 mA durch den Widerstand R3. Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 beträgt beim angegebenen T3-Kollektorstrom von 4 mA etwa 0.65 V. Für die Bestimmung von R3, dividieren wir diese 0.65 V durch den Strom von 0.15 mA. Der errechnete Wert beträgt 4.33 k-Ohm. Wir setzen für R3 einen Wert von 4.7 k-Ohm ein. Der Strom durch R3 beträgt dann 0.14 mA. So genau darf man dies aber nicht nehmen, weil die Basis-Emitter-Schwellenspannung exemplarisch streut und mit etwa -2 mV/K temperaturempfindlich ist.

Wir berechnen jetzt R1. Da die Rippelspannung Ur einen maximalen Wert von 1.5 Vpp hat, definieren wir, dass Spannungsdifferenz zwischen Ue und Ua maximal 2 VDC beträgt, und berechnen diese für 1.8 VDC. Dies bedeutet, dass die Spannung über R1 1.35 VDC betragen muss. Der Strom durch R3 von 0.15 mA addiert sich mit dem T3-Basisstrom zum Strom von 0.163 mA durch R1. Die Spannung über R1 dividiert durch den Strom durch R1 ergibt einen Wert von 7.05 k-Ohm Wir setzen für R3 einen Wert von 6.8 k-Ohm ein, wodurch sich die Spannung über R1 von 1.15 VDC auf 1.1 VDC reduziert. Diese präzisen Überlegungen spielen auf Grund der Bauteiltoleranzen und der bereits erwähnten Toleranzeigenschaften der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 eine untergeordnete Rolle. Die Praxis ist folgende: Man misst die Spannung zwischen Ue und Ua. Weicht sie zu sehr von der Erwartung ab, korrigiert man sie, in dem man parallel zu R1 oder R3 höherohmige Widerstaände zufügt, oder man tauscht R1 oder R3 einfach aus.

Damit diese Schaltung überhaupt als elektronische Brummsiebung arbeiten kann, benötigt es C5. Die Bezeichnung C5 wie C3 ist an die Schaltung in Bild 5 angepasst. Der Parallelwiderstandswert von R1 und R3 multipliziert mit der Kapazität von C5 ergibt eine Zeitkonstante von etwa 0.3 s. Die Grösse dieser Zeitkonstante reicht für einen sanften Spannungsanstieg beim Einschalten der Netzspannung (Slow-Turn-On) aus, damit eine Audioschaltung nicht störend knackt. Wir wollen noch herausfinden, wie stark dieses passive Tiefpassfilter erster Ordnung mit seiner Grenzfrequenz von 0.56 Hz die 100-Hz-Rippelspannung mit der Spannung Ur = 1.5 Vpp dämpft. Dazu braucht es keine grosse Rechnerei. Bei rund 0.5 Hz beträgt die Dämfung 3 dB. Bei 50 Hz beträgt sie 40 dB, weil ein Tiefpassfilter erster Ordnung eine Dämpfungsrate von 20 dB/Frequenzdekade hat. Bei 100 Hz kommen noch einmal 6 dB (6 dB/Frequenzoktave) hinzu. Dies gibt eine Dämpfung von 46 dB und das ist ein Wert von 200. Die Rippelspannung von 1.5Vpp wird auf einen Wert von 7.5 mVpp an Ua gedämpft. Das ist sehr viel für den Zweck, dass eine Spannungsregelung nachgeschaltet wird. Will man, dass das gesamte Netzteil schneller einschaltet, z.B mit einer Zeitkonstante von nur einem Viertel mit 75 ms (C5 = 22µF), reduziert sich die Dämpfung auf 34 dB. Die Rippelspannung an Ua beträgt dann 30 mVpp und das ist noch immer niedrig für eine nachgeschaltete Spannungsregelung, die ihrerseits die Rippelspannung u.a. regeltechnisch dämpft.

Der mittlere Spannungsabfall über der elektronischen Brummsiebung, also über T1, beträgt 1.8 VDC mit einer gewissen Toleranz, die bereits erwähnt ist. Der minimale Spannungsabfall von 0.8 V ergibt sich beim unteren Rippelspannungswert. Siehe dazu Diagramm links von der Schaltung in Bild 4. Bei diesen 0.8 V ist die Dämpfung der Rippelspannung noch einwandfrei garantiert, weil durch die grosszügige Dimensionierung der Schaltung beide Transistoren mehr als genügend Reserven in der Stromverstärkung haben.

Was jetzt noch fehlt ist die Betrachtung der Verlustleistung. Im Betriebszustand verbraucht der Leistungstransistor T1 nur wenig Leistung. Bei einem Strom von 300 mA und einer Spannung von 2 VDC, sind das gerade 0.6 W. T1 kommt mit seinem TO220-Gehäuse gerade noch knapp ohne Kühlkörper aus. Trotzdem ist es ratsam ein kleiner Kühlkörper vorzusehen, denn besonders dann, wenn die Schaltung im Slow-Turn-On-Mode arbeitet, durchfährt T1 je nach Eingangsspannung Ua und maximalem Ausgangsstrom vom 300 mA eine nicht zu unterschätzende kurzzeitige Verlustleistung.

Worst-Case: Wenn die Ausgangsspannung der nachgeschalteten Spannungsregelung Kurzschluss aufweist und ein Begrenzungsstrom in Aktion ist, gibt es diesen auch schon bei einer niedrigen Spannung Ua. Angenommen Ue hat nach dem Einschalten der Netzspannung einen Wert von 25 VDC und der Strom beträgt bei Ua = 12 VDC (momentan) den Strombegrenzungswert von von z.B. 350 mA, dann beträgt die Verlustleistung an T1 bereits 4.6W (0.35A*13V). Diese Verlustleistung dauert mit weniger als die dimensionierte Zeitkonstante von 0.3 s nur sehr kurz. Trotzdem muss man daran denken, dass diese Verlustleistung mit einem kleinen Kühlkörper abgeleitet werden muss.

Man betrachte im BD240-Datenblatt das Diagramm Maximum Forward-Bias Safe Operating Area. Da sieht man drei Strom/Spannungs-Kurven für eine sehr kurzzeitige Belastung von gerade bloss 300 µs bis 10 ms. Bei längeren Zeiten gilt die Dauerbelastungskurve mit der Bezeichnung DC-Operation. Diese Kurve gilt für unsere Anwendung. Aus dieser Kurve lesen wir, wenn der Kollektorstrom -300 mA beträgt, darf die maximale Kollektor-Emitter-Spannung -60 VDC betragen, wobei wegen der Spannungsfestigkeit mindestens der Typ BD240A zum Einsatz kommen muss. Dies entspricht einer Verustleistung von 18 W. Bei dieser Leistung ist eine maximale Gehäusetemparatur von 75 Grad Celsius zulässig. Wenn jedoch eine solche Verlustleistung nur wenige 100 ms andauert, reicht ein kleiner Aufsteck-Kühlkörper wegen der Erwärmungsträgheit völlig aus. Erst recht, wenn die Spannung niedriger ist als die erwähnte Worstcase-Spannung von -60 VDC.

Wir kommen jetzt noch zum Kleinsignaltransistor BC550C (T3). Die maximale dauerhafte Verlustleistung ist mit 500 mW ausreichend. Der Kollektorstrom beträgt maximal 4 mA. Eine Kollektor-Emitter-Spannung von 45 V würde eine Verlustleistung von gerade 180 mW erzeugen. Bei höherer Spannung bis 65 V (260 mW) müsste man anstelle des BC550C einen BC546C einsetzen.

Ganz zum Schluss zur Schaltung in Bild 4 fehlt noch die Erklärung für den Kondensator C3. Diese Schaltung hat zwar eine sehr hohe Strom-, aber eine sehr geringe Spannungsverstärkung. Diese beträgt, weil es sich um einen Spannungsfolger handelt, nur 1. Da die verwendeten Transistoren relativ hohe sogenante Transitfrequenzen haben, können wegen parasitären Effekten leicht Instabilitäten in Form von hochfrequentem Oszillieren entstehen. C3 wirkt als sogenannte Frequenzgangkompensation und sorgt dafür, dass die HF-Schwingneigung wirksam unterdrückt wird. Es kann nicht garantiert werden, dass der Wert von 10 nF bei jedem Schaltungsaufbau immer korrekt ist. Wenn nicht, muss man den Wert empirisch selbst ermitteln.



Vollständige Schaltung eines spannungssymmetrischen Netzteiles

Bild 5 zeigt eine vollständige Schaltung mit Netztrafo TR, Brückengleichrichter BG, Siebung C1 (C2), zwei Schaltungen für die elektronische Brummsiebung und die "dreibeinigen" beschalteten Spannungsregler für eine positive und negative, d.h. symmetrische Ausgangsspannung ±Ub. Diese beträgt ±20 VDC, welche an den beiden Trimmpots R9 und R10 fein abgestimmt werden. Diese Schaltung wurde für eine ursprüngliche Anwendung für ±20 VDC und maximal ±3 A eingesetzt. Je nach maximalem Laststrom oder andern Ausgangsspannungen kann die Schaltung beliebig umdimensioniert werden, wozu der Leser gewisse Grundlagen- und Fachkenntnisse benötigt. Für Ströme bis maximal 1 A genügen die legendären Spannungsregler LM317 für VR1 und LM337 für VR2. Werden Ströme bis maximal 3 A benötigt, empfehlen sich LM350 für VR1 und LM333 für VR2.

Betreffs LM333 gibt es allerdings einen Wehrmutstropfen. Er ist mittlerweile veraltet und steht in der Obsolete-Liste von früher National-Semiconductor und aktuell Texas-Instruments. Er wird nicht mehr hergestellt. Die einzige Alternative, die ich entdeckte, ist der LT1185 von Linear-Technology. Allerdings ist dieser Typ zu LM333 nicht pinkompatibel und er befindet sich in einem 5-poligen TO220-Gehäuse. Er bietet dafür die Möglichkeit zur Einstellung der Strombegrenzung mit einem zusätzlich externen Widerstand.

Die Dimensionierung der Spannungsregelschaltung berücksichtigt die 1-Ampere-Version mit dem LM317 (VR1) und dem LM337 (VR2). Für die positive Ausgangsspannung +Ub gilt die selbe Dimensionierung ebenso für die 3-Ampere-Version mit dem LM350. Da jedoch der Spannungsregler für die negative Ausgangsspannung -Ub (LM333) z.B. durch den LT1185 ersetzt werden muss, kann die angegebene Dimensionierung nicht übernommen werden. Man muss sich dafür das Datenblatt des LT1185 besorgen und die Dimensionierungsanweisungen befolgen. Ich habe bisher mit dem LT1185 nicht gearbeitet und kann deshalb keine Erfahrung weitergeben.

R5 (R6) ist mit 240 Ohm im Datenblatt vorgegeben. Dieser Widerstand darf kleiner aber nicht wesentlich grösser sein, weil sonst der Biasstrom des Ajust-Einganges die Ausgangsspannung verfälscht. R7 (R8) und R9 (R10) richten sich nach der erwünschten Ausgangsspannung und dessen Einstellbereich. D1 (D2) verhindert ein Rückstrom durch VR1 (VR2), falls die Schaltung vor VR1 (VR2), wegen eines Defektes, kurzschliesst und sich C15 (C16) in Richtung Gleichrichterschaltung entlädt. Dieser Strom fliesst dann durch D1 (D2). C11 (C12) reduziert die Rauschspannung die VR1 (VR2) selbst erzeugt und die noch restliche Rippelspannung am Eingang von VR1 (VR2). Im Falle eines Kurzschlusses am Ein- oder Ausgang von VR1 (VR2), entladet sich C11 (C12) nicht durch VR1 (VR2), sondern durch D3 (D4).

C7 (C8) ist zusätzlicher Teil der elektronischen Brummsiebung, obwohl seine Wirkung eher minimal ist. C7 (C8) erfüllt jedoch noch einen andern Zweck. Gemeinsam mit dem induktionsarmen Keramikvielschicht-Kondensator C9 (C10), bildet die gesamte Brummsiebung eine besonders niederohmige Impedanz bei relativer grosser Frequenzbandbreite für den Spannungsregler VR1 (VR2), der schliesslich auch eine ganz andere Schaltung sein kann, als das was hier vorgeschlagen wird. C9 (C10) gehört unbedingt in die Nähe von VR1 (VR2). Dies schreiben auch die Datenblätter stets vor, denn viele integrierte Spannungsregler reagieren mittels wildem Oszillieren empfindlich auf parasitäre Induktivitäten, die einerseits durch Elkos - das sind Wickelkondensatoren - und anderseits durch eine zulange Leitungen zustande kommt. C13 (C14) parallel mit C15 (C16) bilden ebenfalls eine kapazitive Blocklast mit niederohmiger Impedanz bei ebenso relativ grosser Frequenzbandbreite.

Wählt man C15 (C16) zu niedrig, verursachen schnelle Laststromänderungen an ±Ub, zu Beginn des Regelvorganges von VR1 (VR2), relativ hohe Spannungsspitzen. Man achte auf jedenfall darauf, dass C1 (C2) grösser ist als C7 (C8) und C7 (C8) grösser ist als C15 (C16). Damit wird garantiert, dass bei normaler Abschaltung der 230-VAC-Betriebsspannung, keine Rückströme fliessen, obwohl sie wegen D1 (D2) trotzdem keinen Schaden anrichten könnten. Der Keramikvielschicht-Kondensator C13 (C14) gehört ebenfalls wie C9 (C10) in die Nähe von VR1 (VR2).

Wie die elektronische Brummsiebung arbeitet ist im Kapitel "Die Brummsiebung im Detail" bereits ausführlich erklärt. Die Vorgehensweise ist die selbe, nur dass der Laststrom mit 3 A hier zehn mal so gross ist und für T1 anstelle von BD240 der MJ2955 und anstelle des BC550 der BD239 zum Einsatz kommt. Diese Arbeitspferd-Kombination eignet sich durchaus auch für Anwendungen mit höheren Strömen, wobei dann die TO3- (2N3055 und MJ2955) der TO220-Gehäuseversion vorgezogen werden sollte. Siehe dazu die Bauteilliste. Da das Netzteil spannunssymmetrisch ist, werden für die elektronische Brummsiebung für die negative Spannung komplementäre Transistoren, für T2 2N3055 und für T4 BD240, eingesetzt.

Wir erinnern uns, die minimalste Spannung über T1 (T2) beträgt bei der unteren Rippelspannung gerade noch 0.8 V. Es interessiert uns zunächst wie gross der Basisstrom bei dieser Spannung beim MJ2955 und 2N3055 sein muss. Es gibt von Motorola ein Datenblatt für den MJ2955 und 2N3055. Es nennt sich Complementary Silicon Power Transistors. Das Diagramm Collector Saturation Region hat die Parameter für die Ströme von 1 A, 4 A und 8 A. Man muss also aus dem 4A-Parameter den für 3 A interpolieren. Es gilt von beiden Transistoren der schlechtere Wert, also der höhere Basisstrom, damit die Schaltung symmetrisch realisiert werden kann. Bei linearer Interpolation kommt man auf einen Basisstrom von 112 mA. In Wirklichkeit genügt ein etwas geringerer Basisstrom. Wir lassen es aber dabei. Es möge der Reserve dienen. Dieser Basisstrom ist der Kollektorstrom für T3 (T4). Nun sehen wir in den Datenblättern des BD239 und BD240, wie gross die Basiströme bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 0.8 V sein muss. Es sind 0.7 mA.

Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 (T4) beträgt bei einem Kollektorstrom von mehr als 100 mA etwa 0.7 V. Wir wählen einen Querstrom durch R1 (R2) und R3 (R4) der etwa drei bis vier mal grösser ist als der Basisstrom von T3 (T4) von 0.7 mA. Der Strom von 2.1 mA soll durch R3 (R4) fliessen. Dies ergibt einen Widerstand R3 (R4) von 330 Ohm und R1 (R2) von 390 Ohm (Strom = 2.8 mA). Der Wert des Parallelwiderstandes liegt - Basisstrom von T3 (T4) miteinbezogen - bei etwa 150 Ohm. Für eine Einschalt-Zeitkonstante von etwa 300 ms, müsste für C5 (C6) ein Elko mit einer Kapazität von 2'200 µF eingesetzt werden. Für schnellere Einschaltung und trotzdem genügend grosse Dämpfung der Rippelspannung genügt ein Wert von 470 µF.



Wenig Verlustleistung, dort wo es wichtig ist!

Die Dimensionierung Schaltung in Bild 5 zeigt eine betriebsbereite Speisung für eine Ausgangsspannung von ±20 VDC bis maximal ±3 A. Dies gilt allerdings nur, wenn für VR2 ein LM333 eingesetzt werden kann. Da dieser, wie erwähnt, nicht mehr käuflich ist, muss VR2 z.B. durch den LT1185 ersetzt und nach Angabe des Datenblattes dimensioniert werden.

Eine solche Speisung eignet sich z.B. für den Betrieb einer grossen Audio- oder analogen Messanlage mit vielen getrennten Kanälen. Damit diese sich gegenseitig über die gemeinsame Speisespannung nicht beeinflussen, sollten diese Boards zusätzlich kleine Spannungsregelschaltungen enthalten, die von der vorliegenden ±20 VDC z.B ±15 VDC erzeugen. Auf diesen Boards genügen oft fixe dreibeinige Spannungsregler (7815, 7915). Die Vorregelung hat zusätzlich den Vorteil, dass auf den hochwertigen Analogboards nur wenig Verlustleistung und Wärme erzeugt wird. Werden niedrigere oder höhere Betriebsspannungen auf den analogen Boards benötigt, ist die Schaltung in Bild 5 entsprechend anzupassen. Ebenso ist dies nötig, wenn der Summenstrom grösser oder wesentlich niedriges ist als die 3 A, wie die vorliegende Anwendung zeigt.

Die Schaltung in Bild 5 ist ein kleines Derivat aus einem grossen Projekt des Institutes für Signal und Informationsverarbeitung (ISI) an der ETH-Zürich. Es ging dabei um einen speziellen Audiometriemessplatz, bei dem 24 DSP-Systeme mit 24 analogen Baugruppen, 24 Endverstärkern und ebenso vielen Lautsprechern im Einsatz waren.



Eine wichtige technische Information

Die technischen Daten sind letztlich von der individuellen Dimensionierung der Schaltung abhängig. Wichtigste Information betreffs dieses Artikels ist folgende: Mit den (dreibeinigen) Spannungsreglern mit einstellbaren Ausgangsspannungen erreicht man Rauschwerte die im Zehn- bis maximal Hundert-Mikrovoltbereich liegen. Werden diese Spannungsregler von einem simplen Gleichrichter mit Siebelko gespiesen, erhalten diese eine Rippelspannung, die in der Grössenordnung von maximal einigen Volt liegt. Diese wird durch die Spannungsregelung mit etwa 60 bis 70 dB gedämpft, was eine Ausgangsrippelspannung des Spannungsreglers im Millivoltbereich zur Folge haben kann. Dieser Wert ist jedenfalls grösser als das Eigenrauschen des Spannungsreglers. Die elektronische Brummsiebung alleine reduziert die Rippelspannung der geglätteten Gleichrichterspannung bereits auf wenige 10 mV, oder sogar unter 10mV, wenn die Schaltung im Slow-Turn-On-Mode arbeitet. Dadurch veringert sich die Rippelspannung am Ausgang des Spannungsreglers weit unterhalb dessen Rauschspannung.

Man könnte jetzt einwenden, dass eine elektronische Brummsiebung gar nicht nötig ist, wenn auf externen Boards zusätzliche Spannungsregler im Einsatz sind. Das ist richtig gedacht. Will man jedoch eine universelle Hauptregelschaltung mit der Möglichkeit auch bei direkter Nutzung eine ultrasaubere DC-Spannung zu haben, dann lohnt sich eben der kleine Zusatzaufwand. So etwas ist oft in einem Forschungsprojekt sinnvoll, wenn noch nicht restlos klar ist, wozu man die Hauptspeisung noch für alles gebrauchen wird.



Trafo und Gleichrichtung

Es würde den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen, wenn wir hier exakt auf die Dimensionierung von Trafo, Gleichrichtung und Glättung mit Formeln eingehen würden. Dies wäre ein sehr grosses Thema für sich. Wenn sich dafür jemand interessiert und diesem Thema näher auf den Grund gehen will, dann empfehle ich das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk mit dem Kapitel "Stromversorgung". Ich bin im Besitze der 9. Auflage dieses Buches (ISBN: 3-540-19475-4). Ob die neuste und aktuellste Ausgabe noch immer dieses Thema beinhaltet, weiss ich nicht.

Es soll hier in groben Zügen gezeigt werden, warum man für dieses Netzteil mit einer Ausgangspannung von ±20 VDC, einem Strom von maximal ±3 A und einer elektronischen Brummsiebung gleich einen Trafo mit einer Wirkleistung von beinahe 300 VA benötigt, wobei die gesamte elektrische Sekundärwirkleistung bloss 168 W (2*28V*3A) beträgt. Wir gehen das voll und ganz auf der praktischen Ebene an. Man betrachte dazu Bild 5.

Wir gehen von der Ausgangsspannung ±Ub von ±20 VDC und einem maximalen Strom von ±3 A aus. Damit die Spannung von ±20 VDC von VR1 (VR2) sicher geregelt werden kann, muss die minimale Dropoutspannung (Spannungsabfall zwischen Ein- und Ausgang) dieser Spannungsregler garantiert werden können. Dazu werfen wir einen Blick in das Datenblatt des LM350 (VR1) und des LT1185 (VR2). Beim LM350 liegt die Dropoutspannung bei einem Strom von 3 A bei etwa 2.3 VDC. Wir wählen als sicheren Betrag eine minimale Dropoutspannung von 3 VDC. Der LT1185 ist ein moderner Low-Dropout-Spannungsregler der mit nur 0.75 VDC bei -3 A zu Buche schlägt. Damit man genügend frei ist, anstelle des LT1185 eine andere Regelschaltung für die negative Ausgangsspannung einzusetzen, setzen wir auch hier eine minimale Dropoutspannung von 3 VDC fest. Vor den beiden Spannungsreglern benötigen wir somit eine minimale Spannung ±23 VDC. Damit ist genaugenommen, der untere Rippelspannungswert der DC-Spannung zu verstehen. Da nach der elektronischen Brummsiebung die Rippelspannung Ur maximal jedoch nur noch wenige 10 mVpp beträgt, kann man gerade so gut sagen, dass die minimale DC-Spannung vor VR1 (VR2) nicht weniger als ±23 VDC betragen sollte.

Wir kommen jetzt zur elektronischen Brummsiebung. Wie diese genau funktioniert lesen wir weiter oben im Kapitel "Die Brummsiebung im Detail". Hier geht es nur darum zu wissen, dass minimale Dropoutspannung zwischen dem Ein- und Ausgang dieser Schaltung grösser sein muss, als die maximale Rippelspannung Ur über dem Ladeelko C1 (C2). Definieren wir diese Rippelspannung auf maximal 1.5 Vpp, so ist eine minimale Dropoutspannung von etwa 2 VDC richtig. Diese Rippelspannung ergibt sich bei Doppelweg-Gleichrichtung bei einem DC-Strom von 3 A und einer Kapazität von C1 (C2) = 22'000 µF. Diese Rippelspannung ist der theoretische Maximalwert. Der praktische Wert ist wegen des Innenwiderstandes der Trafosekundärwicklung und wegen dem Lastwiderstand, der sich aus der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom gibt, niedriger. Man kann diese Rippelspannung ganz exakt berechnen, lohnt sich aber oft nicht, weil man immer auch an die Kapazitätstoleranz des Ladeelko C1 (C2) denken muss. C1 (C2) muss im Falle des Leerlaufes (kein Ausgangsstrom) und einer 230-VAC-Netzüberspannung von 5% 32 VDC aushalten. Ein 35-V- oder 40-V-Typ ist die richtige Wahl.

Mit dieser Dropoutspannung von 2 VDC kommen wir auf eine minimale Spannung von ±25 VDC am Emitter von T1 (T2). Das gilt allerdings nur dann, wenn wir Unterspannungen am 230-VAC-Netz ignorieren. Wir tun das besser nicht und gehen davon aus, dass diese um 5% nach unten abweichen kann. Dies bedeutet, dass diese ±25 VDC nicht bei 230 VAC, sondern bei 218.5 VAC gelten. Bei 230 VAC sind es also 26.3 VDC. Wir legen diese Spannung auf ±27 VDC fest. Beachte die Spannungswerte in Klammern in Bild 5. Diese gelten bei der korrekten Netzspannung von 230 VAC.

Wir kommen jetzt zum letzten Schritt. Es geht um den Trafo. Für die Dimensionierung des Elko C1 (C2) verweise ich auf das selbe obengenannte Kapitel im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk. Zwischen den beiden Eingängen der beiden Brummsiebschaltungen gibt es unter Volllast eine Spannung von 56 VDC. Bei einem Strom von 3 A sind dies 168 W. Da mit C1 und C2 die Trafosekundär-AC-Spannung auf praktisch den Sinusspitzenwert geladen wird, ist diese AC-Spannung um den Faktor 20.5 niedriger als die DC-Spannung über C1 plus C2. Dies bedeutet - damit der Energiesatz nicht verletzt wird -, dass der trafosekundäre AC-Strom um den Faktor 20.5 (1.414) grösser ist als der DC-Strom. Anstelle von 3 A wären dies 4.24 A. Allerdings stimmt dieser Umrechnungsfaktor trotzdem nicht, was damit zu tun hat, dass das periodische Nachladen der Ladelkos C1 und C2 immer mit sehr hohen Stromspitzenwerten erfolgt. Damit diese Stromspitzen den Trafo möglichst wenig bis lieber gar nicht kurzzeitig in die Kernsättigung treiben, muss dieser 1.414-Wert erhöht werden. Der eigentliche Wert ist auch vom Innenwiderstand der Trafosekundärspannung abhängig. Das alles wird etwas kompliziert. Ein Trafohersteller hat mir mal gesagt, dass man mit einer sogenannten Brücken-Kondensatorschaltung mit einem Formfaktor von 1.8 (anstatt von 1.414) meist richtig liegt. Bei extrem niedrigem Innenwiderstand und sehr hohen Ladekapazitäten kann der Formfaktor auch 2 betragen. Multipliziert man diese 56 VDC mit 3 A und dem Formfaktor von 1.8 kommt man auf eine Trafoleistung von 302 VA:

   56VDC * 3A * 1.8 = 302VA

Die Wahl fällt also auf einen Trafo mit 300 VA oder vielleicht sogar etwas mehr. Vor allem dann, wenn das Netzteil praktisch immer unter Volllast steht.

Ein Trafo dieser Leistungsklasse, vor allem wenn es ein Ringkerntrafo ist, hat sehr grosse Einschaltstromimpulse. Selbst eine superträge Sicherung im Primärkreis haltet solche Stromstösse schlecht aus. Was hier nötig ist, ist eine sogenannte Einschaltstrombegrenzungen. Dazu gibt es zwei Elektronik-Minikurse mit Lösungsvorschlägen:

Uns interessiert jetzt noch die AC-Spannung der beiden Sekundärwicklungen des Trafo unter Volllast. Der Spannungsabfall einer Diode pro Halbbrücke für die positive oder negative Ausgangsspannung beträgt rund 1 V. 2/3 der Rippelspannung Ur schlägt mit etwa 1 V zu Buche und die minimale DC-Spannung von 27 VDC bezieht sich auf den unteren Rippel-GND-Spannungswert. Siehe dazu in Bild 5 das Diagramm oben links. Warum der untere Spitzenwert zum Mittelwert der Rippelspannung Ur 2/3 und nicht 50% ausmacht, also der Mittelwert nicht symmetrisch zum oberen und unteren Spitzenwert liegt, hat mit der Form der Rippelspannung zu tun. Dies wird mittels Graphik im Kapitel "Stromversorgung: Netzgleichrichter" im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk verdeutlicht.

Die Sekundärspannung des Trafo errechnet sich aus der minimalen DC-Spannung von 27 VDC (unterer Spannungsrippel gegen GND) addiert mit einer Diodenflussspannung von etwa 1 VDC und der Rippelspannung von 1.5 Vpp, und diese Summe dividiert durch Quadratwurzel aus 2:

   (27VDC + 1VDC + 1.5Vpp) / 20.5 = 20.9VAC

Das Resultat ist eine Sekudärspannung von 20.9 VAC. Wir könnten jetzt einfach auf 21 VAC aufrunden, was rein mathematisch schliesslich korrekt wäre. Wir müssen allerdings auch daran denken, dass Elektrolytkondensatoren keine Musterknaben an Präzision sind. Eine Kapazitätstoleranz von ±20 % ist üblich. Wenn es der Zufall will, dass die Kapazität von C1 (C2) um 20 % niedriger ist, dann ist die Rippelspannung eben auch um 20 % höher. Anstatt 1.5 Vpp sind es 1.8 Vpp. Aus 20.9 VAC werden es 21.2 VAC. Es ist daher korrekter die Nennspannungen der beiden Sekundärwicklungen auf je 22 VAC festzulegen. Nebenbei hier angedeutet: Bei dieser Erhöhung der Rippelspannung muss man R1 (R2) eventuell leicht erhöhen, damit die Dropoutspannung über der elektronischen Brummsiebung sicher grösser ist als die Rippelspannung. Es genügen dazu wenige 100 mV.



Bauteilliste

Diese Liste enthält die Bauteile für die dimensionierte Schaltung in Bild 5 für die Ausgangsspannung von ±20 VDC und einem Laststrom von maximal ±3 A. Es ist dem Leser selbst überlassen die gesamte Schaltung seinen persönlichen Bedürfnissen anzupassen. Wie bereits erwähnt, kann man für VR1 einen LM317 und VR2 einen LM337 einsetzen, wenn ein maximaler Strom von ±1 A ausreicht. In diesem Fall kann die Trafonennleistung und die Kapazitäten von C1 (C2) auf 1/3 reduziert werden. Ebenso kann ein kleinerer Brückengleichrichter mit weniger Maximalstrom verwendet werden. Es lohnt sich jedoch nicht bei der Eingangsspannung des Brückengleichrichters zu sparen, weil der Preisunterschied zu gering ist. Eine Spannung von 200 VAC empfiehlt sich auf jedenfall, auch wenn die Trafosekundärspannung niedriger gewählt wird. Man muss immer auch etwas an Überspannungsimpulse denken.

Werden niedrigere Ausgangsspannungen benötigt, können die Trafosekundärspannungen reduziert werden, was die Trafonennleistung ebenfalls reduzieren kann. Für den Einsatz von maximal ±1 A empfiehlt es sich für T1 (T2) und T3 (T4) die selben Transistoren für den sicheren Betrieb zu verwenden. R1 (R2) und R3 (R4) kann man etwas überproportional reduzieren, weil bei geringerem Strom von T1 (T2) die Stromverstärkung grösser ist. C5 (C6) kann man für die selbe Zeitkonstante ebenfalls verringern. Mit T1 und T2 kann man bei ausreichender Kühlung auch wesentlich höhere Ströme bis gut 10 A oder etwas mehr zumuten. Man muss dann allerdings für den Einschaltvorgang darauf achten, dass die Safe-Operating-Area (SOA) von T1 (T2) nicht verletzt wird, weil sonst dieser Transistor leicht zerstört werden kann. Bei einem Strom von 10 A, darf die Kollektor-Emitter-Spannung 11 V nicht überschreiten, während bei 3 A diese Spannung maximal 40 V sein darf. Dazu konsultiere man das Datenblatt. Bei weniger Strom als ±1 A kann man selbstverständlich "schwächere" Transistoren einsetzen. Das Kapitel "Die Brummsiebung im Detail", weiter oben, hat dazu einige Hinweise.

 
      Halbleiter
      ----------
        BG          5A / 200V
        T1          MJ2955 (TO3) oder MJE2955T (TO220)
        T2          2N3055 (TO3) oder MJE3055T (TO220)
        T3          BD239B (TO220)
        T4          BD240B (TO220)
        VR1         LM350
        VR2         LM333 (leider nicht mehr erhältlich, 
                           Alternative: LT1185, siehe Text!)
        D1-D4       1N4002

      Kondensatoren
      -------------
        C1, C2      22'000 µF / 40V     (Elko)
        C3, C4          10 nF / 40V     (Keramik)
        C5, C6         470 µF / 40V     (Elko)
       [C5, C6       2'200 µF / 40V     (Elko) Zweck: Slow-Turn-On]
        C7, C8       1'000 µF / 40V     (Elko)
        C9, C10        100 nF / 40V     (Keramikvielschicht)
        C11, C12        10 µF / 25V     (Elko, evtl. Tantal)
        C13, C14       100 nF / 25V     (Keramikvielschicht)
        C15, C16       100 µF / 25V     (Elko)

      Widerstände  0.25 Watt
      ----------------------
        R1, R2         390
        R3, R4         330
        R5, R6         158      (aus der E96-Reihe)
        R7, R8           2k1    (aus der E96-Reihe)
        R9, R10        500      (Trimmpotmeter)

      Diverses
      --------
        TR          Trafo 220V / 2 x 22V 300VA  (vorzugsweise Ringkern)
 


Hochfrequente Störprobleme

Dieses Oszi-Foto, aufgenommen von einem Leser dieses Elektronik-Minikurses, der damit beschäftigt war die Schaltung in Bild 5 für eigene Bedürfnisse anzupassen, hatte das Problem, dass auf der Rippelspannung von 200 mVpp (100 Hz) am Ausgang der elektronischen Brummsiebung diese feinen Nadelimpulse zu sehen sind. Die Amplituden dieser sehr kurzzeitigen Nadelimpulse haben unterschiedliche Höhen und sehr periodisch erscheinen sie auch nicht gerade. Was ist denn das für eine seltsame Störquelle?

Genau genommen sind es zwei Störquellen. Einerseits eine Schaltung, welche diese Nadelimpulse als Störsignale erzeugt und dies ursprünglich periodisch und die Amplituden stets gleich hoch. Anderseits ist die digitale Messung selbst eine Störquelle. Heutztage wird oft nur deshalb ein digitales Oszilloskop eingesetzt, weil man gar kein analoges mehr besitzt. Da kann es allerdings passieren, dass hochfrequente (Stör-)Signale verfälscht dargestellt werden, weil das Abtasttheorem für sie verletzt wird. Genau das passiert hier. Diese feinen steilflankigen Nadelimpulse mit Flankensteilheiten im ns- oder im unteren 10ns-Bereich und Impulsbreiten von oft weniger als 100 ns, werden z.T. gar nicht oder nur teilweise erfasst beim Vorgang des Abtastens. Die Folge davon ist, es werden nicht alle Impulse angezeigt und so erzeugt dies eine nichtperiodische Wiedergabe mit z.T. auch unterschiedlichen Amplitudenwerten.

Würde man die selbe Spannung analog messen (keine Signalabtastung), zeigt sich in Überlagerung zur 100Hz-Rippelspannung ein unscharfes diffuses Band. Dieser Eindruck entsteht, weil die Frequenz dieser feinen Nadelimpulse um viele Grössenordnungen höher ist als die Frequenz der Rippelspannung. Die einzelnen Störimpulse sind nicht sichbar, denn sie liegen zunahe nebeneinander. Illustriert ist dies in der Skizze von Teilbild 6.1. Bei entsprechend hoher Zeitablenkung (Teilbild 6.2) und synchronisiert auf diese feinen Nadelimpulse, würde man diese periodisch mit stets gleich hohen Ampitudenwerten sehen. Dies ist oft die Realität. Abweichungen davon gibt es dann, wenn in einer digitalen Schaltung mehrere unterschiedliche Taktfrequenzen als Störquellen beteiligt sind. Oder wenn im selben Netzteil zusätzlich ein Schaltregler arbeitet, dessen Schaltfrequenz und nicht nur der Tastgrad abhängig ist von dessen Ausgangsleistung. Solche Schaltfrequenzen sind ebenfalls sehr steilflankig und können deshalb den selben Störeffekt bewirken.

Bild 7 zeigt die Situation, wie mit einem Netzteil eine sensible analoge und eine digitale Schaltung gespiesen wird. Die beiden Schaltungen sind vorzugsweise aufgeteilt auf zwei Platinen. Alleine schon diese Massnahme reduziert das Risiko der Störeinwirkung von der digitalen zur analogen Schaltung.

Die Rechtecksignale in einer komplexen digitalen Schaltung unterscheiden sich in den Frequenzen, je nach Schaltungsteil. Gemeinsam ist jedoch, dass die Schaltflanken immer sehr steil sind und diese erzeugen oft "haarfeine" Nadelimpulse, wegen der Kopplung mit stets vorhandenen sehr kleinen parasitären Kapazitäten Cp (Teilbild 7.1). Rs deutet auf einen komplexen Widerstand der Schaltung hin, der kaum näher definiert werden kann, ebenso wenig Cp. Cp und Rs bilden ein passives parasitäres Hochpassfilter (Differenzierer). Diese Nadelimpulse im ns- und teils im 10ns-Bereich können weder durch eine elektronische Brummsiebung noch durch eine Spannungsregelung (Teilbild 7.2) gedämpft werden. Eher das Gegenteil ist möglich: Die Elkos reagieren auf Nadelimpulse parasitär induktiv und können die Impulsamplituden sogar noch erhöhen (Resonanzeffekte). Es gilt hier der Hochfrequenzaspekt! Abhilfe bietet das zusätzliche Hinzufügen von sehr induktionsarmen keramischen Multilayerkondensatoren, wie dies Teilbild 7.3 illustriert. Man beachte die Kondensatoren mit der Bezeichnung Ck. GND-Leiterbahnen müssen bei einseitigen Platinen vernetzt sein (kreuzweise Verbindungen, so gut dies möglich ist). Besser ist ein GND-Plane auf der Elementenseite auf einer doppelseitigen Platine.
k von Ck = koppel = Entkopplung von HF-Spannung.

Um die störenden Nadelimpulse von der digitalen Schaltung zurück in Richtung Gleichrichtung zu dämpfen, kann schon Ck1 ausreichend wirken. Kann, weil die Art der Schaltungsauslegung auf der Platine auch eine gewisse Rolle spielt. Jedenfalls lohnt es sich an allen gezeigten Stellen in der Schaltung von Teilbild 7.3 Ck-Kondensatoren zu platzieren, weil es sind auch störende HF-Einkopplungen aus der Primär- zur Sekundärspannung beim Netztrafo möglich. Es gilt generell, dass man die gesamte Netzteilschaltung HF-bezogen niederimpedant hält.

Weitere mögliche Verbesserungen:

Zwischen dem analogen Ausgang und dem digitalen Eingang (ANA-SIG = analoges Signal) erkennt man in Teibild 7.3 eine Drossel. Diese kann zusätzlich verhindern, dass Störimpulse von der digitalen in die analoge Schaltung gelangen. Ob eine kleine Ferritdrossel im Bereich von 100 µH reicht oder ob mit ihr noch kleine Keramikkondensatoren im unteren nF-Bereich oder eher weniger, ein LC-Filter bildend, nötig sind, muss man im Einzelfall empirisch ermitteln. Dabei ist zu berücksichtigen, dass das niederfrequente Nutzsignal ANA-SIG dadurch nicht beeinflusst wird.

Der Trafo enthält eine Schirmwicklung, die man erden muss. Dies reduziert die kapazitive Kopplung zwischen der Primär- und Sekundärwicklung und damit vor allem die nieder- und mittelfrequenten Störsignale (auch Rundsteuersignale) signifikant. Solche Trafos können nicht fertig gekauft werden. Benötigt man eh eine Spezialanfertigung, lohnt es sich oft die Schirmwicklung mit zu bestellen. Zum Trafo ist noch etwas zu bedenken: Ringkerntrafos haben zwei grosse Vorteile, sie sind wegen ihrer runden Form sehr streuarm bezüglich des magnetischen Wechselfeldes. Die induktive Störeinwirkung auf hochsensible Teile der analogen Schaltung sind sehr viel geringer. In einem eisernen Gehäuse wirken solche H-Felder auch dann störend, wenn die analoge Schaltung relativ weit vom Trafo entfernt montiert ist. Dazu kommt noch, dass ein Ringkerntrafo bei der selben VA-Leistung etwa halb so schwer ist.

Etwas kann der Trafo trotz all diesen Massnahmen nicht: Störungen in Form von feinen Nadelimpulsen oder sonstige sehr hochfrequente Störspannungen können nur unzureichend von der Schirmwicklung gedämpft werden und zwar selbst dann, wenn man anstelle einer Schirmwicklung eine Schirmfolie einsetzt. Der Grund liegt ganz einfach in der nicht parasitär induktionsfreien Erdverbindung.

Dafür gibt es sogenannte Netzfilter, wie die gleichbenannte Schaltung andeutet. Sie besteht aus einem LC-Filter, das symmetrische und asymmetrische hochfrequente Störspannungen und feine Nadelimpulse wirksam dämpft. Die Drossel ist mit einem kleinen Ferritringkern (hier rechteckig gezeichnet) stromkompensiert. Die gute Dämpfungsqualität ist u.a. eine Folge davon, dass die ganze Schaltung in einem abschirmenden Gehäuse eingebaut ist, das geerdet werden muss.

Hier ein Netzfilter das sich flexibel für den Einbau in ein Gehäuse eignet. Dieses Apparatestecker-Netzfilter, in einem abgeschirmten Gehäuse integriert, bietet die beste hochfrequente Entstöreigenschaft, weil kein Erdleiter verdrahtet werden muss. Der Erdleiter verlauft im Netzkabel parallel zum Phasen- und Nullleiter und wird direkt durch das Einstecken gekoppelt.
Kein Rezept möglich:
Die Schaltung in Bild 5 ist dimensioniert, weil sie eine spezielle Anwendung ist. In Bild 7 ist nichts dimensioniert. Warum auch, die Netzteile sind schliesslich frei dimensionierbar, je nach Bedarf an Spannung und Strom. Und dies gilt ebenso für Trafo und Netzfilter. Solche Netzfilter findet man bei verschiedenen Elektronik-Distributoren und dazu gibt es meist auch Links zu den Datenblättern und in diesen sind neben dem maximal zulässigen Strom auch Frequenzdiagramme angegeben, die Aufschluss geben über die Dämpfung von hochfrequenten Störspannungen zu denen auch die feinen Nadelimpulse zählen.





Thomas Schaerer, 06.01.2002 ; 29.04.2002 ; 07.08.2002 ; 22.01.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 03.03.2004 ; 25.04.2006 ; 04.12.2010 ; 04.04.2013 ; 25.06.2014 ; 03.08.2014