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Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker

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Mein Lob gilt der übersichtlichen und schönen Darstellung und der guten didaktischen Aufbereitung. Selten werden Schaltungen so gut erklärt, dass es auch noch Spaß macht sich damit zu beschäftigen.

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Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)
mit dem CD4046B / MC14046B

 


Einleitung

Das Ziel ist es, zu verstehen, wie leicht man es sich machen kann, wenn es darum geht einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zu bauen, wenn einem ein passender Baustein - eine entsprechende Integrierte Schaltung (IC) - zur Verfügung steht. Es geht hier um die integrierte PLL-Schaltung (PLL = Phase Locked Loop) CD4046B bzw. MC14046B. Dieses IC enthält selbstverständlich auch einen VCO, und dieser wird hier vorgestellt. Seine Einsatzmöglichkeiten sind vielseitig, auch ohne die Verwendung der ganzen PLL-Schaltung. Beide ICs sind identisch. Der CD4068B ist ursprünglich von National-Semiconductor und der MC14046B ist ursprünglich von Motorola.

Aber nicht immer ist es möglich, ein passendes IC für eine Anwendung zu finden und man muss unter Umständen eine diskrete oder zumindest quasidiskrete Lösung finden. Quasidiskret bedeutet, dass zwar auch ein einfaches IC benutzt wird, jedoch je nach Bedarf auch aktive und passive Bauteile zum Einsatz kommen. Eine solche VCO-Schaltung, schrittweise erklärt, soll uns hier zunächst beschäftigen. Es gilt hier die Einschränkung, dass es um VCOs geht, die nur digitale Rechteckspannungen erzeugen. Auf diesem Weg zum Ziel haben wir es dem Schmitt-Trigger zu tun. Es geht dabei einzig um die welche es in gewissen digitalen NAND-Gattern und Invertern integriert gibt.



Was ist ein VCO und wie kann man selbst einen bauen?

Was ist ein VCO? Es ist die Abkürzung von Voltage-Controlled-Oscillator und heisst auf deutsch spannungsgesteuerter Oszillator. Es gibt viele Möglichkeiten einen VCO zu realisieren. Wir beschränken uns hier betreffs ICs auf die CMOS-Familien CD4xxxxB und MC14xxxB und auf die High-Speed-CMOS-Familie (HCMOS-Familie) 74HCxxxx.

Beide CMOS-Familien sind elektrisch- und anschlusskompatibel. Suffix B (Buffer) bedeutet, dass die Ausgänge gepuffert sind und deshalb die Eigenschaften haben, dass logische Ausgangssignale keine direkte Rückwirkung auf die IC-interne Schaltung vor dem Buffer haben. Ein Buffer ist so was Ähnliches wie ein Endverstärker. Man bezeichnet einen solchen Buffer auch als Treiber. Bei der HCMOS-Familie gibt es diese Unterscheidung nicht, weil die Ausgänge sind stets gepuffert.

Begriffe: Für Oszillatoren mit rechteckigen Ausgangsspannungen kommt oft der Begriff Rechteckgenerator zur Anwendung, obwohl dies genauso ein Rechteckoszillator ist. Das selbe gilt auch für die Erzeugung von Sinusspannungen. Man sagt ebenso oft Sinusgenerator wie Sinusoszillator. Beim spannungsgesteuerten Oszillator, ist der Begriff VCO aus dem Englischen sehr gebräuchlich, weshalb eher auch im Deutschen der Begriff Oszillator häufig verwendet wird.

Der Schmitt-Trigger als Basis: Wir beginnen mit dem bekannten einfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie ihn Bild 1 zeigt. Zunächst, was unterscheidet ein gewöhliches NAND-Gatter (z.B. CD4011B) von einem mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft (z.B. CD4093B)? Das Wissen, was ein logisches NAND-Gatter ist, wird hier vorausgesetzt! Link dazu hier!

NAND-Gatter, ohne und mit Schmitt-Trigger: Das gewöhnliche NAND-Gatter, ohne die Eigenschaft eines Schmitt-Triggers, hat eingangsseitig die selbe (unscharfe) Triggerspannung, unabhängig davon, ob die Eingangsspannung Ue steigt oder sinkt. Genau genommen ist diese Triggerspannung nichts anderes als ein sehr kleiner Bereich der Eingangsspannung Ue, bei der die IC-interne Verstärkung extrem gross ist. Dies führt dazu, dass in diesem hochsensiblen Bereich, Ua sich bei geringster Änderung von Ue sehr instabil verhält. Aus diesem Grund ist es nur erlaubt steilflankige Eingangssignale zu benutzen. Dies ganz im Gegensatz zu einem Logikbaustein mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft. Dieser erlaubt sogar beliebig langsam sich verändernde Eingangssignale, weil die Schaltung selbst dafür sorgt, dass am Ausgang saubere schnelle Schaltflanken erzeugt werden. Hier zum Studium die Datenblätter des CD4011B (ohne Schmitt-Trigger) und des CD4093B (mit Schmitt-Trigger).

Besitzt das NAND-Gatter Schmitt-Trigger-Eigenschaft, gibt es eine höhere (VT+) und eine niedrigere Triggerspannung (VT-). Siehe Diagramm rechts in Bild 1. VT+ dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua von HIGH (positive Spannung) auf LOW (GND-Pegel = 0 V), wenn Ue den Wert von VT+ knapp überschreitet. VT- dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua von LOW auf HIGH, wenn Ue den Wert von VT- knapp unterschreitet.

Dem aufmerksamen Betrachter des Diagrammes fällt auf, dass VT+ und VT- nur erreicht und gar nicht über- oder unterschritten wird. Der Schein trügt, denn würde man die Spannungswerte in der Region von VT+ und VT- im Millivolt-Bereich vergrössern, wäre das Über- und Unterschreiten durchaus sichtbar. Es braucht eben nur sehr wenig.

Die Berechnungsformel: Diese Formel in Bild 1 stammt aus dem Datenblatt des CD4093B und ist hier bloss vollständigkeitshalber erwähnt, denn ihre praktische Bedeutung ist von geringem Wert. Warum? Ganz einfach, die Exemplarstreuung der Hysterese-Spannung VH ist recht gross. Alleine bei einer konstanten Temparatur von 25 °C und bei einer Betriebsspannung von +10 VDC beträgt der Maximalwert von VH 4.0 V, der typische Wert 2.2 V und der Minimalwert 1.0 V. Man kann es sich deshalb ganz einfach machen, in dem man anähernd zur erwünschten Frequenz einen etwa geeigneten R- und C-Wert aussucht und die Schaltung testet. Man misst die Frequenz und passt danach mit einfacher Verhältnisrechnung den richtigen R- und/oder C-Wert an. Damit das IC aber austauschbar ist, sollte R aus einer passenden Serieschaltung mit einem Trimmpotmeter und einem Widerstand bestehen. So kann durch Drehen am Trimmpotmeter die Streu-Toleranz leicht kompensiert werden. Das ist ein gutes Beispiel dafür, wie man in einer Situation abschätzen kann, ob sich das (aufwändige) Rechnen lohnt oder eben nicht...

Wie arbeitet ein Schmitt-Trigger?: Wer genauer wissen will, wie ein Schmitt-Trigger schaltungstechnisch funktioniert - viele Wege führen nach Rom - wird leicht fündig, wenn man im Elektronik-Kompendium in der integrierten Schnellsuche schmitt-trigger eingibt. Sehr empfehlenswert zu diesem Thema sind auch meine beiden Elektronik-Minikurse:


Der Rechteckgenerator: Wir kommen jetzt zum einfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie dies Bild 1 illustriert. Das Prinzip ist denkbar einfach. Vor dem Einschalten der Betriebsspannung +Ub mit dem ON/OFF-Schalter ist Kondensator C noch entladen und die Spannung Ue am Eingang des NAND-Gatters, bei dem C angeschlossen ist, hat noch GND-Potenzial. Beim Einschalten von +Ub, liegt der Eingang Enable (EN) über dem Pullup-Widerstand R1 sogleich auf +Ub (HIGH-Pegel). Dies macht das NAND-Gatter zum Inverter zwischen Ue und Ua, weil entweder sind beide Eingänge auf HIGH und der Ausgang liegt invertiert auf LOW oder Ue liegt alleine auf LOW - die NAND-Bedingung ist nicht erfüllt - und Ua liegt auf HIGH. Wenn man EN mit GND verbindet, ist die Inverterwirkung unterdrückt, weil ein Eingang immer auf LOW, bewirkt, dass der Ausgang immer auf HIGH liegt und dies unabhängig vom Pegel an Ue. Der Enable-Eingang EN macht aus dem NAND-Gatter ein ein/aus-schaltbarer Inverter, oder anders formuliert, man kann mit einem Enable-Signal den Rechteckgenerator mittels eines Logiksignales ein- und ausschalten.

Kondensator C beginnt sich von Ua - der mit seinem HIGH-Pegel beinahe auf +Ub (im vorliegenden Beispiel 10 V) liegt - über den Widerstand R zu laden. Hat die Ladespannung Ue die obere Triggerspannung VT+ sehr knapp überschritten, fällt Ua sehr schnell von HIGH nach LOW. LOW liegt nahe beim GND-Pegel. Nun entladet sich C soweit bis Ue sehr knapp VT- unterschreitet, Ua schaltet von LOW auf HIGH und die Oszillation läuft im selben Rythmus weiter. Auf dem Oszilloskopen sieht man synchron zur (beinah) zeitsymmetrischen Rechteckspannung Ua (t/T=0.5) eine dreieckähnliche Spannung an Ue, die man mittels zusätzlicher Impedanzwandlerschaltung nutzbar machen kann. Dreickähnlich, weil C über R ge- und entladen wird, was eine e-Funktion bewirkt. Da die Hysteresespannung UH in Relation zu +Ub relativ klein ist, fällt die verzerrende Wirkung nicht so sehr ins Gewicht.

Der wichtige Abblock-Kondensator Ck: Wenn schon ein ON/OFF-Schalter und die Enable-Funktion gezeigt wird, sollte man auch nicht auf den wichtigen Abblockkondensator Ck verzichten, der grundsätzlich zu jedem digitalen (und analogen) IC zwischen den Anschlüssen der Betriebsspannung und GND gehört. Ck dient dazu, dass bei den steilflankigen Umschaltvorgängen an jedem Logik-Ausgang, den erhöhten extrem kurzzeitigen Stromverbrauch, im Nanosekunden- oder Zehn-Nanosekundenbereich, von diesem Kondensator übernommen wird. Dazu muss es ein Keramik-Multilayer-Kondensator im Wert von typisch 100 nF sein. Nur dieser Kondensatortyp hat eine extrem niedrige parasitäre Serie-Induktivität. Dies ist wichtig, damit dieser transiente Stromfluss zwischen Ck und dem IC nicht wesentlich gedämpft wird. Darum müssen zwischen Ck und dem IC die Anschlüsse so kurz wie möglich sein. Ohne Ck oder wegen schlechter Wirkung von Ck kann die Oszillatorschaltung zusätzlich parasitär sehr hochfrequent oszillieren, was die Funktion der Schaltung massiv beeinträchtigen würde. Ein anderer Grund für Ck, er dämpft allfällige steilflankige Störtransienten auf der Speiseleitung, die das IC beim Umschalten des Logik-Ausganges erzeugen kann. Eine Digitalschaltung, die hochfrequenzmässig mit solchen Kondensatoren bei allen ICs gut abgeblockt ist, erzeugt weniger Störstrahlung im (ultra-)kurzwelligen Radiofrequenzbereich.

Will man einen Rechteckgenerator mit ebenso wenig Aufwand (auch nur ein kleines IC), jedoch mit wesentlich höherer Frequenzstabilität und sehr stabilem Tastgrad von t/T=0.5, mit einem völlig anderen Ansatz der Schmitt-Trigger-Funktion (zwei Komparatoren und ein RS-Flipflop im selben IC) realisieren, bietet sich der folgende Elektronik-Minikurs an:


Wir wechseln jetzt zur Schaltung in Teilbild 2.1 und erkennen, dass die Oszillatorschaltung von Bild 1 etwas modifiziert ist. Nur etwas, und schon haben wir einen einfachen VCO. Teile wie der ON/OFF-Schalter, die Enable-Steuerung, und der Abblockkondensator Ck bleiben hier unberücksichtigt. Ck braucht es aber auf jedenfall zum Abblocken der Speisung.
Diese Schaltung hat für die Ladung und Entladung des Kondensators C zwei getrennte Wege. Mit der Spannung am Schleifer des Potmeter P (VCO-Spannung) wird C über R aufgeladen. Nach Überschreiten von VT+ (siehe auch Bild 1) wird C über die Diode D mit ihrem sehr niedrigen Innenwiderstand und dem ebenso sehr niedrigen Innenwiderstand der Ausgangsstufe des NAND-Gatters, da dieser jetzt auf LOW gesetzt ist, sehr schnell entladen. Danach ist Ua wieder auf HIGH. Beim erneuten Aufladen von C über R sperrt D, weil die Spannung an Ua höher ist als die Ladespannung an C. Diode D hat also eine Schalterfunktion. Für höhere VCO-Frequenzen sollte man eine Diode mit hoher Schaltgeschwindigkeit einsetzen. Die universale Silizium-Kleinsignaldiode 1N914 hat eine Recovery-Time von nur 4 ns und eignet sich sehr gut. Die Germanium-Diode 1N270 (beim Einsatz des 74HC132) ist vielleicht ähnlich schnell (keine Datenblattwerte), da sie für UHF-technische Schaltungen eingesetzt wird. Da die Hysterese besonders bei niedriger Betriebsspannung klein ist, funktioniert der VCO im 74CH132 nur sauber, wenn man anstelle einer Silizium- (1N914), eine Germanium- (1N270) oder noch besser eine Schottky-Diode, z.B. BAT43 verwendet. BAT43 hat eine Recovery-Time von 5 ns.

Je höher die VCO-Spannung an P eingestellt ist (mehr Strom durch R), um so rascher wird C bis zu VT+ (siehe auch Bild 1) aufgeladen. Dadurch ist die Zeitdauer T um so kürzer und um so höher ist die Frequenz des VCO (f=1/(T+t)). Der bereits erwähnte sehr niedrige Innenwiderstand von D verursacht stets eine sehr kurzzeitige Entladedauer t von C. Bei einem Innenwiderstand der CMOS-Ausgangsstufe von etwa 100 Ohm oder weniger (74HC132) erreicht man bei vorliegend dimensioniertem Beispiel ein t/T-Tastgrad von etwa 1/1000. Will man ein grösseren Tastgrad, schaltet man in Serie zur Diode D ein Widerstand. Bei einem Wert von 1 k-Ohm erhöht sich der t/T-Tastgrad auf etwa 1/100. Es ist mit dieser einfachen VCO-Schaltung nicht möglich ein d/T-Tastgrad von 1/2 (zeitsymmetrisch) zu realisieren. Will man dies, muss man einen doppelt so hohen VCO-Frequenzbereich mit R und C dimensionieren und dafür einen Frequenzteiler, mittels JK-Flipflop oder ein von /Q nach D rückgekoppeltes D-Flipflop, zwischenschalten. In Bild 2 ist einfachheitshalber ein T-Flipflop (T = toggle) gezeichnet. Das Diagramm oberhalb der der Nadelimpulse des VCO-Ausganges Ua ist der Flipflop-Ausgang mit der halben Frequenz (f=1/(2*(T+t))) und dem absoluten Tastgrad von t/T=0.5. Die Grundlagen zu den Flipflops vermittelt das Elektronik-Kompendium.

Warum ist P mit 1 k-Ohm hundert mal niederohmiger als R mit 100 k-Ohm? P muss so viel kleiner sein als R, damit es eine Spannungsquelle ist die sich zum Messen eignet. Die Beeinflussung dieser VCO-Spannung durch die RC-Ladung und RD-Entladung wirkt sich nur noch sehr schwach aus. Perfekter ist es, wenn man die Schaltung in Teilbild 2.2 einsetzt. Die Impedanzwandler-Schaltung liefert einen Quellwiderstand nahe bei Null Ohm und als Potmeter kann man einen beliebig höheren Ohmwert einsetzen.

Warum aber soviel selbst bauen, wenn es viel einfacher geht! Man nehme ganz einfach einen preiswerten PLL-IC, auch wenn man nur gerade seinen VCO benötigt. Man verwendet diesen und lässt den Rest beiseite. Davon berichtet das folgende Kapitel.

By the way: Bevor es weitergeht empfehle ich dem Electronic-Beginner die Schaltungen in den Bildern 1 und 2 auf einem Testboard aufzubauen, um mit dem Experimentieren zusätzlich etwas dafür zu tun, ein Gefühl für die praktische Schaltungstechnik zu entwickeln. Ich verspreche spannenden Zeitvertreib.



Die VCO-Schaltung des CMOS-IC CD4046B bzw. MC14046B

Es lohnt sich dieses IC zu verwenden, wenn man, aus welchen Gründen auch immer, nur gerade den VCO benötigt. Es gibt zwei Features die dieses IC interessant machen: Es erzeugt frequenzunabhängig ein stabiles (TK @ 15VDC = 0.015%/K) zeitsymmetrisches Rechtecksignal (t/T = 0.5) und man kann mit zwei Widerständen den relativen Frequenzbereich (Frequenzhub) dimensionieren. R2 und C1 legen die minimale Frequenz am Ausgang fest, wenn Ue (VCO-Spannung) den niedrigsten Wert hat. Die maximale Frequenz wird durch R1 und C1, addiert mit der Offset-Frequenz (minimale Frequenz), gebildet. Ue muss dabei maximale Spannung haben. Man beachte dazu die beiden Formeln. Diese gelten aber nur mit Einschränkungen. Dazu äussert sich das Datenblatt des MC14046B auf Seite 4 unten links unter dem Titel "VCO output frequency (f)":

Vor allem diese Aussage "laboratory experimentation may be required for fixed designs" ist Wasser auf die Mühle meiner Elektronik-Minikurse. Ich danke dem Autor des MC14046B-Datenblattes. Das Datenblatt des CD4046B ist weniger ausführlich.



Graphische Darstellung von VCO-Spannung und Frequenz

Teilbild 4.1 illustriert den maximalen VCO-Frequenzbereich. Dies ist dann der Fall wenn R2 unendlich hoch ist. In der Praxis bedeutet dies, dass R2 nicht eingesetzt ist. Pin 12 des IC bleibt unbelegt. Der Arbeitsbereich zeigt, dass die VCO-Spannung (Ue) nur zwischen beinahe VSS und beinahe VDD liegen darf. Es gibt bei beiden Spannungsextremen einen kleinen Totbereich, bei der eine VCO-Spannungsänderung keine Frequenzänderung bewirkt. Teilbild 4.2 illustriert den durch R2 reduzierten relativen Frequenzbereich bei gleich grossem VCO-Spannungsbereich.

Was ist der Zweck des eingeschränkten Frequenzbereiches bei gleich grosser VCO-Spannung und damit der definierbaren Minimal- und Maximalfrequenz? Realisiert man mit diesem VCO eine PLL-Schaltung, kann man den VCO-Frequenzbereich möglichst genau dem Fangbereich der PLL anpassen. Damit erreicht man ein stabileres Arbeiten der PLL-Schaltung. Der restliche durch das Loopfilter unterdrückte Phasenjitter wird dadurch zusätzlich minimiert. Mehr zum Thema PLL liest man in meinen folgenden beiden Elektronik-Minikursen:



Die schnelle HCMOS-Version

Es sei noch erwähnt, dass es auch eine schnelle HCMOS-Version dieses PLL-IC gibt. Es ist der 74HC4046. Dieser eignet sich für höhere VCO-Frequenzen, dafür ist der Betriebsspannungsbereich mit 2 bis 6 VDC niedriger. Man konsultiere die Datenblätter und vergleiche sie. Interessant ist die Detailschaltung des VCO, die es nur in diesem Datenblatt des 74HC4046 gibt.



Komfortable VCO-Schaltung mit Wechselspannungseingang

Beim Einsatz dieses integrierten VCO wird ein komplexeres analoges Umfeld vorgestellt, das in verschiedenen Anwendungen zum Einsatz kommen kann. Es geht dabei um eine Signalverstärkung, um eine synchrone Gleichrichtung ohne Einsatz von Dioden, um die Erzeugung einer Referenzspannung, weil nur eine positive Betriebsspannung und der GND zum Einsatz kommt, und es zeigt, wie man mit einer Opamp-Schaltung den VCO-Bereich an die Pegelunterschiede des verstärkten Eingangssignales anpasst und gleichzeitig die Referenz-Gleichspannung zum VCO auf den GND-Pegel kompensiert wird. Damit erst ist es möglich, dass die VCO-Frequenz bis auf 0 Hz hinuntergefahren werden kann und der VCO-Frequenzbereich vollständig ausgenutzt wird.

Da als Opamps so genannte lineare CMOS-Opamps (LinCMOS-Opamp) zum Einsatz kommen, werden diese traditionsreichen und noch immer sehr beliebten Opamp-Familien von Texas-Instruments näher vorgestellt.

Die folgende Schaltung ist teilweise ein Ausschnitt aus einem kleinen batteriebetriebenen EMG-BioFeedback-Gerät, das dazu dient mit Hautoberflächenelektroden gemessene EMG-Signale zusätzlich zu verstärken, filtern, gleichrichten, glätten und mittels einer VCO-Schaltung eine eingangspannungsabhängige (Ue) Tonfrequenz zu erzeugen. Die Höhe der Tonfrequenz, ist das Mass der Intensität einer Muskelkontraktion. Soviel zum Hintergrund der folgenden Schaltung in Bild 5:

Die Schaltung arbeitet im Single-Supply-Modus. Dies bedeutet, dass es nur eine positive Betriebsspannung, nämlich +Ub gibt. Während im Dual-Supply-Modus (±Ub) GND als Signalreferenz dienen kann, muss hier ein Spannungswert zwischen +Ub und GND als Referenz erzeugt werden. Man nennt diese Spannung die Arbeitspunkt- oder die Referenzspannung. Bei analogen aktiven Bauteilen die spannungssymmetrisch einwandfrei arbeiten, kann man für den Arbeitspunkt exakt die halbe Betriebsspannung (+Ub/2) wählen. Ist dies nicht der Fall, muss die Spannung des Arbeitspunktes so gewählt werden, damit die maximale Spannungsaussteuerung der aktiven Bauteile (Opamps) symmetrisch erfolgt. Dies erreicht man in der vorliegenden Schaltung mit den beiden ungleichen Widerständen R14 und R15. Die '1' in diesen beiden Widerständen bedeutet die Widerstandstoleranz von 1%. Die resultierende Teilspannung wird mit C5, folgendem Impedanzwandler IC:A1 und C6 auf eine niedrige Impedanz gesetzt und rauscharm gehalten. Diese Teilspannung ist der Arbeitspunkt, bzw. die Referenzspannung für die gesamte Schaltung. Sie wird hier mit Ux bezeichnet.

IC:A2 arbeitet als Wechselspannungsverstärker mit einer Verstärkung von etwa 20. R4 und C2 dienen der DC-Entkopplung mit einer Hochpassfilter-Grenzfrequenz von 3.3 Hz. Der Eingang ist ebenfalls mittels passivem Hochpassfilter aus C1 und R2 DC-entkoppelt. Durch die Wahl von C1 und R2 kann man diese Grenzfrequenz bestimmen. Es empfiehlt sich diese niedriger zu dimensionieren als die welche sich mit R4 und C2 ergibt. Wählt man für beide passiven Hochpassfilter die selbe Grenzfrequenz, hat diese eine Dämpfung von 6dB anstatt bloss 3 dB, was je nach Anwendung unerwünscht ist. Während das Hochpassfilter aus R4 und C2 die DC-Offsetspannung des Opamp IC:A2 unterdrückt, unterdrückt das Hochpassfilter aus C1 und R2 eine allfällige DC-Offsetspannung der externen Wechselspannungsquelle an Ue und es ermöglicht Ue mit GND zu referenzieren. R1 sorgt für die Ladung von C1 auf den Wert Ux, damit beim Ankoppeln einer externen Quelle kein Störimpuls auftreten kann. Der Eingangswiderstand beträgt nach vorliegender Dimensionierung 500 k-Ohm (Parallelwiderstand von R1 und R2). Der Eingangswiderstand des Opamp IC:A2 ist, weil CMOS-Technologie, vernachlässigbar hochohmig.

Auf diese Verstärkerschaltung folgt der Synchron-Gleichrichter der in diesem Link ausführlich beschrieben ist. Die so gleichgerichtete Wechselspannung wird mit einem einstellbaren Integrator TIME-CONST gemittelt. Es stellt sich eine Mittelwertspannung ein, welche aber nicht zu GND, sondern zu Ux referenziert ist. Das heisst: Ohne Eingangsswechselspannung Ue, liegt die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:C (Pin 3) ebenfalls auf Ux. Dies bedeutet, dass der Bereich der gemittelten Gleichspannung an C3 nur einen Wert zwischen Ux und maximal etwas weniger als +Ub, hier 6 VDC, annehmen kann, weil der Ausgang von IC:B2 nicht die volle Betriebsspannung erreichen kann. Die nachfolgende VCO-Schaltung ist aber in der Lage eine VCO-Eingangsspannung von beinahe GND (VSS) bis beinahe +Ub (VDD) zu verarbeiten. Siehe dazu noch einmal Bild 4. Dem aufmerksamen Betrachter fällt auf, dass an IC:D der Widerstand an Pin 12 fehlt und er weiss jetzt, dass man damit die grösste Frequenzaussteuerbarkeit (siehe Teilbild 4.1) erreicht. Die vollständige Funktionsbeschreibung der Ux-Compensation erfolgt gleich im Kapitel "Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C".



Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C

Um die Schaltung mit IC:C in den Bildern 5 und 6 richtig zu verstehen, empfehle ich den Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I zu lesen, es sei der Leser verfügt über genügend Elektronikkenntnisse um auch so das Folgende zu verstehen:

Die Schaltung in Teilbild 6.1 stammt aus dem Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I, Kapitel "Die virtuelle Eingangsspannung bei der nichtinvertierenden Verstärkung" mit dem Teilbild 5.3. Die Berechnungsformel zeigt wie die Referenzspannung Ur berechnet werden muss, um eine Eingangsspannung Ue so zu kompensieren, dass Ua zu 0 VDC wird. Im vorliegenden Beispiel wird eine Gleichspannung von 0.666 VDC auf 0 VDC kompensiert. Wir übertragen diese Schaltung auf die in Teilbild 6.2, welche die "Ux-Compensation" von Bild 5 ist. Ue wird zu Ux und Ua wird zu Uvco. Ur bleibt sich gleich.

Der Opamp IC:C hat zwei Aufgaben: Er muss einerseits den zu kleinen Bereich der DC-Steuerspannung auf den Bereich verstärken der sich für den VCO-Eingang (Pin 9) für IC:D (VCO des CD4046B) eignet. Ux kann sich nur zwischen 2.6 V (keine Eingangswechselspannung in Bild 5) und etwa 5 V ändern. Dies ist eine Spannungsänderung von nur dUx = 2.4 V. Damit lässt sich der nachfolgende VCO nicht aussteuern. R10 und R11 verstärken diese Spannungsvariation auf 6.5 V, bezogen auf GND, was etwas mehr ist als benötigt wird, wobei der Opampausgang diesen Wert gar nicht erreichen kann. Der maximale Eingangsspannungsbereich des VCO liegt beinahe zwischen GND und der Betriebsspannung (Teilbild 4.1). Diese Verstärkung wird folgendermassen berechnet:

dUvco = dUx * ((R10/R11)+1) = 2.4V * ((560k/330k)+1) = 6.5V

Es fällt auf, dass die Werte von P2 und R12 nicht in die Berechnung mit einbezogen sind. Man kann P2 und R12 praktisch vernachlässigen, wenn der Parallelwiderstandswert von P2 und R12 klein ist gegenüber R11. Dies trifft mit etwa 5 k-Ohm hier auch zu. Es gilt im schlechtesten Fall der Parallelwiderstandswert von P2 und R12, weil der Quellwiderstand der Betriebsspannung vernachlässigbar niedrig ist. Diode D1 hat einen dynamischen Widerstand von weniger als 500 Ohm beim vorgegebenen Querstrom Iq von etwa 0.3 mA.

Anderseits dient diese Opampschaltung als Pegelshifter. Der Wert von Uvco (keine Eingangsspannung an Ue in Bild 5) muss mit D1, P2 und R12 auf GND "heruntergezogen" werden. P2 stellt man so ein, dass ohne Eingangssignal der VCO gerade noch nicht, oder wenn man es bevorzugt, mit einer sehr niedrigen Frequenz schwingt. Entsprechend des Wertes der Ue-Wechselspannung (Bild 5) erfolgt dann die Höhe der VCO-Frequenz fOUT, welche ausgewertet werden kann. Die Ux-Compensation berechnet sich gemäss der Formel in Teilbild 6.1 zu:

Ur = Ux * ((R10+R11)/R10) = 2.6V * ((330k+560k)/560k) = 4.13V

R12 in Serie zu P2 reduziert den Einstellbereich von P2 auf ein brauchbares Mass, trotzdem empfiehlt sich ein Mehrgang-Trimmpotmeter, wegen der leichteren Einstellbarkeit, zu verwenden.

Es stellt sich jetzt noch die Frage wozu die Diode D1 überhaupt gebraucht wird. Im Prinzip müssen weder LinCMOS-Opamps noch der PLL-IC CD4046B oder MC14046B mit seinem hier benötigten VCO stabilisiert gespiesen werden. Eine einfache Batterie als Spannungsquelle genügt. Nachteilig dabei ist allerdings, dass die VCO-Frequenz, besonders im niedrigen Betriebsspannungsbereich, etwas abhängig ist von dieser Betriebsspannung. Mit einer einigermassen konstanten Spannungsquelle mit weniger als 1 VDC zwischen der Betriebsspannung und dem einen Anschluss von P2, lässt sich diese Abhängigkeit etwas reduzieren. Dafür sorgt D1. Dies geht aus Experimenten mit vielen CD4046B- bzw. MC14046B-Exemplaren hervor. Dies ist nicht durch Datenblattinformationen gedeckt. Beim Einsatz einer stabilisierten Betriebsspannung kann man auf D1 verzichten. Eine solche Spannungsregelschaltung ist der Diode D1 dann dringend vorzuziehen, wenn eine hochempfindliche Verstärkerschaltung mit dabei ist. Bei der Schaltung der EMG-Biofeedback-Anwendung ist dies der Fall.

Um die Schaltung mit IC:C vollständig zu begreifen - begreifen wie sie funktioniert - muss man sich klar machen, dass der Opamp im eingeschwungenen Zustand eine Eingangsdifferenzspannung von praktisch 0 V hat. Dies bringt die Bezeichnung Ux' zum Ausdruck. Ux' ist die so genannte virtuelle Ux-Spannung. Wenn dies klar ist, versteht man leicht, wie gross die Spannungen über R11 und R10 in Teilbild 6.2 sein müssen. Solches zu verstehen ergänzt das Wissen wie man rechnet ganz besonders. Erst in diesem Zusammenhang versteht man die elektronische Schaltungstechnik wirklich. Nur Mathematik alleine ist zu reduktionistisch!



Der LinCMOS-Opamp

Die hier verwendeten Opamps sind so genannte LinCMOS-Typen von Texas-Instruments. Sie eignen sich für Single-Supply-Anwendungen (z.B. +5 VDC). Dies bedeutet, die Spannung an ihren Eingängen darf den Wert von GND haben, ohne dass die Opamps in ihrer Funktionalität eingeschränkt werden. Die Ausgangsspannung geht ebenfalls bis auf GND hinunter, wenn der Ausgang nicht mit einem signifikanten Strom im mA-Bereich belastet ist. Die maximale Eingangsspannung, welche verarbeitet werden kann, muss etwa 1 V unterhalb der Betriebsspannung liegen und die maximal mögliche Ausgangsspannung liegt ebenfalls etwa 1 V unterhalb der Betriebsspannung, auch wenn die Strombelastung noch so niedrig ist. LinCMOS-Opamps sind daher keine Rail-to-Rail-Opamps, dafür sind sie deutlich sie preiswerter als solche.

LinCMOS-Opamps gibt es in der Single-, Dual- und Quadversion. Bei jeder Version gibt es Typen für den Low-, Medium- und High-Bias-Mode. Der erstgenannte Typ benötigt am wenigsten Betriebsstrom und ist dafür am langsamsten, d.h. dieser Opamp hat die geringste Unity-Gain-Bandbreite und den niedrigsten Slewrate. Genau umgekehrt verhält sich der zu letzt genannte Typ. Für Batterieanwendungen kann man mit diesen LinCMOS-Opamps den Strom-/Leistungsverbrauch und die Geschwindigkeit auf einander abstimmen. Es gibt noch einen wichtigen Zusammenhang: Je niedriger der Biasstrom ist, um so höher ist die Rauschspannungsdichte.

Will man sich auf Single-Opamps beschränken, hat man die Möglichkeit den Bias-Mode, bzw. Strom-/Leistungsverbrauch, in den selben drei Stufen mit einem Opamp zu wählen. Dafür benutzt man den Opamp TLC271 mit seinem Anschluss Bias-Select (Pin 8). Liegt dieser, wie bei IC:C in Bild 5, auf positiver Betriebsspannung, ist der Low-Bias-Mode aktiv. Auf halber Betriebsspannung gilt der Medium-Bias- und auf GND-Pegel der High-Bias-Mode. Wenn der Opamp mit Dual-Supply (z.B. ± 2.5 VDC) betrieben wird, muss für Medium-Bias (mittleren Strom-/Leistungsverbrauch und mittlere Geschwindigkeit) der Bias-Select-Anschluss mit GND verbunden werden. Dieser Anschluss bietet die Möglichkeit eine Schaltung, mit vielen TLC271, in einen leistungsreduzierten Standby-Zustand zu schalten.

Texas-Instruments bietet Datenblätter zu diesen LinCMOS-Opamps, die gut dokumentiert sind. Das Datenblatt zum LMC271 enthält alleine 31 Funktionsdiagramme für den High-Bias-Mode. Bild 5 enthält mit IC:A und IC:B zwei Dual-LinCMOS-Opamps mit Medium-Bias Mode, - gekennzeichnet durch den Buchstaben 'M' in der Typennummer von TLC27M2. Die '2' am Schluss weist auf die Dualausführung hin. IC:C ist der LinCMOS-Opamp in Single-Ausführung TLC271. Mit dem Anschluss Pin 8 (Bias-Select) nach +6 VDC ist der Opamp in den Low-Bias-Mode geschaltet.

Der aufmerksame Leser wird sich fragen, warum für IC:A und IC:B die mittelschnellen Opamps nötig sind, während für IC:C der Low-Bias-Mode ausreicht. Das ist schnell erklärt: IC:A2 verstärkt niederfrequente Signale und IC:B gleichrichtet diese Signale. Dazu reicht der Low-Bias-Mode nicht aus. Bei höheren Frequenzen würde die Amplitude sinken. Dies wäre die Auswirkung der zu niedrigen Unity-Gain-Bandbreite. Bei höheren Frequenzen und höheren Amplituden würde zusätzlich das Signal nichtlinear verzerren, was eine Folge einer zu niedrigen Slewrate ist. IC:C muss hingegen nur langsam variable Spannungen verstärken, dessen Grenzfrequenz von der Einstellung des Integrators mit einer Zeitkonstante zwischen 50 ms und 1 s gegeben ist. Falls diese Schaltung mit einer Batterie betrieben wird, verschenkt man sich wertvollen Power, würde IC:C im Medium- oder High-Bias-Mode arbeiten.


Thomas Schaerer, 09.09.2001 ; 02.12.2002 ; 17.12.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 18.12.2003 ; 03.01.2008 ; 11.05.2010 ; 28.03.2011 ; 12.04.2015