Gegentakt-Endstufe ohne Ruhestrom:
Die praktische und verzerrungsarme Anwendung
Das Inhaltsverzeichnis meiner
Elektronik-Minikurse
Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort
von Jochen Zilg
Autor:
Thomas Schaerer
Buch 1
Buch 2
Einleitung
Für das Verständnis dieses anwendungsbezogenen Elektronik-Minikurses,
ist das Studium des einleitenden Voraussetzung. Hier der Link:
Praktische Schaltung einer Audio-Endstufe ohne Ruhestrom
Anstelle des LF356, wie im Theorieteil
thematisiert, wird hier ein NE5534 verwendet. Dieser Opamp ist nicht
weniger legendär. Er glänzt bis heute vor allem im Audiobereich.
Einerseits hat er eine sehr niedrige äquivalente Eingangs-Rauschspannung
(geeignet für Mikrophon-Vorverstärker) und er hat eine exzellente
Treiberfähigkeit. Bei einer Betriebsspannung von ±15 VDC kann er eine
Last von 600 Ohm bis auf ± 10 V ohne Amplitudenbegrenzung aussteuern.
Gerade diese Eigenschaft kommt der vorliegenden Anwendung zugute. Die
Unity-Gain-Bandbreite mit 10 MHz und die Slewrate von 6V/µs des NE5534
sind gross genug. Die HIFI-Anforderungen werden in der folgenden
Anwendung mehr als erfüllt.
Dem aufmerksamen Leser fällt auf, dass in der Endstufe in Bild 5 R3
hinzugekommen ist. Einer dieser aufmerksamen Leser gab mir den Tipp ein
paar Worte dazu zuschreiben. Ich hole dies an dieser Stelle nach: Im theoretischen Teil fehlt R3 in Bild 4b. Bild 4b
zeigt, wie die Übernahmeverzerrung durch die starke Gegenkopplung
praktisch verschwindet. Es wird an dieser Stelle allerdings auch darauf
hingewiesen, dass die Unterdrückung der Übernahmeverzerrung
frequenzabhängig ist. Je schneller der Opamp die
Basis-Emitter-Schwellenspannungen der beiden Endstufentransistoren
durchlaufen kann, um so geringer wirkt sich die Übernahmeverzerrung bei
höheren Signalfrequenzen aus. R3 unterstützt den Opamp in dieser Arbeit.
Nämlich solange der Laststrom am Ausgang (Lautsprecher) sehr gering ist,
fliesst durch R3 der dazu notwendige Strom. Erst dann wenn der Laststrom
soweit ansteigt - z.B. bei einer Sinusspannung -, dass der
Spannungsabfall an R3 die Basis-Emitter-Schwellenspannung einer der
beiden Endstufentransistoren (je nach Polarität) erreicht, fliesst in T1
oder T2 ein Basisstrom. Damit übernimmt der Transistor jeden weiteren
Stromanstieg. Der Strom in R3 bleibt konstant. R3 ist nicht unwichtig,
denn z.B. bei ganz leiser Musik kann es sein, dass er zur Stromleitung
einen erheblichen Beitrag leistet und damit wird der Klirrfaktor
zusätzlich wesentlich unterdrückt.
Das Eingangs-Tiefpassfilter aus R1 und C1, mit seiner Grenzfrequenz von
etwa 100 kHz, verhindert die Einkopplung allfällig hoher Feldstärken von
AM-Radiosendern, falls die Zuleitung sehr lang ist und als
Empfangsantenne wirken könnte. In diesem Fall würde die Eingangsstufe
des Opamp als AM-Demodulator wirken und man hätte unerwünschten
Radioempfang. Der NE5534 ist intern frequenzgangkompensiert, jedoch
nicht vollständig bis hinunter zu sehr geringer Verstärkung. Daher das
zusätzliche Kompensationsnetzwerk aus R2 und C2. Diese
Verstärkerschaltung ist erbrobt. Sie arbeitet in doppelter Ausführung
(Stereo) seit mitte der 1980er-Jahren in aktiven
Küchenlautsprecherboxen, gesteuert von der HIFI-Anlage meines
Wohnzimmers.
Warum zwei Betriebsspannungen?
Es gibt zwei unterschiedliche symmetrische Betriebsspannungen. Eine
stabilisierte elektronisch geregelte DC-Spannung von ± 15 VDC für den
Opamp und eine unstabilisierte von etwa ± 12 VDC für die Endstufe,
bestehend aus T1 und T2. Selbstverständlich könnte man auch diese
Endstufe mit der selben Spannung von ±15 VDC betreiben. Dies würde
jedoch eine unnötige Verlustleistung an der Endstufe und an den beiden
Spannungsreglern (Bild 6) verursachen und einen leistungsfähigeren Trafo
voraussetzen (Bild 6). Es ist aber gar nicht nötig die Endstufe mit
einer stabilen, geregelten Spannung zu betreiben. Die Spannungsregelung
für die Lautsprecherspannung übernimmt ohnehin der Opamp und die
Referenz dazu ist die Eingangsspannung NF-INP. Dazu kommt, dass die
ausgangsseitige maximale verzerrungsarme Amplitudenaussteuerung, bei
einer Betriebsspannung von ±15 VDC, bei maximal ±12 V liegt. Dies
deshalb, weil der Opamp selbst nur bis etwa 2 V unterhalb der positiven
und negativen Betriebspannung gesteuert werden kann und die
Endstufentransistoren, als Emitterfolger arbeitend, die maximale
Aussteuerung noch einmal um etwa ±1 V oder etwas mehr reduzieren.
Also darf die Betriebsspannung der Endstufe auf jedenfall geringer sein.
Dass man für die ungeregelte Spannung ±12 VDC vorsieht ist realistisch,
weil dies wäre die Nennspannung, also dann wenn das Netzteil voll
belastet ist. Dies ist aber bei Audio-Endverstärkern nie der Fall.
Realität ist, dass die mittlere verbrauchte elektrische Leistung beim
Lautsprecher sehr viel niedriger ist und die Nennleistung meist nur in
den Augenblicken von Bässen dann herausgefordert wird, wenn beim
Vorverstärker die Basseinstellung eine starke Anhebung aufweist. Weil
dem so ist, ist die ungeregelte DC-Spannung von ± 12 VDC
durchschnittlich höher. Unbelastet liegt die Sekundärspannung bei einem
25-VA-Trafo etwa 20% höher als bei der Nennlast. Bei nur geringer
Belastung liegt die Spannung für die Endstufe bei etwa 13 bis 14 VDC.
Mehr dazu im folgenden Abschnitt.
Netzteil zur (Stereo-)Audioendstufe von Bild 5
Dazu nehme man einen handelsüblichen Printtrafo mit einer Leistung von
25VA und einer doppelten Sekundärspannung von je 9 VAC oder 9.5 VAC, je
nachdem was man "von der Stange" bekommt. Für die Speisung von zwei
Endstufen (Stereobetrieb) gibt es eine simple ungeregelte duale
Brückengleichrichter-Elko-Speisung, bestehend aus GL, C1 und C2. Für die
geregelte Betriebsspannung von ±15 VDC mit den berühmten 7815 (VR1) und
7915 (VR2) braucht es eine symmetrisch aufgebaute Spannungsverdopplung,
bestehend aus D1 bis D4 und C3 bis C6.
Technische Daten
Es gilt also, dass zwei Endverstärker (Bild 5) im Einsatz sind, welche
vom Netzteil (Bild 6) gespiesen werden.
Verstärkung: 3.13 (10 dB) anpassungsfähig
Maximale Sinus-Leistung: 7 W (nur ein Kanal im Einsatz)
6 W pro Kanal (beide Kanäle im Einsatz)
(Last-Ersatzwiderstand
zur Messung = 8 Ohm)
Lautsprecheranforderung: je 10 Watt / 8 Ohm
Leistungsbandbreite: 100 Hz bis 15 kHz (7W / 6W)
20 Hz bis 30 kHz (6W / 5W)
Klirrfaktor bei je 4.5 Watt Sinusleistung an 8 Ohm:
0.23% bei 100 Hz
0.14% bei 1 kHz
0.06% bei 5 kHz
0.05% bei 10 kHz
Technische Daten im Visier...
Dem aufmerksamen Leser fällt bei den technischen Daten auf, dass die
Frequenzbandbreite bei nur einem Watt weniger drastisch besser ist. Die
maximale Frequenz ergibt sich aus der Slewrate der gesamten
Verstärkerschaltung. Oberhalb einer kritischen Frequenz und bei einer
bestimmten Ausgangsspannung verzerrt sich der Sinus allmählich zu einem
Dreieck. Wenn die Ausgangsspannung höher ist, setzt diese Verzerrung bei
niedriger Frequenz ein.
Warum verbessert sich noch drastischer die untere Grenzfrequenz von 100
Hz auf 20 Hz, wenn die Ausgangsleistung nicht auf die Spitze getrieben
wird? Das kommt ganz einfach davon, wenn der Lautsprecherstrom bei sehr
niedriger Audiofrequenz sehr hoch ist, dann kollidiert der ebenfalls
hohe Scheitelwert der Spannung am Lautsprecher mit der Rippelspannung an
den Ladeelkos C1 und C2 besonders kritisch und komplex. Die Form der
Rippelspannung wird durch Überlagerung des niederfrequenten Audiostromes
verzerrt und vergrössert wird. Dies führt erst recht zum Klippen der
Scheitelwerte der Lautsprecherspannung, wobei es auch zur Interferenz
zwischen der niedrigen Audiofrequenz und der 100-Hz-Rippelspannung der
Ladelkos kommt. Bei höheren Audiofrequenzen, bei grosser Belastung, ist
die Rippelspannung an den Ladeelkos geringer, weil die schnelleren
Laststromänderungen durch die Ladeelkos integriert (ausgemittelt)
werden.
Das Boucherot-Glied
Erster Leserbeitrag von Christian Heiling (Infineon)
Ich möchte Dir einen kleinen Nachtrag zu Deinem Elektronik-Minikurs mit
dem Titel Gegentakt-Endstufe ohne Ruhestrom: Die praktische und
verzerrungsarme Anwendung vorschlagen. Darin ist nämlich das, meiner
Meinung nach nicht ganz unwesentliche, R-C-Glied - bestehend aus R6 (47
Ohm) und C3 (22nF) - nicht dokumentiert.
Es handelt sich dabei um ein sogenanntes Boucherot-Glied, das
seinen Namen dem gleichnamigen französischen Schaltungstechniker
verdankt. Grundsätzlich dient es zu einer Art "Blindstromkompensation"
indem es die positive Reaktanz, die in der Lautsprecherimpedanz
(=induktiver Anteil) enthalten ist, durch die negative Reaktanz des
RC-Gliedes kompensiert und damit einen reellen Abschluss der
Verstärkerstufe erzeugt.
Nachdem diese Art der Kompensation natürlich immer nur für eine einzige
Frequenz gültig ist, in einem Audiosignal aber immer ein
Frequenzspektrum vorliegt, gibt es kaum einen nachvollziehbaren
mathematischen Hintergrund für die Dimensionierung des Boucherotgliedes.
Vielmehr verlässt man sich dabei auf empirisch ermittelte
Erfahrungswerte, wie es auch hier der Fall zu sein scheint.
Typische Werte der Elemente liegen für R zwischen 10 und 100 Ohm und
für C zwischen 10 und 100 nF. Diese Werte liefern eben für gängige
Lautsprechertypen im Bereich der statistisch maximalen Lastverteilung
gute Ergebnisse. Für qualitative sehr hochwertige Systeme werden
ohnehin Mehrweglautsprechersysteme verwendet, bei denen man die
Frequenzbereiche der einzelnen Lautsprecher enger eingrenzen kann als
es hier möglich ist.
Noch ein Hinweis für den Bastler:
Wenn die Verstärkerstufe z.B. zur Messung der (Leistungs)Bandbreite nahe
der oberen Grenzfrequenz (oder gar darüber - falls jemand nur die
Endstufe alleine testen möchte und Vorverstärker und Begrenzerfilter
weglässt) mit voller Amplitude betrieben wird, ist der kapazitive
Widerstand (hier von C3) relativ gering und es kann unter Umständen
vorkommen, dass der ohmsche Widerstand (hier R6) thermisch überlastet
wird und "abbrennt". In diesem - im normalen Betriebszustand nicht
auftretenden Sonderfall - ist die leistungsmässige Dimensionierung des
vorliegenden Boucherotgliedes zu beachten, wenn man dichten Qualm im
Labor vermeiden möchte.
Das Boucherot-Glied
Zweiter Leserbeitrag von Christian Heiling (Infineon)
Dieser zusätzlicher Leserbeitrag von Christian Heiling (bezieht sich auf
eine frühere Diskussion in den folgenden anklickbaren Newsgruppen des
UseNet und Mausnet).
In denen von Dir angegebenen Diskussionsforen...
...habe ich die Beiträge gelesen und bin zum Schluss gekommen, dass es
dort Leser gibt, die sich mit dem mathematischen Hintergrund des
Boucherotgliedes beschäftigen möchten. Aus diesem Grund ein weiterer
Nachtrag meinerseits:
Grundsätzlich werden 2 Behauptungen aufgestellt:
1. Ist man der Meinung, dass das Boucherotglied zur
Unterdrückung von hochfrequenten Ausgangsspannungen dient. Das ist im
allgemeinen zwar nicht sehr weit von der Wahrheit entfernt, trifft im
konkreten Fall der Gegentaktendstufe aber eher weniger zu. Die Sache
ist nämlich die: Die Ausgangsimpedanz der Endstufe ist sehr niedrig
und so macht es kaum Sinn, Hochfrequenzen gegen Masse abzuleiten. Viel
mehr muss man hier eine frequenzabhängige Gegenkopplung einsetzen, die
Hochfrequenzen am Ausgang erst gar nicht entstehen lässt, weil diese
schon eingangsseitig unterdrückt werden.
(In der im Elektronik-Minikurs angegebenen Schaltung ist das nicht
wirklich erfolgt. Das eingangsseitige Tiefpassfilter und die zusätzliche
Frequenzgangkompensation reichen aber völlig aus.)
Tatsächlich kann man das Boucherotglied zu diesem Zweck verwenden, wenn
keine Gegentaktendstufe vorliegt und z.B. direkt der Ausgang des OpAmp
verwendet wird (z.B. für Kopfhörer). Dann macht es durchaus Sinn die
Gegenkopplung durch starke Ausgangsbelastung abzuschwächen. Besonders
geeignet sind dazu aber Verstärkerschaltungen die mit einem
Transkonduktanzverstärker (OTA) aufgebaut sind. Mehr dazu in:
2. Bernd Mayer behauptet, dass man die Kapazität im
Boucherotglied gemäss der Gesetzmässigkeit
C=L/(R*R) allgemein
bestimmen kann. Das ist unter einer Bedingung völlig richtig! Diese
Bedingung ist - Bernd hat richtigerweise auch das korrekt erwähnt - dass
die beiden ohmschen Anteile gleich gross sein müssen.
Warum das so ist?
Nicht ganz einfach zu berechnen, aber doch leicht zu verstehen!
Es liegt also eine Parallelschaltung aus einem RC und einem RL Glied vor,
wobei R in beiden Fällen gleich ist.
Berechnung der Resonanzfrequenz:
Man berechne:
(R + 1/(j*w*C))||(R + j*w*L) --> die
Resonanzbedingung ist, dass der Imaginärteil gleich Null ist. Setzt
man also ....
*j = 0 und löst die entstehende Gleichung nach
w auf, kommt man zum bekannten Ergebnis
w = sqrt(1/(L*C)).
Löst man die Gleichung aber nicht nach
w, sondern nach
C,
so wird man feststellen, dass sich
w eliminiert und man die
frequenzunabhängige Bedingung
C=L/(R*R)erhält. Setzt man C diesen
Wert, so ist die Last für alle Frequenzen gleich R (Idealfall).
Wie kann das sein? - es lässt sich auch logisch erklären:
Bei steigender Frequenz erhöht sich die Reaktanz der Induktivität L gemäss
XL=j*w*L - dafür sinkt der sie durchfliessende Strom
iL -
womit die Spannung
uL=iL*XL konstant bleibt.
An der Kapazität herrschen analoge Verhältnisse. Der interessierte
Leser kann sich das anhand eines Zeigerdiagrammes visuell vor Augen
führen und wird die "totale Kompensation" mit Sicherheit verstehen.
Die Dimensionierung von C mit Hilfe einer Messung der Sprungantwort der
Lastimpedanz plus Boucherotglied ist eine gute Idee. Man kann auch - wenn
man eine beliebig grosse, genaue Referenzkapaziät verwendet und so die
Resonanzfrequenz ermittelt, die Induktivität L einigermassen schnell und
ausreichend genau bestimmen!
Somit verbleibt mir, dem Leser für sein Interesse zu danken, und für
weitere Fragen zu Verfügung zu stehen.
MfG.
Christian
Thomas Schaerer, ??.03.2000 ; 07.08.2002 ; 18.10.2002 ; 31.10.2002 ;
14.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 07.10.2004 ;
27.12.2005
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