"Was ist ein OTA?" und
"Ein Dynamiklimiter mit dem OTA LM13700"
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Einleitung
Einige Leser unter den Elektronik-Anfängern werden sich bestimmt fragen,
was denn ein OTA überhaupt ist und denken, sowas noch nie gehört zu
haben. Ja und dann erst noch den zungenbrecherischen Ausdruck, wenn man
die nicht abgekürzte Bezeichnung Operational Transconductance
Amplifier für den OTA ausspricht.
Einige Leser, welche das OTA-Funktionsprinzip kennen, mögen sich fragen:
Wozu ein Dynamiklimiter in dieser doch relativ aufwändigen Form (Bild 3)
und braucht es dazu überhaupt einen OTA? Schliesslich gibt es dazu auch
spezielle Kompander-ICs und in einem modernen Schaltungsdesign
integriert man solche Funktionen schon heute in DSP-Anwendungen. Diese
Überlegungen sind verständlich und treffen teilweise zu.
Was die vorliegende Limiterschaltung von andern unterscheidet, ist ihre
Präzision, von der noch die Rede sein wird. Die Frage ist natürlich, ob
man diese Präzision überhaupt benötigt. Es geht hier jedoch nicht nur
darum. Meine Elektronik-Minikurse bezwecken die Vermittlung von
grundlegender elektronischer Schaltungtechnik mit praktischen
Anwendungsbeispielen. Diesmal geht es um das Thema OTA und eine
Anwendung die ich selbstmal realisiert habe.
In der Elektronikausbildung ist es nach wie vor selbstverständlich, dass
man lernt wie ein Operationsverstärker funktioniert. Es genügt dabei
nicht den Opamp rein mathematisch abstrakt zu erfassen. Man sollte auch
verstehen wie er funktioniert, im Sinne von: Was geht da eigentlich vor?
Der OTA ist nichts anderes als eine Spezialform des Opamp, der
allerdings weitaus vielseitigere Anwendungen mit geringem Aufwand
zulässt.
Es kann sein, dass dejenigen die heute in einer Elektronikausbildung
stecken, später in der analog/digitalen IC-Entwicklung tätig sind. Aber
auch dort muss man verstehen wie Opamps, OTAs etc. funktionieren. Die
analoge Schaltungstechnik reduziert sich als wie mehr zugunsten von
digitalen Methoden (Controller, DSP, etc), aber ganz ohne wird es kaum
je gehen, weil die natürliche Umwelt, um die es sehr oft geht, immer
analog ist, - es sei man begibt sich in die Tiefen der Quantenebene, wo
einzelne Elektronen gezählt werden... :-)
Selbstverständlich werde ich hier das Rad kein zweites Mal erfinden. Es
gibt Literatur über den OTA. Ich werde darauf hinweisen. Es gibt hier
nur eine kurze Einführung, die aber ausreicht um die dargebotene
Anwendung des Dynamik-Limiters zu verstehen.
Wo bekommt man den OTA LM13700 ?
Lange Zeit gab es beim IC-Hersteller
National-Semiconductor
eine Doppelspurigkeit des OTA LM13600 und LM13700, bis der LM13600
abgekündigt worden ist. Die elektronischen Unterschiede waren zu gering.
Schaute man in die Webseite (März 2005) des Elektronik-Distributors
Farnell, so zeigte sich, dass
nur noch die SMD-Version (SOIC-Gehäuse) erhältlich ist. Hingegen bei
Distrelec ist der LM13700 nach wie
vor ab Lager im DIL-Gehäuse (Katalog 2007) erhältlich.
Es ist für mich immer wieder unverständlich, wie
Elektronik-Distributoren manchmal noch keineswegs veraltete ICs der
analogen Schaltungstechnik aus Ihrem Programm streichen, während
Steinzeit-Opamps wie der "741" ein fast traditionelles Dasein fristen
und bei den Käufern wahrscheinlich am ehesten ein müdes Lächeln
bewirken.
Beim LM13700 kann ich mir diese Verhältnislosigkeit nur
so erklären, dass dieser OTA bis heute relativ unbekannt geblieben ist,
obwohl er sich exzellent mit wenig zusätzlichen Bauteilen für sehr
viele unterschiedliche analoge Anwendungen eignet. Man bedenke: Es gibt
im Datenblatt zum OTA
LM13700
dreissig (!!!) unterschiedliche Applikationen, die ausgebaut werden
köennen. Dieser Elektronik-Minikurs zeigt ein solches Beispiel, und er
möge dazu beitragen, dass der OTA LM13700 etwas bekannter wird!
Es war einmal...,
... als es im goldenen Zeitalter der ELRAD, neben dieser lehrreichen und
praxisorientierten Monatszeitschrift vom selben Verlag, zusätzliche
Bücher und Extramagazine im A4-Format gab. Das waren die sogenannten
Laborblätter und die Extramagazine "Schaltungspraxis" mit dem
Untertitel "Schaltungsideen für Elektroniker".
Im Buch "LABORBLÄTTER Band 2" mit dem Untertitel "AUDIO und
NIEDERFREQUENZ" gibt es eine leichtverständliche Einführung in die
Arbeitsweise des OTA. Es ist natürlich verboten auch nur Teilinhalte
hier wiederzugeben. Weil ich dieses Rad kaum besser wieder erfinden
kann, bleibt mir, was die ausführliche Einführung zum OTA betrifft,
nichts anderes übrig, das oben erwähnte Buch zu empfehlen. Hier die
Daten:
-
LABORBLÄTTER Band 2
"AUDIO UND NIEDERFREQUENZ"
ISBN: 3-922705-81-2
Verlag Heinz Heise GmbH & Co. KG, Hannover (Deutschland)
OTA-Grundlagen in Kürze
Ein Operationsverstärker hat eine fixe sehr hohe Leerlaufverstärkung im Bereich von DC-Anwendungen und wenn nur sehr niedrige Frequenzen im Spiel sind. Diese hohe Leerlaufverstärkung nimmt bekanntlich mit zunehmender Frequenz rasch ab. Verantwortlich dafür ist die meist IC-interne Frequenzgangkompensation. Mehr über Opamps, kurz und klar zusammengefasst, findet man im Bauteilesektor des Elektronik-Kompendium von Patrick Schnabel:
Im Prinzip ist der OTA ein Operationsverstärker mit stromgesteuerter
Verstärkung. Allerdings hat der OTA anstelle eines Spannungs- ein
Stromausgang. Genau genommen ist der OTA ein Spannungs-Strom-
Verstärker. Daraus erkennen wir bereits einen signifikanten Unterschied:
Der OTA hat einen hohen und der Opamp einen niedrigen dynamischen
Ausgangswiderstand. Man spricht beim OTA auch nicht direkt von
Verstärkung. Der Ausgangsstrom ändert sich linear zur Spannungsdifferenz
der beiden Eingänge. Wir haben es mit einem
Vorwärts-Übertragungsleitwert zu tun, der in Siemens angegeben wird,
weil die Definition Strom/Spannung das Reziproke des Widerstandes
Spannung/Strom ist, der in Ohm angegeben wird. Dieser Wert hat
allerdings nur indirekt etwas mit dem Eingangs- (an Ue) und mit dem
Ausgangswiderstand (an Ua) zu tun. Beide Widerstandswerte sind
allerdings stark vom Steuerstrom, Biasstrom genannt, abhängig. Von
diesem Steuerstrom sind ebenso Anstiegsgeschwindigkeit und damit die
maximale Frequenzbandbreite abhängig, wenn der Ausgang eine Kapazität
steuert.
Einer der ersten OTA war der CA3080 von RCA. Er und seine Nachfolger
LM13600 und LM13700 von
National Semiconductor haben bei
einem Steuerstrom (Biasstrom) von 0.5 mA einen typischen
Vorwärts-Übertragungsleitwert von etwa 10 mS (Milli-Siemens).
Dies bedeutet:
-
gm = 10mS = 10mA/V
Wenn der Stromausgang einen Widerstand steuert, erzeugt er an ihm einen Spannungsabfall. Je grösser dieser Widerstand ist, um so grösser ist die Spannung und die Spannungsänderung. Also besteht ein direkter Zusammenhang zwischen Leitwert und Verstärkung, wenn wir an einem Widerstand am Stromausgang die Spannung messen. Verwenden wir z.B. einen Widerstand von 10 k-Ohm, ergibt sich folgende Verstärkung:
-
v = gm * R = 10mA/V * 10k = 10mA/V * 10V/mA = 100
-
Die Einheiten heben sich auf. Was bleibt, ist
die dimensionslose Verstärkung.
Da man mittels eines Steuerstromes (Biasstrom) nicht nur die
Verstärkung, sondern auch den Qellwiderstand steuern kann, eröffnen sich
vielseitige Anwendungsmöglichkeiten, wie Voltage Cotrolled Amplifier
(VCA), Stereo-Volume-Control, Amplitude-Modulator, Automatic Gain
Controlled Amplifier (AGC-Amplifier), Voltage Controlled Low- Pass
Filter, Voltage Cotrolled 2-Pole Butterworth Low-Pass Filter,
Triangular/Square-Wafe VCO und True RMS-Converter. Diese Beispiele sind
nicht vollständig (siehe weiter oben!). Es lohnt sich unbedingt diese
Schaltungen etwas kennen zu lernen! Wer noch im Besitze des
"Linear-Databook-1" von
National-Semiconductor ist, darf
sich glücklich schätzen! Man findet jedoch auch alles im Internet.
Eine Applikation, Figure 7, diente mir ursprünglich als erste Vorlage
für einen Dynamiklimiter. Ich testete diese Schaltung. Ich fand jedoch
eine bessere Lösung, die ich in der Ausgabe Nummer 12 des FENNER-Info
vom Juni 1991 publizierte. Diese Schaltung veröffentliche ich nun hier
im Elektronik-Kompendium, jedoch wesentlich differenzierter
beschrieben. Die FENNER-Info war eine Art Hauszeitung der Firma FENNER
AG (Schweiz), welche ein Distributor für ICs des Halbleiterherstellers
National-Semiconductor war.
Will man eine hohe Verstärkung, muss man einen relativ hohen Widerstand
an den Stromausgang schalten. Dies kann in Verbindung mit parasitären
Kapazitäten unerwünscht die Frequenzbandbreite reduzieren oder eine zu
niedrige Eingangsimpedanz der nachfolgenden Schaltung reduziert die
Verstärkung. Daher ist es stets sinnvoll einen Impedanzwandler nach zu
schalten. Die beiden OTAs LM13600 und LM13700 tragen dem Rechnung. Sie
enthalten für beide OTAs je einen integrierten Impedanzwandler, der aus
einer NPN-Darlingtonstufe besteht.
Dynamiklimiter mit scharfem Begrenzungseinsatz
mit dem OTA LM13700
Was ist Dynamik? Wozu ein AGC-Amplifier?
Unter Dynamik versteht man das Verhältnis zwischen hohem und niedrigem
Signalpegel. Klassische Musik, wie z.B. "Die Moldau" aus "Mein
Vaterland" von Friedrich Smetana, hat sehr grosse Pegelunterschiede. Die
Moldau
projiziert das leise und sanfte Entstehen der Quellen in den
Bergen, dann gibt sie die tosenden Stromschnellen wieder bis hin zum
sanften Ausfliessen in die Elbe. Eine solche Musik hat einen hohen
Lautstärkeunterschied oder anders gesagt, sie hat eine hohe Dynamik.
Moderne Popmusik tönt hingegen fast immer gleich laut. Die Dynamik ist
entsprechend niedrig.
Diese hohe Dynamik von klassischer Musik macht es praktisch unmöglich
sie im fahrenden lärmenden Auto zu hören. Es wäre aber leicht möglich,
wenn das Autradio eine ein- und ausschaltbare Dynamikkompression hätte,
welche den grossen Lautstärkeunterschied verkleinert. Ich habe
allerdings noch nie etwas von einem Autoradio gehört oder gesehen, das
eine solche Funktion, die das Autoradio kaum verteuern würde, integriert
hätte. Falls mir jemand das Gegenteil erzählen kann, würde es mich
interessieren.
Ein AGC-Amplifier steuert z.B. seine Verstärkung so, dass innerhalb
eines gewissen Bereiches des Eingangspegels kein signifikanter
Unterschied des Ausgangspegels entsteht. Dies nennt man einen
Dynamiklimiter. Wenn ein AGC-Amplifier hingegen eine hohe Dynamik in
eine definiert niedrige Dynamik umwandelt, spricht man eher von einem
Dynamikkompressor. Die gegenteilige Funktion ist ein Dynamikexpander.
Eine integrierte Schaltung, die für beide Funktionen verwendet werden
kann, nennt man einen Dynamik-Kompander.
Warum nicht die Applicationnote Figure 7 ?
Bild 1 zeigt die Applicationnote Figure 7 des LM13700-Datenblattes von
National Semiconductor. Es ist ein
AGC-Amplifier. Der Biasstrom (Steuerstrom) Ib hat mit R2 einen fixen
Wert von 1 mA. Damit ist auch der Vorwärtsleitwert von etwa 20 mS und
die Spannungsverstärkung an P2 (Ua) festgelegt. Ua ist die
dynamikbegrenzte niederfrequente Ausgangsspannung (z.B. Audio-Signal).
Ein Teil dieser Spannung führt mit P2 zur Darlingtonschaltung T1/T2. Da
vom Emitter-Ausgang kein Widerstand gegen -15 VDC geht, arbeitet T1/T2
als Einweggleichrichter. Dabei sind die beiden Basis-Emitter-Dioden von
T1 und T2 quasi in Serie geschaltet. R3 dient einzig als
Ladestrombegrenzung für C1. C1 liefert eine geglättete
Spitzenwert-DC-Spannung Uf (f = feedback), die proportional zur
niederfrequenten Eingangsspannung Ue (z.B. Audio-Signal) ist. Uf steuert
die IC-internen Linearisierungsdioden (D2) und (D3). Leiten diese Dioden
einen Strom, wirken sie mit ihrem Innenwiderstand mit R1 als
zusätzlichen Spannungsteiler und Ua stabilisiert sich. Je grösser Ue, um
so grösser Uf und die Diodenströme von (D2) und (D3), und umso niedriger
die Verstärkung. Ua bleibt konstant. Mit P2 wird die Kompressionstiefe
eingestellt. Das heisst, je mehr der Schleifer von P2 an Pin 5 bzw. Pin
12 liegt, um so niedriger ist Ue bei der die AGC aktiv wird und Ua sich
stabilisiert. Dadurch wird mit P2 auch der Wert von Ua definiert. Soll
Ua unabhängig von der Kompressionstiefe eingestellt werden, muss dies mit
einem weiteren Potmeter an Pin 5 (Pin 12) erfolgen. Das Signal des
Schleifers führt über einen Impdanzwandler oder Verstärker zum Ausgang
Ua. Mit P1 lässt sich die Offsetspannung abgleichen.
Diese sehr einfache, aber funktionierende Schaltung, hat allerdings auch
Nachteile. Die Linearisierungsdioden (D2) und (D3) erlauben nur eine
geringe maximale Eingangsspannung Ue. Nur etwas zu hoch und es erzeugt
an Ua sogleich Amplitudenverzerrungen. Der Klirrfaktor wird schnell
unerträglich hoch. Dazu kommt, dass P2 die Ausgangsimpdanz an Ua
bestimmt, weil P2 an der dynamisch hochohmigen Stromquelle angeschlossen
ist. Man sollte einen Impedanzwandler mit Verstärkung 1 als Puffer
nachschalten.
Ein weiterer, je nach Anwendung, gravierender Nachteil zeigt die
Application-Note Figure 7 von
National-Semiconductor. Wenn sich
Ue signifikant schneller reduziert, als C1 sich über den Eingangswiderstand
RIN an Pin 2 oder Pin 15 entsprechend entladet,
zeigt Ua einen praktisch ebenso schnellen Spannungseinbruch. Bedingt
durch die Regelzeitkonstante, gegeben durch die Zeitkonstante
C4*RIN, hat die Regelzeit eine sehr grosse Toleranz
von einem Faktor 2.6. Die Ursache dafür ist der schlecht definierte
Eingangswiderstand RIN mit einer Toleranz zwischen
minimal 10 k-Ohm und typisch 26 k-Ohm. Siehe NSC-Datenblatt. Die
C4*RIN-Zeitkonstante hat eine Toleranz zwischen
minimal 200 ms und typisch 520 ms, wobei diese Werte auch noch
temperaturabhängig sind. In der selben Grössenordnung liegt die
sogenannte Erholungszeit (Recoverytime). Nach dieser Zeit hat Ua wieder
den selben Wert wie vor der sprunghaften Reduktion von Ue. Für diese
Erklärung eignet sich etwa das Diagramm in Bild 5, jedoch mit andern
Zeitwerten. Mit einem zusätzlichen Widerstand R4 reduziert man die viel
zu hohe Toleranz nur dann signifikant, wenn R4 wesentlich niederohmiger
ist als RIN und das bedeutet, dass C1 für die
gleich grosse Regelzeitkonstante drastisch erhöht werden müsste und dies
stösst schnell an den Limit der Treiberfähigkeit der Darlingtonstufe
T1/T2 des LM13700. Daher, diese NSC-Application Figure 7 (Bild 1) eignet
sich wirklich nur dann, wenn nur sehr geringe Ansprüche gestellt werden!
Der andere Weg...
Vor sehr vielen Jahren realisierte ich einen Dynamiklimiter für den
Betrieb einer Induktionsschlaufe. Es ging um eine Übersetzeranlage. Es
war wichtig, mit möglichst wenig Verzerrung im Limiterbereich zu
arbeiten. So ist es möglich die Leistungsendstufe, welche die
Induktionsschlaufe steuert, meist auf maximale Ausgangsleistung zu
halten. Damit erreicht man ein maximal starkes Magnetfeld und ebenso
eine maximale Störspannungsreduktion bei den Induktionsemfängern, weil
das Verhältnis zwischen Nutz- zu Störsignal immer gleich gross bleibt,
unabhängig davon, ob der Sprecher etwas lauter oder etwas leiser in das
Mikrophon spricht. Das ist wichtig, denn sonst machen sich sehr leicht
störende Netzbrummspannungen und Rundsteuersignale des 230VAC-Netzes in
den Empfängern bemerkbar.
Ich blätterte weiter in den Applicationnnotes des LM13700 und grübelte
beim "Stereo Volume Control". Da wusste ich, dass dies der Weg zum
Erfolg sein wird und ich entwarf eine AGC-Schaltung die den Biasstrom
steuert, wie Bild 2 illustriert (es ist nur ein Stereokanal abgebildet):
In dieser Schaltung werden die Linearisierungsdioden für den eigentlich vorgesehenen Zweck benutzt. R2 begrenzt den Strom auf 1 mA. Der Biasstrom Ib (IABC) steuert die Verstärkung und somit die Ausgangsspannung Ua an R3. Durch die Vorschaltung von R4 ist es möglich, die Verstärkung mit einer DC-Spannung Us zu steuern. Dies wäre also die Grundlage für eine komfortable AGC-Schaltung, wenn man den Aufwand nicht scheut. R1 bildet mit einem Teil des P1 einen Spannungsteiler vor dem nichtinvertierenden Eingang. Durch Drehen des Schleifers an P1 lässt sich die Offsetspannung abgleichen. Der IC-interne Darlington, auch als Pufferstufe bezeichnet, ermöglicht eine relativ niedrige Ausgangsimedanz an Ua. Es empfiehlt sich diese Schaltung auf einem Testboard für den persönlichen Lern- und Erfahrungszweck aufzubauen und etwas damit "herumzuspielen". Die Schaltung in Bild 2 gibt die Hälfte von Figure 4 des Datenblattes des LM13600 und LM13700 wieder.
Dynamiklimiter mit LM13700
Drei Eigenschaften zeichnen die vorliegende Schaltung in Bild 3 aus:
Begrenzungseinsatz mit scharfem Knick, konstanter Ausgangspegel im
Regelbereich und rasche Regelung bei plötzlichem Anstieg des
Eingangssignales Ue. Diese Eigenschaften werden von der hier erprobten
Schaltung erfüllt.
Arbeitet der Dynamiklimiter unterhalb der Regeleinsatzschwelle, fliesst
am Biaseingang des OTA ein konstanter Strom Ib von etwa 2mA, gegeben
durch die beinah volle Betriebsspannung von 30 VDC und R6. Transistor T2
ist offen. Wenn man sich das Datenblatt des LM13700 zu Gemüte führt,
erfährt man, dass der Bias-Input-Verstärker auf dem Potential von -Ub
liegt. Durch diese 2 mA ist die Verstärkung zwischen Ue und Ua konstant.
Die Verstärkung (ohne AGC-Funktion) wird mit dem Trimmpotmeter R1 auf
exakt 0 dB (Gain = 1) abgeglichen. Es empfiehlt sich dafür ein
Mehrgang-Trimmpotmeter zu verwenden. Die IC-interne Darlington- bzw.
Impedanzwandlerstufe T1 dient als niederohmige AC-Spannungsquelle für
den Ausgang Ua, als auch für die Steuerung des Feedbacknetzwerkes,
welches mit dem Vierfachoperationsverstärker IC:A1 bis IC:A4 realisiert
ist.
IC:A1 dient als Impedanzwandler mit Verstärkung 1 (0 dB). Dadurch wird
die Ausgangstufe T1 nicht unnötig belastet. Das passive Hochpassfilter
aus C5 und R10 dient der Entkopplung des negativen DC- Spannungsanteiles
am Emitterausgang von T1. IC:A2 und IC:A3 arbeiten als
Vollweggleichrichter und der folgende Integrator/Peakdetektor erzeugt
eine dem Ausgangspegel Ua proportionale DC-Spannung Uf. Übersteigt Uf
den Wert der Referenz-DC-Spannung Ur, steigt die Ausgangspannung von
IC:A4. Transistor T2 beginnt zu leiten (Kollektorstrom). R6 wirkt mit
dem Kollektorstrom von T2 als DC-Spannungsteiler. Der Spannungsabfall
von R6 reduziert sich. Dadurch verringert sich der OTA-Biasstrom Ib und
damit die Verstärkung zwischen Ue und Ua. Je grösser Ue, desto geringer
Ib und Ua bleibt konstant.
Der scharfe Knick in der Übergangsphase wischen ungeregeltem und
geregeltem Betrieb (Limiter) und ebenso die Konstanz des Ausgangspegels
Ua im Limiterbetrieb ergibt sich aus der extrem hohen Verstärkung von
IC:A4 und der Transistorstufe T2. Wäre diese extrem hohe Verstärkung
ständig wirksam (reiner Betrieb als Komparator), würde der Limiter nicht
stabil arbeiten. Erreicht Uf den Wert von Ur, würde die Regelschaltung
als Ganzes überreagieren und schwingen (pumpen). Um dies zu vermeiden -
das System als Ganzes zu dämpfen - wirkt das Gegenkopplungsnetzwerk aus
R21 und C7 mit R20 und R27 im Emitterkreis des T2. Man kann die
Schaltung um IC:A4 auch als einen aktiven Integrator betrachten.
Allerdings hat ein aktiver Integrator im Gegenkopplungspfad nur ein
Kondensator und keinen zusätzlichen in Serie geschalteten Widerstand. Im
vorliegenden Fall ist es praktischer, wenn man die Schaltung um IC:A4
als Komparator für DC-Spannungen betrachtet. Wenn sich jedoch Uf ganz
nahe bei Ur ändert, dann soll sich, durch den Umladevorgang von C7, die
hohe Verstärkung von IC:A4 kurzzeitig drastisch auf einen Wert von etwa
50 (R21/R20) reduzieren. C7 wirkt in diesem Augenblick mit einer
niedrigen Reaktanz (kapazitiver Widerstand). Wie es zu diesem Wert von
50 kommt, ermittelte ich damals auf dem Testboard empirisch. Er ist so
niedrig gewählt, dass sich eine schnelle Änderung des Pegels an Ue stark
aperiodisch gedämpft auf Ua auswirkt. Damit wird ein unerwünschtes
Oszillieren mit Sicherheit reproduzierbar vermieden.
Wenn die Schaltung im Limiterbereich arbeitet, hat IC:A4 eine
Ausgangsspannung welche um etwa 3.5 VDC unterhalb -Ub liegt. Also etwa
-11.5 VDC. Dies ergibt sich aus der Basis-Emitter-Schwellenspannung von
T2 und dem Spannungsteiler R22/R23. Erst wenn diese 3.5 VDC unterhalb
von -Ub liegt, ist ein Limitereinsatz möglich. Vorher leitet T2 nicht.
Dies hat den Vorteil, dass man keinen Opamp mit
Rail-to-Rail-Eigenschaften am Ausgang verwenden muss und es ermöglicht
die Ausgangsspannung von IC:A4 auch für anderes zu verwenden. Dies
geschieht mit T3. Noch bevor diese 3.5 VDC unterhalb -Ub erreicht wird,
leitet T3, - also im Übergangsbereich wo die Schaltung in den
Limiterbereich umschaltet. Damit wird erreicht, dass die LED "LIMITED"
rechtzeitig leuchtet und anzeigt, dass die Schaltung den Eingangspegel
begrenzt.
Integrator / Peak-Detektor
Warum diese Doppelbezeichnung? Dieser Schaltungsteil hat zwei
Regelzeitkonstanten. Eine sehr kleine, bestehend aus R16 und C6 (D3 ist
vernachlässigbar), dient einem raschen Regeleinsatz beim Überschreiten
der Regeleinsatzschwelle, als auch bei einer plötzlichen Erhöung von Ue
innerhalb der Regelung. C6 wird durch R16 über D3 rasch (nach- )geladen.
Eine wesentlich grössere Zeitkonstante ergibt sich aus R17 und C6
(unbedingt Tantal-Elko für C6 verwenden!).
Dies führt dazu, dass die Uf praktisch dem Spitzenwert der
gleichgerichteten Spannung entspricht. Bei einer Sinusspannung ist das
Verhältnis zwischen Scheitel- und Mittelwert gegeben. Beim Sprachsignal
ist dies weniger der Fall. Trotzdem wirkt es sich in der Praxis nicht
störend aus, weil die Zeitkonstante von R16 und C6 nicht so niedrig ist,
um jede sehr schnelle Spannungsspitze zu "schlucken". Man kann sagen,
der Peak-Detektor wirkt auch als Integrator. Die Teil- Integratorwirkung
beim IC:A4 trägt auch einen gewissen Teil dazu bei. Siehe dazu Kapitel
"Grenzen der Anwendungen".
Wenn Ue fällt, sinkt auch die pulsierende DC-Spannung am Ausgang des
Gleichrichters. Damit C6 sich nur sehr langsam über R17 und nicht auch
über den viel niederohmigeren R16 entladen kann, sorgt D3 als sperrende
Diode. Diese Art des schnellen Regeleinsatzes und der langsamen
"Erhohlungsphase" eignet sich besonders für Sprachanwendungen, weil
damit kurze Sprechpausen zwischen den Worten leicht überbrückt werden.
Der Ausgangspegel bleibt praktisch konstant.
Wenn die Schaltung in Betrieb gesetzt wird, kann Uf anfänglich einen
hohen Wert annehmen, wenn die Diode D4 nicht dafür sorgt, dass C6
beschleunigt entladen wird. Ohne D4 könnte es sehr lange dauern bis die
Schaltung einsatzbereit wäre.
Regeleinsatz
Bild 5 illustriert die langsame Erholungsphase bei einer sofortigen Reduktion von Ue von z.B. 12 dB (etwa Faktor 4). Nach etwa zwei Sekunden ist Ua gleich gross wie zuvor. Erhöht sich Ue plötzlich wieder auf den Ursprungswert, merkt man kaum einen Unterschied von Ua. Wäre diese Zeitkonstante grösser, können sich Verzerrungen akustisch bemerkbar machen, wenn die Amplituden eines Audiosignales kurzzeitig durch die Betriebsspannung begrenzt würden. Ist jedoch die Einregelzeit sehr kurz, fällt dies nicht oder nur sehr wenig im Extremfall auf.
Grenzen der Anwendungen
Für Sprachsignale und Musiksignale mit geringen Bassanteilen (linearer Frequenzgang) arbeitet die vorliegende Schaltung sehr gut. Bessere Resultate erziehlt man, wenn das Audiosignal hochpassgefiltert ist. Es empfiehlt sich ein aktives Butterworth-Hochpassfilter zweiter Ordnung mit einem Opamp mit einer Grenzfrequenz von etwa 100 Hz. Für Sprachanwendungen kann man auch eine etwas höhere Grenzfrequenz wählen. Musiksignale mit hohem Bassanteil eignen sich nicht! Für exakte messtechnische Aufgaben eignet sich diese Schaltung überhaupt nicht! Hier wäre ein AC(RMS)/DC-Converter mit symmetrischer Zeitkonstante das Richtige.
Abgleich und Schlusswort
Anstelle von R18 und R19 (Bild 3 oder Bild 4) kann man auch ein Potmeter verwenden. Damit wäre die Limitereinsatzschwelle und somit die Kompressionstiefe beeinflussbar. Geht es aber bloss darum, die Ausgangsspannung Ua an den Endverbraucher zu optimieren, kann zwischen Ua und GND ein Potmeter geschaltet werden. Dieses Potmeter sollte 10 k-Ohm nicht unterschreiten! Es empfiehlt sich, dass nur relativ hochohmige Eingänge gesteuert werden. Ein LINE-Eingang eines Endverstärkers mit z.B. 50 k-Ohm Eingangswiderstand ist problemlos. C4 (Bild 3) dient der DC-Entkopplung und R9 (Bild 3) vermeidet eine kapazitive Belastung des Emitterfolgers, falls ein langes abgeschirmtes Kabel angeschlossen wird. Ohne R9 bestünde das Risiko von unerwünschter Oszillation.
Technische Daten
Linearer Bereich: Ue = 0 ... 1.8 V eff sinus Limiter-Bereich: Ue = 1.8 ... 11 V eff sinus Limiter-Schwelle: 1.8 V eff sinus (bedingt durch Ur) Kompressionsverhältnis: 74 dB / dB Frequenz-Bandbreite: 10 Hz ... 700 kHz (-3dB) komprimiert Frequenz-Bandbreite: 20 Hz ... 700 kHz (-3dB) unkomprimiert Signal-Rausch-Abstand: 76 dB Übersteuerbarkeit: 16 dB Betriebsspannung: ± 15 VDC
Sehr interessanter Leserbrief von Andreas Ey
Bei Reichelt finde ich noch
sämtliche OTAs, die ich kenne: LM13600 = NE5517, LM13700 und den guten
alten CA3080, der im neuen Formant (Synthesizer)-Buch von Elektor viel
verwendet wird, um VCAs und VCFs zu realisieren. Der 3080 ist ein
uraltes Bauteil, das im Gegensatz zu den LM-Typen keine
Linearisierungsdioden besitzt. Die Vorteile der LM-Teile wurden
irgendwann 'mal in einer alten Elektor beschrieben. Wenn's jemanden
interessiert, kann ich's
raussuchen.
BurrBrown hat vor einigen Jahren ein interessantes Bauelement auf den
Markt gebracht: Den "Diamond-Transistor". Im OPA 660 ist das Teil nebst
einem Buffer integriert. Sieht man sich die Beschreibung an, erkennt
man, dass der Diamond-Transistor nichts anderes ist, als ein OTA! Und das
für relativ hohe Frequenzen. Wer also gerne mit einem OTA arbeiten
möchte, der eine Grenzfrequenz von 850MHz und eine Slewrate von 3000V/us
aufweist, der soll sich doch 'mal bei BurrBrown (gehört jetzt zu
Texas Instruments) umsehen. Es gibt dort
noch einen weiteren Baustein der Familie (OPA2662), der den OTA mit
Buffer gleich zweimal enthält.
Auch die Applicationnotes sind recht interessant. Allerdings ist
anzumerken, dass die Teile so "heiss" sind, dass sie beim kleinsten
Layoutfehler ein Eigenleben in Form von HF-Schwingung entwickeln.
Burr-Brown hat damals von einem Praktikanten spezielle Layoutvorlagen
entwickeln lassen, die einen sicheren Betrieb gewährleisten sollen. Man
konnte die fertigen Platinen zu Versuchszwecken auch kaufen. Ob das über
TI noch möglich ist, weiss ich nicht.
Übrigens eine Empfehlung für alle, die sich für Grundschaltungen
interessieren: Beschafft Euch alte Jahrgänge der Elektor! Die Hefte von
1970 bis knapp in die 80er Jahre strotzen nur so von genialen Ideen.
Grund dafür waren der Mangel an komplexen Bausteinen, wie es sie heute
zuhauf gibt, sowie die hohen Preise, sofern einmal ein IC gepasst hätte.
So gibt es damals zum Beispiel mit Transistoren diskret aufgebaute
OpAmps, die sich gut zum Experimentieren eigneten. - Schade! Dieser
Einfallsreichtum im Kleinen wird heute kaum mehr gepflegt.
Bemerkung von mir (Th.Schaerer) zum letzten Abschnitt des
Leserbriefes:
Dass dieser Einfallsreichtum im Kleinen heute kaum noch gepflegt wird,
ist aus den genannten Gründen nachvollziehbar, trotzdem nicht ganz
verständlich. Vor allem dann nicht wenn die Elektronikausbildung im
Vordergrund steht. Hier geht es doch darum, dass der Student Einblick in
eine gewisse Tiefe der elektronischen Schaltungstechnik erhält. Was er
auf dem Niveau einzelner Transistoren lernt, dient ihm als Grundlage
auch dafür, wenn er später im IC-Design tätig ist.
In den Diskussionsforen der Elektronik fällt mir schon lange auf, dass
das Bauklötzchendenken stets zunimmt im Sinne von: "Wer weiss von einem
IC der mir dies oder jenes macht?". Dabei ist es, wenn man nur etwas
nachdenkt, oft gar nicht aufwändig, wenn man die Schaltung selbst
realisiert und als Nebeneffekt lernt man noch etwas dabei. Diese Haltung
entspricht der Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse.
Neuste Info vom Mai 2005: OPA660 und OPA2662 werden leider nicht mehr
hergestellt!!!
Thomas Schaerer, 03.06.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 24.09.2003 ; 16.12.2003 ; 01.03.2005 ; 21.05.2005 ; 08.05.2007(Korrekt.Moldau) ; 24.09.2007