Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)
mit dem CD4046B / MC14046B
Das Inhaltsverzeichnis meiner
Elektronik-Minikurse
Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort
von Jochen Zilg
Autor:
Thomas Schaerer
Buch 1
Buch 2
Einleitung
Das Ziel ist es, zu verstehen, wie leicht man es sich machen kann, wenn
es darum geht einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zu bauen, wenn
einem ein passender Baustein - eine entsprechende Integrierte
Schaltung (IC) - zur Verfügung steht. Es geht hier um die integrierte
PLL-Schaltung (PLL = Phase Locked Loop) CD4046B bzw. MC14046B. Dieses IC
enthält selbstverständlich auch einen VCO, und dieser kommt hier zur
Anwendung. Es wird dabei eine praktische Anwendungsbrücke zu einem Teil
eines meiner früheren Projekte geschlagen.
Da es aber nicht immer möglich ist, ein geeignetes IC für eine
Anwendung zu finden, wird auf dem Weg zum Ziel gezeigt, wie man selbst
einen VCO quasidiskret realisieren kann. Quasidiskret bedeutet, dass
zwar auch ein einfaches IC benutzt wird, jedoch auch andere passive
Bauteile eingesetzt werden müssen, bei denen genau verstanden werden
muss, wozu sie im Einsatz sind. Eine solche VCO-Schaltung, die gezeigt
und schrittweise erklärt wird, ist auch nur gerade eine von vielen
Wegen, die nach Rom führen können. Es gilt in diesem Elektronik-Minikurs
auch die Einschränkung, dass es um VCOs geht, die nur digitale
Rechteckspannungen erzeugen.
Auf diesem Weg zum Ziel haben wir es dem Schmitt-Trigger zu tun. Es geht
dabei einzig um die welche es in gewissen digitalen NAND-Gattern und
Invertern gibt. Diese aktiven Teile sind der Kern des hier vorgestellten
Rechteckgenerators, als Vorstufe zum VCO und den VCO selbst.
Beim Einsatz des VCO aus dem PLL-IC CD4046B (MC14046B) wird ein
komplexeres analoges Umfeld mit einbezogen. Es geht um einen Teil der
analogen Signalaufbereitung, der in verschiedenen Anwendungen zum
Einsatz kommen kann. Es geht dabei um eine Signalverstärkung, um eine
synchrone Gleichrichtung ohne Einsatz von Dioden, um die Erzeugung einer
Referenzspannung weil nur eine positive Betriebsspannung und GND zum
Einsatz kommt, und es zeigt, wie man mit einer Schaltung mit
Operationsverstärkern (Opamps) den VCO-Bereich an die Pegelunterschiede
des verstärkten Eingangssignales anpasst und gleichzeitig der DC-Pegel
zum VCO so verschoben wird, dass die, für die analoge Schaltung
notwendige Referenzspannung, wieder wegkompensiert wird, damit die
VCO-Frequenz bis zu 0 Hz hinuntergefahren werden kann.
Da als Opamps sogenannte lineare CMOS-Opamps (LinCMOS-Opamp) zum Einsatz
kommen, werden diese traditionsreichen und noch immer sehr beliebten
Opamp-Familien von Texas-Instruments näher vorgestellt.
Ein ganz anderes Nebengeleise, das hier auch wiedermal etwas
thematisiert wird, sind die sogenannten Block-Kondensatoren zwischen den
Anschlüssen der Betriebsspannung und GND bei den ICs. Es wird
thematisiert, wozu diese keramischen Multilayers denn unbedingt nötig
sind.
Was ist ein VCO und wie kann man selbst einen bauen?
Was ist ein VCO? Es ist die Abkürzung von Voltage-Controlled-Oscillator
und heisst auf deutsch spannungsgesteuerter Oszillator. Es gibt viele
Möglichkeiten einen VCO zu realisieren. Wir beschränken uns hier mit
der Realisation mittels den integrierten Schaltungen (ICs) der
CMOS-Familie CD4xxxB (MC14xxxB) und der High-Speed-CMOS-Familie
(HCMOS-Familie) 74HCxxxx. CD4xxx(B) ist von National-Semiconductor und
MC14xxx(B) ursprünglich von Motorola, übernommen durch ON-Semiconductor.
Beide CMOS-Familien sind elektrisch- und anschlusskompatibel. Suffix B
(Buffer) bei den ICs der CMOS-Familie bedeutet, dass die Ausgänge
gepuffert sind und deshalb die Eigenschaften des logischen
Ausgangssignales keine direkte Rückwirkung auf die IC-interne Schaltung
vor diesem Buffer haben. Ein Buffer ist sowas Ähnliches wie ein
Endverstärker. Bei der HCMOS-Familie gibt es diese Unterscheidung nicht,
weil die Ausgänge sind stets gepuffert.
Begriffe: Für Oszillatoren mit rechteckigen Ausgangsspannungen
kommt oft der Begriff Rechteckgenerator zur Anwendung, obwohl dies
genauso ein Rechteckoszillator ist. Das selbe gilt auch für die
Erzeugung von Sinusspannungen. Man sagt ebenso oft Sinusgenerator wie
Sinusoszillator. Beim spannungsgesteuerten Oszillator, ist der Begriff
VCO aus dem Englischen sehr gebräuchlich, weshalb eher auch im Deutschen
der Begriff Oszillator verwendet wird.
Der Schmitt-Trigger als Basis: Wir beginnen mit dem bekannten
einfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie
ihn Bild 1 darstellt. Zunächst, was unterscheidet ein gewöhliches
NAND-Gatter (z.B. CD4011B) von dem mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft (z.B.
CD4093B)? Das Wissen, was ein logisches NAND-Gatter ist, wird hier
vorausgesetzt! Das gewöhnliche NAND-Gatter hat eingangsseitig die
selbe (unscharfe) Triggerspannung, unabhängig davon, ob die
Eingangsspannung Ue steigt oder sinkt. Besitzt das NAND-Gatter
Schmitt-Trigger-Eigenschaft, gibt es eine höhere (VT+) und eine
niedrigere Triggerspannung (VT-). Siehe Diagramm rechts in Bild 1. VT+
dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua von HIGH (positive
Spannung) auf LOW (GND-Pegel = 0 V), wenn Ue den Wert von VT+
überschreitet. VT- dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua
von LOW auf HIGH, wenn Ue den Wert von VT- unterschreitet.
Dem aufmerksamen Betrachter des Diagrammes fällt auf, dass VT+ und VT-
nur erreicht und gar nicht über- oder unterschritten wird. Der Schein
trügt, denn würde man die Spannungswerte in der Region von VT+ und VT-
im Millivolt-Bereich vergrössern, wäre das Über- und Unterschreiten
durchaus sichtbar. Es braucht eben nur sehr wenig.
Die Berechnungsformel: Diese Formel stammt aus dem Datenblatt des
CD4093B und ist hier bloss vollständigkeitshalber erwähnt, denn ihre
praktische Bedeutung ist von geringem Wert. Warum? Ganz einfach, die
Exemplarstreuung der Hysterese-Spannung VH ist sehr gross. Alleine bei
einer konstanten Temparatur von 25 °C und bei einer Betriebsspannung von
+10 VDC beträgt der Maximalwert von VH 4.0 V, der typische Wert 2.2 V
und der Minimalwert 1.0 V. Man kann es sich deshalb ganz einfach machen,
in dem man anähernd zur erwünschten Frequenz einen geeigneten R- und
C-Wert aussucht und die Schaltung testet. Man misst die Frequenz und
passt danach mit einfacher Verhältnisrechnung den richtigen R- und/oder
C-Wert an. Damit das IC aber austauschbar ist, sollte R aus einer
passenden Serieschaltung mit einem Trimmpotmeter und einem Widerstand
bestehen. So kann durch Drehen am Trimmpotmeter die Streu-Toleranz
leicht kompensiert werden. Das ist ein gutes Beispiel dafür, wie man in
einer Situation abschätzen kann, ob sich das (aufwändige) Rechnen lohnt
oder eben nicht.
Unscharfe Triggerspannung: Was deute ich weiter oben mit
(unscharfe) Triggerspannung an? Wenn Ue bei einem gewöhnlichen
NAND-Gatter durch den mittleren Bereich zwischen GND und +Ub steigt oder
sinkt, gerät die IC-interne Logikschaltung in den Bereich sehr hoher
Verstärkung. In dieser kritischen Zone braucht es nur eine extrem
geringe Änderung von Ue, und Ua ändert sehr empfindlich zwischen den
beiden Spannungsmaxima LOW- und HIGH-Pegel. Unscharf bedeutet hier, dass
der Triggerpegel nicht exakt definiert ist. In dieser sehr kritischen
Zone oszilliert sehr oft die Logikschaltung parasitär, was sich an Ua
mit einer sehr hohen Frequenz, weit oben im 10-MHz-Bereich, bemerkbar
macht. Bei HCMOS-ICs können es mehr als 100 MHz sein. Das ist
unzulässig, weil so etwas kann in Nachfolgeschaltungen leicht zu
Fehltriggerungen führen! Deshalb wird oft, vor allem bei sequentiellen
Logikschaltungen (Flip-Flop, Counters, Schieberegister, etc.) eine
Maximum Clock Rise- and Falltime im Datenblatt angegeben, die in
der Grössenordnung von einigen Mikrosekunden liegt. Das bedeutet, dass
bei dieser Anstiegs- und Fallgeschwindigkeit von Ue die Anstiegs- und
Fallgeschwindigkeit von Ua durch die IC-interne Verstärkung so sehr
beschleunigt wird, dass die maximale Schaltgeschwindigkeit der
ausgangsseitigen Pufferstufe, den Geschwindigkeitslimit bestimmt. Dies
bedeutet, dass eine wesentlich kürzere Schaltzeit von Ue, Ua nicht
schneller macht. So wird auch eine parasitäre Schwingneigung vermieden.
Man kann das experimentell selbst leicht ausprobieren und erfahren!
Bei einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter (es gibt auch
Schmitt-Trigger-Inverters, z.B. CD4584B oder 74HC14) gibt es kein Maximum
der Anstiegs- und Abfallzeit von Ue, weil die IC-interne geforderte hohe
Schaltgeschwindigkeit, die Schmitt-Trigger-Funktionen erzeugen, die auf
jeden NAND-Eingang einzeln folgen. Das Datenblatt zum MC14093 zeigt dies
mit einer detaillierten Schaltung.
Wer genauer wissen will, wie ein Schmitt-Trigger schaltungstechnisch
funktioniert - viele Wege führen nach Rom -, wird leicht
fündig, wenn man im
Elektronik-Kompendium
in der integrierten Schnellsuche oder in
Google.de oder
Google.com
schmitt-trigger eingibt. Sehr empfehlenswert zu diesem Thema sind
auch meine beiden Elektronik-Minikurse:
Der Rechteckgenerator: Wir kommen jetzt zum einfachen
Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie dies Bild 1
illustriert. Das Prinzip ist denkbar einfach. Vor dem Einschalten der
Betriebsspannung +Ub mit dem ON/OFF-Schalter ist Kondensator C noch
entladen und die Spannung Ue am Eingang des NAND-Gatters, bei dem C
angeschlossen ist, hat noch GND-Potenzial. Beim Einschalten von +Ub,
liegt der Eingang Enable (EN) über R1 sogleich auf +Ub (HIGH-Level).
Dies macht das NAND-Gatter zum Inverter zwischen Ue und Ua, weil
entweder sind beide Eingänge auf HIGH und der Ausgang liegt invertiert
auf LOW oder Ue liegt alleine auf LOW - die NAND-Bedingung ist nicht
erfüllt - und Ua liegt auf HIGH. Wenn man EN mit GND verbindet, ist die
Inverterwirkung unterdrückt, weil ein Eingang immer auf LOW, bewirkt,
dass der Ausgang immer auf HIGH liegt und dies unabhängig vom Pegel an
Ue. Der Enable-Eingang EN macht aus dem NAND-Gatter ein steuerbarer
Inverter, oder anders formuliert, man kann mit einem Enable-Signal den
Rechteckgenerator mittels eines Logiksignales ein- und ausschalten.
Kondensator C beginnt sich von Ua - der mit seinem HIGH-Pegel beinahe
auf +Ub (im vorliegenden Beispiel 10 V) liegt - über den Widerstand R zu
laden. Hat die Ladespannung Ue die obere Triggerspannung VT+ sehr knapp
überschritten, fällt Ua sehr schnell von HIGH nach LOW. LOW liegt nahe
beim GND-Pegel. Nun entladet sich C soweit bis Ue sehr knapp VT-
unterschreitet, Ua schaltet von LOW auf HIGH und die Oszillation läuft
im selben Rythmus weiter. Auf dem Oszilloskopen sieht man synchron zur
(beinah) zeitsymmetrischen Rechteckspannung Ua (t/T=0.5) eine
dreieckähnliche Spannung an Ue, die man mittels zusätzlicher
Impedanzwandlerschaltung nutzbar machen kann. Dreickähnlich, weil C
über R ge- und entladen wird, was eine e-Funktion bewirkt. Da die
Hysteresespannung UH in Relation zu +Ub relativ klein ist, fällt die
verzerrende Wirkung nicht so sehr ins Gewicht. Es käme da sehr auf die
Anwendung an...
Der wichtige Block-Kondensator Ck: Wenn schon ein ON/OFF-Schalter
und die Enable-Funktion gezeigt wird, sollte man auch nicht auf den
wichtigen Koppelkondensator Ck verzichten, der grundsätzlich zu jedem
digitalen (und analogen) IC zwischen den Anschlüssen der
Betriebsspannung und GND gehört. Ck dient dazu, dass bei den
steilfankigen Umschaltvorgängen an jedem Logik-Ausgang, den erhöhten
extrem kurzzeitzigen Stromverbrauch, im Nanosekunden- oder
Zehn-Nanosekundenbereich, von diesem Kondensator übernommen wird. Dazu
muss es ein Keramik-Multilayer-Kondensator im Wert von typisch 100 nF
sein. Nur dieser Kondensatortyp hat eine extrem niedrige parasitäre
Serie-Induktivität. Dies ist wichtig, damit dieser transiente Stromfluss
zwischen Ck und dem IC nicht wesentlich gedämpft wird. Darum müssen
zwischen Ck und dem IC die Anschlüsse so kurz wie möglich sein. Ohne Ck
oder wegen schlechter Wirkung von Ck kann die Oszillatorschaltung
zusätzlich parasitär sehr hochfrequent oszillieren, was die Funktion
der Schaltung massiv beeinträchtigen würde. Ein anderer Grund für Ck,
er dämpft allfällige steilflankige Störtransienten auf der
Speiseleitung, die das IC beim Umschalten des Logik-Ausganges erzeugen
kann. Eine Digitalschaltung, die hochfrequenzmässig mit solchen
Kondensatoren bei allen ICs gut abgeblockt ist, erzeugt wenig
Störstrahlung im (ultra-)kurzwelligen Radiofrequenzbereich.
Will man einen Rechteckgenerator mit ebenso wenig Aufwand (auch nur ein
kleines IC), jedoch mit wesentlich höherer Frequenzstabilität und sehr
stabilem Tastverhältnis von t/T=0.5, mit einem völlig anderen Ansatz der
Schmitt-Trigger-Funktion (zwei Komparatoren und ein RS-Flipflop im
selben IC) realisieren, bietet sich der folgende Elektronik-Minikurs von
mir an:
Wir wechseln jetzt zur Schaltung in Bild 2 und erkennen, dass die
Oszillatorschaltung von Bild 1 etwas modifiziert ist. Nur etwas, und
schon haben wir einen einfachen VCO. Teile wie der ON/OFF-Schalter, die
Enable-Steuerung, und der Blockkondensator Ck bleiben hier
unberücksichtigt. Ck braucht es aber auf jedenfall auch!
Diese Schaltung hat für die Ladung und Entladung des Kondensators C zwei
getrennte Wege. Mit der Spannung am Schleifer des Potmeter P
(VCO-Spannung) wird C über R aufgeladen. Nach Überschreiten von VT+
(siehe auch Bild 1) wird C über die Diode D mit ihrem sehr niedrigen
Innenwiderstand und dem ebenso sehr niedrigen Innenwiderstand der
Ausgangsstufe des NAND-Gatters, da dieser jetzt auf LOW gesetzt ist,
sehr schnell entladen. Jetzt ist Ua wieder auf HIGH. Beim erneuten
Aufladen von C über R sperrt D erneut, weil die Spannung an Ua höher ist
als die Ladespannung an C. Diode D hat also eine Schalterfunktion. Man
muss eine Diode mit hoher Schaltgeschwindigkeit einsetzen. Die
universale Silizium-Kleinsignaldiode 1N914 hat eine Recovery-Time von
nur 4 ns und eignet sich sehr gut. Die Germanium-Diode 1N270 (beim
Einsatz des 74HC132) dürfte ähnlich schnell sein, da sie für
UHF-technische Schaltungen eingesetzt werden. Da die Hysterese besonders
bei niedriger Betriebsspannung klein ist, funktioniert dieser VCO nur
sauber, wenn man anstelle einer Silizium- (1N914) eine Germanium-
(1N270) oder Shottky-Diode verwendet. Germanium-Dioden kann man nur noch
einsetzen, wenn man sie in der Bastelkiste hat. Sie sind kaum noch
erhältlich. Also fällt die Wahl doch eher auf eine
Shottky-Kleinsignaldiode.
Je höher die VCO-Spannung an P eingestellt ist (mehr Strom durch R), um
so rascher wird C bis zu VT+ (siehe auch Bild 1) aufgeladen. Dadurch ist
die Zeitdauer T um so kürzer und um so höher ist die Frequenz des VCO
(f=1/T). Der bereits erwähnte sehr niedrige Innenwiderstand von D
verursacht stets eine sehr kurzzeitige Entladedauer t von C. Bei einem
Innenwiderstand der CMOS-Ausgangsstufe von etwa 100 Ohm oder weniger
(74HC132) erreicht man bei vorliegend dimensioniertem Beispiel ein
t/T-Tastverhältnis von etwa 1:1000. Will man ein kleineres
Tastverhältnis, schaltet man in Serie zur Diode D ein Widerstand. Bei
einem Wert von 1 k-Ohm reduziert sich das t/T-Tastverhältnis auf etwa
1:100. Es ist mit dieser einfachen VCO-Schaltung nicht möglich ein
d/T-Tastverhältnis von 1:2 (zeitsymmetrisch) zu realisieren. Will man
dies, muss man einen doppelt so hohen VCO-Frequenzbereich mit R und C
dimensionieren und dafür einen Frequenzteiler, mittels JK-Flipflop oder
von /Q nach D rückgekoppelten D-Flipflop, zwischenschalten. In Bild 2
ist ein T-Flipflop (T = toggle) einfachheitshalber gezeichnet. Das
Diagramm oberhalb der der Nadelimpulse des VCO-Ausganges Ua ist der
Flipflop-Ausgang mit der halben Frequenz (f=1/(2T)) und dem absoluten
Tastverhältnis von t/T=0.5. Die Grundlagen zu den Flipflops vermittelt
ebenfalls das
Elektronik-Kompendium
.
Warum aber soviel selbst bauen, wenn es viel einfacher geht! Man nehme
ganz einfach einen preiswerten PLL-IC, auch wenn man nur gerade seinen
VCO benötigt. Man verwendet diesen und lässt den Rest beiseite. Davon
berichtet das folgende Kapitel.
By the way: Bevor es weitergeht, es ist für den Electronic-Beginner
natürlich nicht verboten, die Schaltungen in den Bildern 1 und 2 auf
einem Testboard aufzubauen, um mit dem Herumexperimentieren zusätzlich
etwas dafür zu tun, ein Gefühl für die praktische Schaltungstechnik zu
entwickeln. Ich verspreche spannenden Zeitvertreib. :-)
Die VCO-Schaltung des CMOS-IC CD4046B bzw. MC14046B
Es lohnt sich dieses IC zu verwenden, wenn man, - aus welchen Gründen
auch immer -, nur gerade den VCO brauchen kann. Er hat zwei Features die
ihn interessant machen: Er erzeugt frequenzunabhängig ein stabiles
zeitsymmetrisches Rechtecksignal (t/T = 0.5) und man kann mit zwei
Widerständen exakt den relativen Frequenzbereich (Frequenzhub)
dimensionieren. R2 und C1 legen die minimale Frequenz am Ausgang fest,
wenn Ue (VCO-Spannung) den niedrigsten Wert hat. Die maximale Frequenz
wird durch R1 und C1, addiert mit der Offset-Frequenz (minimale
Frequenz), gebildet. Ue muss dabei maximale Spannung haben. Man beachte
dazu die beiden Formeln. Diese gelten aber nur mit Einschränkungen. Dazu
äussert sich das Datenbuch CMOS-LOGIC-DATA von Motorola (MC14046B):
Note: These equations are intended to be a design guide. Since
calculated component values may be in error by as much as a factor of 4,
laboratory experimentation may be required for fixed designs. Part to
part frequency variations with identical passive components is typical
less than ± 20%.
Vor allem diese Aussage "laboratory
experimentation may be required for fixed designs" ist
Wasser auf die Mühle meiner Elektronik-Minikurse. Ich danke dem Autor des
MC14046-Datenblattes... :-)
Graphische Darstellung von VCO-Spannung und Frequenz
Teilbild 4.1 illustriert den maximalen VCO-Frequenzbereich. Dies ist
dann der Fall wenn R2 unendlich hoch ist. In der Praxis bedeutet dies,
dass R2 nicht eingesetzt ist. Pin 12 des IC bleibt unbelegt. Der
Arbeitsbereich zeigt, dass die VCO-Spannung (Ue) nur zwischen beinahe
VSS und beinahe VDD liegen darf. Es gibt bei
beiden Spannungsextremen einen kleinen Totbereich, bei der eine
VCO-Spannungsänderung keine Frequenzänderung bewirkt. Teilbild 4.2
illustriert den durch R2 reduzierten relativen Frequenzbereich bei
gleich grossem VCO-Spannungsbereich.
Was ist der Zweck des eingeschränkten Frequenzbereiches bei gleich
grosser VCO-Spannung und damit der definierbaren Minimal- und
Maximalfrequenz? Realisiert man mit diesem VCO eine PLL-Schaltung, kann
man den VCO-Frequenzbereich möglichst genau dem Fangbereich der PLL
anpassen. Damit erreicht man ein stabileres Arbeiten der PLL-Schaltung.
Der restliche, durch das Loopfilter unterdrückte Phasenjitter, wird
dadurch zusätzlich minimiert. Mehr zum Thema PLL liest man
in meinen folgenden beiden Elektronik-Minikursen:
Komfortable VCO-Schaltung mit Wechselspannungseingang
Die folgende Schaltung ist ein Ausschnitt aus einem kleinen
batteriebetriebenen EMG-BioFeedback-Gerät, das dazu dient mit
Hautoberflächenelektroden gemessene EMG-Signale zusätzlich zu verstärken,
filtern, gleichrichten,
glätten
und mittels einer VCO-Schaltung eine eingangspannungsabhängige Tonfrequenz
zu erzeugen. Die Höhe der Tonfrequenz, verstärkt mit einem kleinen
Lautsprecher wiedergegeben, ist das Mass einer Muskelkontraktion. Soviel
zum Hintergrund der folgenden Schaltung in Bild 5:
Die Schaltung arbeitet im Single-Supply-Modus. Dies bedeutet, dass es
nur eine positive Betriebsspannung, nämlich +Ub gibt. Während im
Dual-Supply-Modus (±Ub) GND als Signalreferenz dienen kann, muss hier
ein Spannungswert zwischen +Ub und GND als Referenz erzeugt werden. Man
nennt diese Spannung auch den Arbeitspunkt. Bei analogen aktiven
Bauteilen die spannungssymmetrisch einwandfrei arbeiten, kann man für
den Arbeitspunkt exakt die halbe Betriebsspannung (+Ub/2) wählen. Ist
dies nicht der Fall, muss die Spannung des Arbeitspunktes so gewählt
werden, damit die maximale Spannungsaussteuerung der aktiven Bauteile
(Opamps) symmetrisch erfolgt. Dies erreicht man in der vorliegenden
Schaltung mit den beiden ungleichen Widerständen R14 und R15. Die '1' in
diesen beiden Widerständen bedeutet die Widerstandstoleranz von 1%. Die
resultierende Teilspannung wird mit C5, folgendem Impedanzwandler IC:A1
und C6 auf eine niedrige Impedanz gesetzt und rauscharm gehalten. Diese
Teilspannung ist der Arbeitspunkt, bzw. die Referenzspannung für die
gesamte Schaltung. Sie wird hier mit Ux bezeichnet.
IC:A2 arbeitet als Wechselspannungsverstärker mit einer Verstärkung
von etwa 20. R4 und C2 dienen der DC-Entkopplung mit einer
Hochpassfilter-Grenzfrequenz von 3.3 Hz. Der Eingang ist ebenfalls
mittels passivem Hochpassfilter aus C1 und R2 DC-entkoppelt. Durch die
Wahl von C1 und R2 kann man diese Grenzfrequenz bestimmen. Es empfiehlt
sich diese niedriger zu dimensionieren als die welche sich mit R4 und C2
ergibt. Wählt man für beide passiven Hochpassfilter die selbe
Grenzfrequenz, hat diese eine Dämpfung von 6dB anstatt bloss 3 dB, was
je nach Anwendung unerwünscht ist. Während das Hochpassfilter aus R4 und
C2 die DC-Offsetspannung des Opamp IC:A2 unterdrückt, unterdrückt das
Hochpassfilter aus C1 und R2 eine allfällige DC-Offsetspannung der
externen AC-Spannungsquelle und es ermöglicht Ue mit GND zu
referenzieren. R1 sorgt für die Ladung von C1 auf den Wert Ux, damit
beim Ankoppeln einer externen Quelle kein Störimpuls auftreten kann. Der
Eingangswiderstand beträgt nach vorliegender Dimensionierung 500 k-Ohm
(Parallelwiderstand von R1 und R2).
Auf diese Verstärkerschaltung folgt der
Synchron-Gleichrichter der in diesem Link
ausführlich beschrieben ist. Die so gleichgerichtete Wechselspannung
wird mit einem einstellbaren Integrator TIME-CONST gemittelt. Es
stellt sich eine Mittelwertspannung ein, welche aber nicht zu GND,
sondern zu Ux referenziert ist. Das heisst: Ohne
Eingangsswechselspannung Ue, liegt die Spannung am nichtinvertierenden
Eingang des Opamp IC:C (Pin 3) ebenfalls auf Ux. Dies bedeutet, dass der
Bereich der gemittelten Gleichspannung an C3 nur einen Wert zwischen Ux
und maximal etwas weniger als +Ub, hier 6 VDC, annehmen kann, weil der
Ausgang von IC:B2 nicht die volle Betriebsspannung erreichen kann. Die
nachfolgende VCO-Schaltung ist aber in der Lage eine
VCO-Eingangsspannung von beinahe GND (VSS) bis beinahe +Ub
(VDD) zu verarbeiten. Siehe dazu noch einmal Bild 4.
Dem aufmerksamen Betrachter fällt auf, dass der Widerstand an Pin 12
fehlt und er weiss jetzt, dass man damit die grösste
Frequenzaussteuerbarkeit (siehe Teilbild 4.1) erreicht. Wenn dieser
Widerstand unendlich ist, dass heisst einfach fehlt, hat man am Ausgang
den grösstmöglichen Frequenzbereich.
Es sei noch erwähnt, dass es auch eine HCMOS-Version dieses PLL-IC gibt.
Es ist der 74HC4046. Dieser eignet sich für höhere VCO-Frequenzen, dafür
hat er einen geringeren Betriebsspannungsbereich. Man konsultiere die
Datenblätter und vergleiche.
Der LinCMOS-Opamp
Die hier verwendeten Opamps sind sogenannte LinCMOS-Typen von
Texas-Instruments. Sie eignen sich für
Single-Supply-Anwendungen (z.B. +5 VDC). Dies bedeutet, die Spannung an
ihren Eingängen darf den Wert von GND haben, ohne dass die Opamps in
ihrer Funktionalität eingeschränkt werden. Die Ausgangsspannung geht
ebenfalls bis auf GND hinunter, wenn der Ausgang nicht mit einem
signifikanten Strom im mA-Bereich belastet ist. Die maximale
Eingangsspannung, welche verarbeitet werden kann, muss 1 V unterhalb der
Betriebsspannung liegen und die maximal mögliche Ausgangsspannung liegt
ebenfalls etwa 1 V unterhalb der Betriebsspannung, auch wenn die
Strombelastung noch so niedrig ist. LinCMOS-Opamps sind daher keine
(echten) Rail-to-Rail-Opamps, dafür sind sie preiswerter.
LinCMOS-Opamps gibt es in der Single-, Dual- und Quadversion. Bei jeder
Version gibt es Typen für den Low-, Medium- und High-Bias-Mode.
Der erstgenannte Typ benötigt am wenigsten Betriebsstrom und ist dafür
am langsamsten, d.h. dieser Opamp hat die geringste
Unity-Gain-Bandbreite und den niedrigsten Slewrate. Genau umgekehrt
verhält sich der zu letzt genannte Typ. Für Batterieanwendungen kann
man mit diesen LinCMOS-Opamps den Strom-/Leistungsverbrauch und die
Geschwindigkeit auf einander abstimmen.
Will man sich auf Single-Opamps beschränken, hat man die Möglichkeit den
Bias-Mode, bzw. Strom-/Leistungsverbrauch, in den selben drei Stufen mit
einem Opamp zu wählen. Dafür benutzt man den Opamp TLC271 mit seinem
Anschluss Bias-Select (Pin 8). Liegt er, wie bei IC:C in Bild 5, auf
positiver Betriebsspannung, ist der Low-Bias-Mode aktiv. Auf halber
Betriebsspannung gilt Medium-Bias- und auf GND-Pegel High-Bias-Mode.
Wenn der Opamp mit Dual-Supply (z.B. ± 2.5 VDC) betrieben wird, muss für
Medium-Bias (mittleren Strom-/Leistungsverbrauch und mittlere
Geschwindigkeit) der Bias-Select-Anschluss mit GND verbunden werden.
Dieser Anschluss bietet die Möglichkeit eine Schaltung - mit vielen
solchen LinCMOS-Opamps mit Low-Bias - in einen Standby-Zustand zu
schalten.
Texas-Instruments bietet
Datenblätter zu diesen LinCMOS-Opamps, die gut dokumentiert sind. Das
Datenblatt zum LMC271 enthält alleine 31 Funktionsdiagramme für den
High-Bias-Mode. Bild 5 enthält mit IC:A und IC:B zwei
Dual-LinCMOS-Opamps mit Medium-Bias Mode, - gekennzeichnet durch den
Buchstaben 'M' in der Typennummer von TLC27M2. Die '2' am Schluss weist
auf die Dualausführung hin. IC:C ist der LinCMOS-Opamp in
Single-Ausführung TLC271. Mit dem Anschluss Pin 8 (Bias-Select) nach +6
VDC ist der Opamp in den Low-Bias-Mode geschaltet.
Der aufmerksame Leser wird sich fragen, warum für IC:A und IC:B die
mittelschnellen Opamps nötig sind, während für IC:C der Low-Bias-Mode
ausreicht. Das ist schnell erklärt: IC:A2 verstärkt niederfrequente
Signale und IC:B gleichrichtet diese Signale. Dazu reicht der
Low-Bias-Mode nicht aus. Bei höheren Frequenzen würde die Amplitude
sinken. Dies wäre die Auswirkung der zu niedrigen Unity-Gain-Bandbreite.
Bei höheren Frequenzen und höheren Amplituden würde zusätzlich das
Signal
nichtlinear verzerren,
was eine Folge zu niedriger Slewrate ist. IC:C muss hingegen nur langsam
variable Spannungen verstärken, dessen Grenzfrequenz von der Einstellung
des Integrators mit einer Zeitkonstante zwischen 50 ms und 1 s gegeben
ist. Falls diese Schaltung mit einer Batterie betrieben wird, verschenkt
man sich wertvollen Power, würde IC:C im Medium- oder High-Bias-Mode
arbeiten.
Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C
Um die Schaltung mit IC:C in den Bildern 5 und 6 richtig zu verstehen,
empfehle ich den Elektronik-Minikurs
Operationsverstärker I zu lesen, es sei der Leser
verfügt über genügend Elektronikkenntnisse um auch so das Folgende zu
verstehen:
Die Schaltung in Teilbild 6.1 stammt aus dem Elektronik-Minikurs
Operationsverstärker I, Kapitel "Die virtuelle
Eingangsspannung bei der nichtinvertierenden Verstärkung" Teilbild 5.3.
Die Berechnungsformel zeigt wie die Referenzspannung Ur berechnet werden
muss, um eine Eingangsspannung Ue so zu kompensieren, dass Ua zu 0 VDC
wird. Im vorliegenden Beispiel wird eine Gleichspannung von 0.666 VDC
auf 0 VDC kompensiert. Wir übertragen diese Schaltung auf die in
Teilbild 6.2, welche die "Ux-Compensation" von Bild 5 ist. Ue
wird zu Ux und Ua wird zu Uvco. Ur bleibt sich gleich.
Der Opamp IC:C hat zwei Aufgaben: Er muss einerseits den zu kleinen
Bereich der DC-Steuerspannung auf den Bereich verstärken der sich für
den VCO-Eingang (Pin 9) für IC:D eignet. Ux kann sich nur zwischen 2.6
V (keine Eingangswechselspannung in Bild 5) und etwa 5 V ändern.
Dies ist eine Spannungsänderung von nur dUx = 2.4 V. Damit lässt sich
der nachfolgende VCO nicht aussteuern. R10 und R11 verstärken diese
Spannungsvariation auf 6.47 V, bezogen auf GND, was etwas mehr ist als
benötigt wird. Der maximale Eingangsspannungsbereich des VCO liegt
beinahe zwischen GND und der Betriebsspannung (Teilbild 4.1). Diese
Verstärkung wird folgendermassen berechnet:
dUvco = dUx * ((R10/R11)+1) = 2.4V * ((560k/330k)+1) = 6.47V
Es fällt auf, dass die Werte von P2 und R12 nicht in die Berechnung mit
einbezogen werden. Man kann diese praktisch vernachlässigen, wenn der
Parallelwiderstandswert von P2 und R12 klein ist gegenüber R11. Dies
trifft mit etwa 5 k-Ohm hier auch zu. Es gilt im schlechtesten Fall der
Parallelwiderstandswert von P2 und R12, weil der Quellwiderstand der
Betriebsspannung vernachlässigbar niedrig ist. Diode D1 hat einen
dynamischen Widerstand von weniger als 500 Ohm beim vorgegebenen
Querstrom Iq von etwa 0.3 mA.
Anderseits dient diese Opampschaltung als Pegelshifter. Der Wert von Ux
(kein Eingangssignal an Ue) muss mit D1, P2 und R12 auf GND
"heruntergezogen" werden können. P2 stellt man so ein, dass ohne
Eingangssignal der VCO gerade noch nicht oder, wenn man es bevorzugt,
mit einer sehr niedrigen Frequenz schwingt. Entsprechend des Wertes der
Ue-Wechselspannung (Bild 5) erfolgt dann die Höhe der VCO-Frequenz
fOUT, welche ausgewertet werden kann. Die Ux-Compensation
berechnet sich gemäss Formel in Bild 5 links zu:
Ur = Ux * ((R10+R11)/R10) = 2.6V * ((330k+560k)/560k) = 4.13V
R12 vor P2 reduziert den Einstellbereich von P2 auf ein brauchbares
Mass, trotzdem empfiehlt sich ein Mehrgang-Trimmpotentiometer wegen
der leichteren Einstellbarkeit zu verwenden.
Es stellt sich jetzt noch die Frage wozu die Diode D1 überhaupt
gebraucht wird. Im Prinzip müessen weder LinCMOS-Opamps noch der PLL-IC
CD4046B oder MC14046B mit seinem hier benötigten VCO stabilisiert
gespiesen werden. Eine einfache Batterie als Spannungsquelle genügt.
Nachteilig dabei ist allerdings, dass die VCO-Frequenz, besonders im
niedrigen Betriebsspannungsbereich, etwas abhängig ist von dieser
Betriebsspannung. Mit einer einigermassen konstanten Spannungsquelle mit
weniger als 1 VDC zwischen der Betriebsspannung und dem einen Anschluss
von P2, lässt sich diese Abhängigkeit etwas reduzieren. Dafür sorgt D1.
Dies geht aus Experimenten mit vielen CD4046B- bzw. MC14046B-Exemplaren
hervor. Dies ist nicht durch Datenblattinformationen gedeckt. Beim Einsatz
einer stabilisierten Betriebsspannung kann man auf D1 verzichten.
Um die Schaltung mit IC:C vollständig zu begreifen - begreifen wie sie
funktioniert - muss man sich klar machen, dass der Opamp im
eingeschwungenen Zustand eine Eingangsdifferenzspannung von praktisch 0
V hat. Dies bringt die Bezeichnung Ux' zum Ausdruck. Ux'
ist die sogenannte virtuelle Ux-Spannung. Wenn dies klar ist, versteht
man leicht, wie gross denn die Spannungen über R11 und R10 in Teilbild
6.2 sein müssen.
Thomas Schaerer, 09.09.2001 ; 02.12.2002 ; 17.12.2002 ;
15.03.2003(dasELKO) ; 18.12.2003 ; 03.01.2008
Bookmark
Findest Du Elektronik-Kompendium.de gut? Hat Dir diese Webseite auch schon weitergeholfen?
