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Operationsverstärker
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Instrumentationsverstärker

Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker

Käufer Elektronik-Workshop Kundenmeinung:
Mein Lob gilt der übersichtlichen und schönen Darstellung und der guten didaktischen Aufbereitung. Selten werden Schaltungen so gut erklärt, dass es auch noch Spaß macht sich damit zu beschäftigen.

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Timer 555

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Kondensatornetzteil
Kondensator statt Trafo: Kostengünstiges Netzteil

 


Einleitung

Oft benötigt man für den Anschluss an die 230-VAC-Netzspannung ein Netzteil mit geringer Leistung für den Betrieb einer leistungsarmen elektronischen Schaltung. Dies kann z.B. eine einfache Ein-/Ausschaltverzögerung für unterschiedliche Verbraucher oder eine Master-Slave-Schaltung sein, bei der beim Ein- und Ausschalten eines Gerätes andere Geräte mit ein- und ausgeschaltet werden oder auch eine einfache Temperaturregelung. Verbraucht die Schaltung nur wenig Leistung, benötigt die Speisung nur dann einen Trafo, wenn eine galvanische Trennung vorausgesetzt ist. Wenn nicht, genügt oft eine kapazitive Strombegrenzungsschaltung (Reduktionszweipol) mit einem Kondensator. Der Kondensator wirkt als kapazitiver Vorwiderstand. Wegen der Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom von beinahe 90 Grad, erzeugt der für diesen Zweck geeignete Kondensator keine nennenswert real existierende Verlustleistung. Die Verlustleistung beim Einsatz von Trafos für die selbe geringe Leistung ist durch die Eisen- und Kupferverluste signifikant grösser. Dass dieser Vergleich trotzdem nicht ganz korrekt ist, merkt man wenn man aufmerksam diesen Elektronik-Minikurs liest... ;-)

Dieser Elektronik-Minikurs beginnt mit den Grundlagen zu dieser Art von Netzteilschaltungen, die man KONDENSATORNETZTEILE bezeichnet. Man wird beim Lesen schnell bemerken, warum es unsinnig ist, mit dieser Methode leistungsstarke Netzteile zu realisieren. In allen Kondensatornetzteilen beobachtet man in Serie zum kapazitiven Vorwiderstand, einem X2-Kondensator, einen zu diesem in Serie geschalteten meist niederohmigen Widerstand im 100-Ohm-Bereich. Es wird, falls dazu überhaupt etwas geschrieben wird, bestenfalls erwähnt, dass dieser Widerstand der Einschaltstrombegrenzung dient, falls das Netzteil zufällig im Augenblick einer hohen Netzspannung, z.B. beim Sinusscheitelwert, eingeschaltet wird. Bisher fand ich jedoch noch in keiner publizierten Schaltung eines Kondensatornetzteiles eine Beschreibung zur Dimensionierung dieses Widerstandes. Dieses Thema spielt hier eine zentrale Rolle.

Zum Schluss folgen noch zwei Anwendungsbeispiele von Kondensatornetzteilen. Das erste Beispiel zeigt eine Schaltung mit Netzspannungsverzögerungen für eine Audioanlage zwecks Unterdrückung von Knack- und Verzerrungsgeräuschen bei Ein- und Ausschaltvorgängen. Das zweite Beispiel illustriert die Beschaltung einer Regelschaltung o. ä. mit einem Halbleiterrelais, wenn höhere Schaltfrequenzen und/oder Ein-/Ausschaltungen im Sinusnulldurchgang erfolgen müssen.



230-VAC-Netzspannung!!! Lebensgefahr!!! Nichts für Anfänger!!!

Die vorliegenden Schaltungen arbeiteten unter Netzspannung von 230 VAC. Es ist höchste Vorsicht geboten! Erste und wichtigste Voraussetzung für diese kapazitive Netzteilmethode ist, dass das Fehlen der galvanischen Trennung aus Sicherheitsgründen zulässig ist! Alle Experimente und Tests müssen unbedingt mit einem Trenntransformator durchgeführt werden! Die Schaltungen müssen berührungssicher nach SEV-, bzw. VDE-Norm, eingebaut werden! Der Nachbau der Schaltungen in diesem Elektronik-Minikurs ist für Anfänger und Bastler ohne das notwendige Wissen im Umgang mit gefährlichen Netzspannungen nicht geeignet!!! Ein Nachbau erfolgt immer auf eigenes Risiko!!!
Siehe zusätzliche Sicherheits-Infos unter den Bildern 6 und 7!



Kondensator statt Trafo

Test-Bild

Bild 1: Muss es denn immer ein Trafo sein? Bei geringen Leistungen und ohne galvanische Trennung würde ein kapazitiver Vorwiderstand oft genügen. Die Lösung ein Kondensatornetzteil.

Ein Entscheidungskriterium für einen kapazitiven Vorwiderstand (Kondensator) oder einen kleinen (Print-)Trafo ist die Frage nach der galvanischen Trennung, wie bereits angedeutet. Ein anderes Entscheidungskriterium ist der AC-Strom (Wechselstrom) welcher der kapazitive Widerstand, Kondensator Cr, liefern muss und die Tatsache, dass die Ausgangsspannung Udc mit einer (Leistungs-)Z-Diode begrenzt werden muss, und dies unabhängig davon, wie stark die Ausgangsspannung Udc belastet ist. Mehr dazu im Kapitel Die Grundschaltung in Bild 1.

Der maximale Strom Iac, den man für die Kondensatormethode wählt, hat mit der Spannung der Z-Diode ZD zu tun. Wählt man z.B. eine Ausgangsspannung Udc von etwa 5 VDC und man benutzt eine typische 5.1V-Leistungs-Z-Diode mit maximal 1 W Verlustleistung, kann man maximal 200 mA durch sie hindurch fliessen lassen. Es stellt sich hier aber die Frage, wie hoch muss denn die Kapazität von Cr sein, damit der Blindwiderstand niedrig genug ist, um bei Uac = 230 VAC und f = 50 Hz einen Strom von Idc = 200 mA fliessen zu lassen. Iac wäre dann etwa 240 mA. Cr müsste einen Wert von 3.3 µF haben. Spannungsfeste Wickelkondensatoren für die Netzspannung von 230 VAC sind für solche Kapazitätswerte nicht mehr so leicht erhältlich. Natürlich kann man auch zwei Kondensatoren parallelschalten. Man darf bei hohen Kapazitätswerten nicht vergessen, dass der Einschaltstromstoss problematischer wird. Für Rs müssen niedrigere Werte gewählt werden und das kann die nachfolgende Schaltung doch erheblich mehr belasten, was berücksichtigt werden muss. Dass aber Ströme von 150 mA für industrielle Anwendungen möglich sind, beweist ein Leserbrief, nachzulesen im Kapitel Ehemaliger Leserbrief in der MegaLink 2/99. Ein anderes Thema sind die Unkosten. Man muss im Einzelfall evaulieren was preiswerter ist, die Kondensator- oder die Trafolösung.

Udc hat in Bild 1 einen Wert von 24 VDC. Würde man hier ebenfalls mit "grossem Geschütz" auffahren und 200 mA zulassen (Cr = 3.3 µF), müsste die Z-Diode, wenn Udc unbelastet, ständig beinahe 5 W aushalten. Z-Dioden mit dieser Verlustleistung sind erhältlich und sogar auch noch preiswert. Oberhalb dieser Leistung wird's aber rasch teurer und man gelangt dann auch in den Bereich, wo man sich ökologisch überlegen muss, wie sinnvoll es ist dauernd Leistung zu "verbraten" die u.U. gar nicht ständig genutzt wird. Da wäre dann die Trafolösung die bessere.

Bei einer Ausgangsspannung von Udc = 24 VDC und einem Strom von Idc = 50 mA erzeugt die 24V-Z-Diode Verlustleistung von 1.2 W, wenn der Ausgang (Udc) unbelastet ist . Man benötigt also eine 24V-Z-Diode mit 2 W. Ich halte einen DC-Strom von 50 mA als vernünftige Obergrenze für ein Netzteil mit kapazitivem Vorwiderstand bei dieser Ausgangsspannung. Dieser Idc-Strom bewirkt einen Iac-Strom von etwa 60 bis 70 mA.

Ich wählte die Bezeichnung Cr weil dieser Kondensator die Aufgabe eines Vorwiderstandes (r) einnimmt. Wegen der Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom von beinahe 90 Grad, tritt keine nennenswerte reale Verlustleistung auf und deshalb nennt man diesen Widerstand Blindwiderstand. Die Bezeichnung dafür ist Xc. Wir befassen uns hier mit AC-Strömen Iac unterhalb von 50 mA. Dieser Strom wird weitgehendst durch den Blindwiderstand Xc von Cr bei einer Frequenz von 50 Hz definiert. Das heisst, bevor man die Kapazität berechnen kann, muss zuerst der Wert des kapazitiven Vorwiderstandes, der kapazitive Blindwiderstand Xc, berechnet werden. Wir werden im Kapitel Die Berechnung von RC-Schaltungen noch sehen, dass der gesamte Spannungsabfall von Udc + Durchflussspannungen der Gleichrichterdioden (BG) + Spannung über Rs von total etwa 34 VAC keinen signifikante Spannungsreduktion an Cr bewirkt. Deshalb kann man zur Berechnung des Blindwiderstandes den vollen Wert von Uac = 230 VAC einsetzen:

        Xc = Uac / Iac
       
(230 VAC / 24 mA = 9.6 k-Ohm)


Die folgenden Annäherungsformeln für die Netzfrequenz von 50 Hz, machen es dem Anwender leicht, die erforderliche Kapazität Cr aus Xc zu berechnen. Die zweite Formel ist jedoch geeigneter, weil mit ihr berechnet man die Kapazität Cr direkt aus der Spannung Uac und dem Strom Iac:

        C = 1 / (2 * PI * f * Xc)     (Grundformel)

       
oder vereinfacht für f = 50 Hz:

        C = 3180 / Xc    
(C in µF, Xc in Ohm)

       
Kapazität aus Spannung und Strom für f = 50 Hz:

        C = 3180 / ( Uac / Iac )    
(C in µF, Uac in V und Iac in A)


Für die Wahl von Cr muss man vor allem auf eine hohe Qualität achten. Für die 230-VAC-Netzspannung muss dieser Kondensator eine Nennspannung von 250 VAC oder 630 VDC haben und er sollte selbstheilend sein. Das heisst, wenn es als Folge einer temporären Überspannung zu einem inneren Durchschlag kommt, muss danach die Durchschlagsstrecke trennen. Sie darf nicht kurzschliessen. Bei jedem Durchschlag reduziert sich die Kapazität sehr geringfügig, weil zwei Leerstellen in den beiden gegenüberliegenden Metallfolien übrig bleiben. Hervorragend eignet sich hierfür ein sogenannter X2-Entstörkondensator. Der bekannte Elektronik-Distributor Farnell hat eine breite Produktepalette von Vishay, Epcos, BC-Components, Revox-Rifa, Panasonic und muRata, (Stand Juni 2011).



Ungeeignete Alternativen zu Xc

Dass anstelle des kapazitiven Vorwiderstandes kein ohmscher eingesetzt werden sollte, liegt an der hohen realen Verlustleistung. Bei einem Strom Iac von 24 mA wären es bei 230 VAC immerhin 5.5 Watt, was bei einer Verbraucherleistung von 0.48 Watt (24VDC / 20mA) gerade noch einen Wirkungsgrad von 8.7% ergibt. Ein induktiver Vorwiderstand, also eine Drossel, müsste in der Regel angefertigt werden. Sie wäre aber auch "von der Stange" teurer als der Kondensator. Damit fällt diese induktive Idee sogleich aus der Diskussion raus und wir bleiben beim kapazitiven Vorwiderstand mittels Kondensator und dies auch noch aus einem ganz anderen Grund: Es ist so gut wie unmöglich, die realen Verluste (Kupferwicklung und Eisenkern) einer Induktivität bei der niedrigen Frequenz von 50 Hz und vernünftiger mechanischer Abmessung so niedrig zu halten, wie die Verluste eines preiswerten hochqualitativen Wickelkondensators. Nebenbei sei noch erwähnt, ein Problem mit einem hohen Einschaltstromimpuls gibt es auch bei Induktivitäten mit Eisenkernen, nur der Grund dafür liegt ganz anders als beim Kondensator. Mehr dazu liest man im Elektronik-Minikurs Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos.



Die Grundschaltung in Bild 1

Eine Z-Diode ZD direkt im Gleichrichterkreis ist zur Spannungsstabilisierung unerlässlich. Selbst dann, wenn man mit einem Festspannungsregler eine extra gute Spannungsregelung erzielen will, muss mit einer Z-Diode die Spannung über Cg begrenzt bzw. vorstabilisiert werden, weil sonst die unbelastete DC-Spannung (ohne Ro) am Glättungs-Elko Cg auf den Sinusmaximalwert von etwa 325 Vp (p = peak) bei 230 VAC ansteigen könnte. Wegen dem strombegrenzenden Cr wird es weniger sein. Trotzdem würde es Cg und den Spannungsregler auf jedenfall zerstören. Daraus ist ersichtlich: Ob der Ausgang belastet wird oder nicht, diese Art der Netzteilschaltung zieht immer den maximalen Strom. Entweder fliesst der ganze Strom Idc durch die Z-Diode ZD (Izd) oder er teilt sich auf in Richtung Z-Diode ZD (Izd) und Last Ro (Io).

Mit dieser Erkenntnis zeigt sich die zu Beginn erwähnte Grenze dieser kapazitiven Vorwiderstandsmethode. Die Schaltung in Bild 1 benötigt stets eine DC-Leistung von 0.48 W bei 24 VDC und 20 mA. Eine gute Wahl ist eine 24V-Z-Diode mit einer Leistung von 1 W. Um eine akzeptable Spannungsstabilität zu erzielen, sollte für ZD immer noch ein Strom von wenigen mA übrig bleiben, wenn der Ausgang belastet ist. Ist für die Anwendung der totale Strom Idc zu knapp, muss Cr eventuell durch Parallelschaltung eines zweiten Kondensators erhöht werden. Mit diesem zweiten Kondensator mit geringerer Kapazität lässt sich Idc bzw. Iac etwas feiner abstimmen, als wenn man nur einen Kondensator einsetzt. Auch für den zweiten sollte man vorzugsweise ein X2-Kondensator verwenden.



Kurzschlussfest

Es hat in Bild 1 eine 24V-Z-Diode für eine Ausgangspannung von 24 VDC. Der maximale Strom Idc beträgt etwa 20 mA. Strombegrenzendes Element ist Cr. Ob man beispielsweise eine Z-Diode mit 5 V oder 24 V einsetzt, spielt keine signifikante Rolle - die Ströme Iac und Idc ändern sich nicht nennenswert.

Eine ebenso geringe Stromzunahme tritt ein, wenn die Z-Diode, bzw. die Ausgangsspannung Udc kurzgeschlossen wird. Daher ist diese Art der Netzteile, bedingt durch den relativ hohen Blindwiderstand von Cr und der Spannung/Strom-Phasenverschiebung (Erklärung weiter unten), ohne weitere Massnahmen kurzschlussfest. Es ist sogar so, dass sich bei Kurzschluss die reale Verlustleistung reduziert. Abgesehen von der geringen Verlustleistung von Rs Rcr und BG existiert nur noch die Blindleistung von Cr.

Mit dem Leistungspotmeter Ro kann man experimentieren, wie sich der beinahe konstante Strom Idc durch die Teilströme Izd und Io aufteilt. Wie der Gesamtstrom Idc, bleibt auch die Rippelspannung am Ausgang Udc einigermassen konstant, vorausgesetzt die Z-Diode erhält noch so viel Strom um die Zenerspannung aufrecht zu erhalten. Anstelle eines Leistungs-Potmeters kann man sich auch eine universelle elektronische Stromsenke bauen. Wie man so etwas anpackt, lernt man im Elektronik-Minikurs Netzteil-Testgerät I.

Für anspruchslosere Anwendungen bleibt diese Zenerspannung ausreichend konstant. Cg hat hier eine Kapazität von 200 µF. Es steht frei für eine niedrigere Rippelspannung die Kapazität zu erhöhen. Man sollte allerdings auch nicht übertreiben, weil es sonst nach dem Einschalten etwas lange dauert bis Cg geladen ist. Bei einem Strom von 20 mA dauert es 0.24 s bis zur Spannung von 24 VDC, sofern der Ausgang unbelastet ist. Berechnet nach der Formel:

        t = Cg * Udc / Idc         200 µF * 24 VDC / 20 mA = 0.24 s

Wenn diese Methode nicht befriedigt, muss man mit einem zusätzlichen kleinen Spannungsregler nachhelfen, wie dies Bild 2 illustriert:

Test-Bild

Bild 2: Für bessere Spannungsregelung und geringere Rippelspannung kann man leicht mit einem kleinen Spannungsregler VR (Voltage-Regulator), z.B. des Types LM317LZ, etwas nachhelfen.

Diese komfortablere Schaltung bietet die Möglichkeit mit der elektronisch geregelten 12-VDC-Spannung eine (Steuer-)Elektronik zu speisen, bei der es auf eine sehr konstante und rippelarme DC-Spannung ankommt. Es kann auch eine beliebig andere Spannung mit dem LM317(LZ) dimensioniert werden. Die höhere, durch die Z-Diode stabilisierte Spannung, kann z.B. ein Relais betreiben. Eine praktische Anwendung dazu liefert Bild 6.



Spannungsdiagramme zu Bild 1 und Bild 2

Test-Bild

Bild 3: Diese Diagramme illustrieren die Spannungen in Bild 1 und Bild 2.

Die Diagramme 1 und 2 zeigen die Vollweggleichrichtung mit und ohne Z-Diode ZD. Cg ist dabei nicht angeschlossen. Die Berechnung der Rippelspannung mit ZD und angeschlossenem Cg ist nicht ganz trivial. Die Rippelspannung in Diagramm 3 ergibt sich aus dem differentiellen Innenwiderstand von ZD, dem veränderlichen Strom während der positiven Sinushalbwelle (t2) und dem Entladestrom von Cg in Richtung ZD und Ro. Dazu kommt eine Phasenverschiebung, die sich aus dem Ladestrom von Cr nach Cg und Entladestrom von Cg nach ZD und Ro ergibt. Im Diagramm 3 ist die Rippelspannung einfach nur angedeutet. Sie liegt bei 200 bis 300 mVpp, leicht abhängig von der Stromaufteilung Io und Izd. Für die Bestimmung der Kapazität von Cg muss man allerdings auch nicht viel rechnen. Der praktische Wert für den hier interessierenden DC-Strombereich liegt im unteren 100-µF-Bereich.

Diagramm 4 zeigt die geregelte Ausgangsspannung in Bild 2. Natürlich kann die Ausgangsspannung auch höher oder niedriger als 12 VDC dimensioniert sein. Es muss einfach die minimale Dropoutspannung des verwendeten Spannungsregler eingehalten werden. Als Beispiel dient hier die Low-Power-Version des frei dimensionierbaren LM317, den LM317L(Z). Er eignet sich für einen maximalen Nennstrom von 100 mA und hat bei diesem Strom eine minimale Dropoutspannung von weniger als 2 VDC.



Spezialthema Schutzwiderstand Rs

Test-Bild

Bild 4: Hier soll gezeigt werden was passiert wenn das Kondensatornetzteil zufällig bei einem hohen augenblicklichen Spannungswert der 230-VAC-Sinusspannung eingeschaltet wird. Die höchste Spannung ist die des Sinusscheitelwertes von 325 Vp bei einer Netzspannung von 230 VAC.

Der Schutzwiderstand Rs hat eine sehr wichtige Aufgabe. Teilbild 4.1 wiederholt etwas gekürzt das Schaltschema von Bild 1. Da die Zeitkonstante von Rs*Cr etwa 100 mal kleiner ist als die halbe Periode der 50-Hz-Sinusspannung (Teilbild 4.2), genügt es für dieses kurzzeitige Einschaltereignis von einer stationären Spannung auszugehen. Wir untersuchen was passiert, wenn das Netzteil bei einem Sinusscheitelwert von +325 Vp oder -325 Vp eingeschaltet wird. Da für die folgende Betrachtung die Spannungspolarität keine Rolle spielt, reduzieren wird diese auf die positive. Das Netzteil wird also zufällig exakt beim positiven Sinusscheitelwert eingeschaltet.

Zunächst betrachten wir Rs als kurzgeschlossen. Rcr ist sehr hochohmig, der uns an dieser Stelle nicht interessiert. Wir können ihn jetzt vernachlässigen. Cg sei zunächst unterbrochen. Beim Einschaltvorgang wirken jetzt nur der sehr niederohmige Quellenwiderstand der AC-Spannungsquelle Uac, der Kaltwiderstand der Sicherung (100 mA-träge) von etwa 8 Ohm, der ebenso extrem niederohmige reale serielle Innenwiderstand von Cr und die differenziellen Innenwiderstände von BG und ZD einschaltstrombegrenzend. Der totale Widerstandswert ist also kaum grösser als etwa 10 Ohm und das bedeutet einen sehr hohen Einschaltspitzenstrom von 30 A. Natürlich dauert dieser nur sehr kurzzeitig. Die Zeitkonstante beträgt bei 10 Ohm und Cr = 330 nF bloss 3.3 µs. Das ergibt bei einem nur einmaligen Ereignis bloss eine sehr geringe Energie mit vernachlässigbar geringem thermischen Effekt, ausser bei gewissen Halbleiterübergängen in ganz kleinen Zonen. Es ist mir jedenfalls bei solchen Versuchen einige Male gelungen Z-Dioden mit einer Leistung von 0.5 W zu zerstören. Der Apparatesicherung macht diese kurzzeitige Stromspitze keinen Eindruck. BG beeindruckt das ebenso wenig, wenn man einen kleinen Brückengleichrichter (siehe Bauteil-Liste zu den Bildern 6 und 7) benutzt, der diesen Spitzenstrom während wesentlich längerer Dauer um Grössenordnungen locker aushält.

Wir schalten jetzt Cg hinzu. Er liegt parallel zu ZD. Wenn dieser Elko im Einschaltmoment soweit entladen ist, dass seine Spannung weit genug unterhalb von der Z-Diodenspannung von ZD liegt, absorbiert Cg die Stromspitze und schon deshalb ist die Z-Diode geschützt, denn sie kann erst Strom leiten, wenn die Ladespannung über Cg die Z-Diodenspannung erreicht hat und das dauert nach dem Einschalten des Netzteiles doch einige Sinusperioden.

Nur ganz so einfach ist die Sache dennoch nicht, weil ein normaler Elko - also nicht ein spezieller Low-ESR-Elko wie er für Schaltnetzteile eingesetzt wird - hat einen nicht zu vernachlässigenden realen parasitären Seriewiderstand. Im Augenblick des hohen Einschaltspitzenstroms kann über Cg kurzzeitig durchaus eine Spannung auftreten, die die Z-Diode zum Leiten eines Stromes anregen kann. Dazu kommt, dass ein gewickelter Kondensator auch immer eine parasitäre Induktivität hat, was im Augenblick kurzer und steilflankiger Impulse die Impedanz erhöht und dies wirkt der schnellen Strom- bzw. Energieabsorption entgegen. Auch Cr unterliegt diesem Effekt, wobei es recht schwierig ist, die hochfrequenten Auswirkungen im Ganzen exakt zu formulieren.

Es lohnt sich auch gar nicht viel Zeit für solche brachialen Methoden zu investieren, wenn man einen solchen Kraftakt mit einfachen Mitteln vermeiden kann, wie hier mit dem Schutzwiderstand Rs. In vielen solchen Netzteilschaltungen beträgt der Widerstandswert von Rs etwa 100 Ohm oder einige hundert Ohm. Im folgenden Abschnitt beginnt die Untersuchung, welche Kriterien für die Dimensionierung von Rs wichtig sind.



Dimensionierung von Rs in Bild 4 (Bild 1)

Da die gesamte Gleichrichterschaltung nicht, wie sonst gewohnt, besonders niederohmig ist, ist der AC-Strom Iac am Eingang nicht sehr viel grösser als der DC-Strom Idc. Der sogenannte Formfaktor ist eher bescheiden. Das Verhältnis von Iac zu Idc beträgt gerade etwa 1.2 (gemessen). Dieser Strom Iac muss der kapazitive Vorwiderstand Cr liefern. Wie man die Kapazität des Cr aus Spannung und Strom berechnet, siehe weiter oben. Für Uac = 230 VAC bei einer Frequenz von 50 Hz und einem Strom von Iac = 24 mA gibt das ziemlich genau eine Kapazität von 330 nF.

Wir wissen nun, dass der Schutzwiderstand Rs eine wichtige Rolle spielt. Wir überlegen uns wie gross die reale Verlustleistung und der Spannungsabfall über Rs sein soll. Wichtig ist auch, dass Rs, wenn auch nur sehr kurzzeitig und längst nicht bei jedem Einschalten, die hohe Spannung des Sinusscheitelwertes aushalten muss! Bei 0.5-Watt-Widerständen sind Dauernennspannungen von 350 VAC und maximale Spannungen im kurzen Überlastzustand bis 700 VAC zulässig. Der Widerstandswert von Rs als 0.5-Watt-Widerstand muss so gewählt werden, damit die dauerhafte Verlustleitung unter 0.5 W bleibt. Dies ist bei 820 Ohm gegeben, denn bei 24 mA beträgt die Verlustleistung 0.47 W. Was allerdings ein wenig viel ist und stört, ist der relativ hohe dauerhafte Spannungsabfall von fast 20 VAC über Rs. Nun weiss man aus vielen Applikationen von Netzteilen, welche mit einem kapazitiven Vorwiderstand arbeiten, dass Rs meist im unteren 100-Ohm-Bereich liegt. Wenn wir 330 Ohm wählen, ergibt dies noch einen Spannungsabfall von 7.9 VAC. Die Verlustleistung beträgt dauerhaft nur 0.2 W.

Im Augenblick des Einschaltens des Netzteiles spielt der reale Widerstand von Rs die Hauptrolle, weil Cg entweder ganz oder teilweise entladen ist. Aber auch ohne Cg wäre der differenzielle Innenwiderstand von ZD sehr niederohmig. Cr hat seinen wesentlich höheren Blindwiderstand erst dann, wenn die Frequenz von 50 Hz der AC-Spannung wirkt. Im Einschaltmoment, wenn Cr (teil-)entladen ist, ist Cr sehr niederohmig. Das wissen wir bereits. Es interessiert uns hier wie hoch der maximale Einschaltstromimpuls ist. Die Sinusscheitelwertspannung von 325 Vp dividiert durch Rs mit 330 Ohm ergibt ziemlich genau 1 A. Das ist für den Rest der Schaltung problemlos zumutbar, da der Impuls eine Zeitkonstante von nur 0.1 ms hat.

Man beobachte die Teilbilder 4.2 bis 4.4 mit den Diagrammen. In 4.2 sieht man eine positive Sinushalbwelle. Wenn im Augenblick des Scheitelwertes der Sinusspannung das Netzteil eingeschaltet wird, entsteht über Rs ein Spitzenstrom von weniger als 1 A während 0.1 ms. Teilbild 4.3 zeigt diesen Impuls zeitlich gedehnt (indirekt die Ladekurve für Cr) und man sieht wie die Stromkurve approximierend nicht auf 0 mA geht, sondern auf den Wert des Stromes Iac von 24 mA. Siehe auch Teilbild 4.4.

Cg hat die Aufgabe die gleichgerichtete Spannung zu glätten. Dieser Elko tut aber noch mehr. Er absorbiert den Einschaltstromstoss, wenn er entladen oder seine Spannung kleiner ist als die Z-Diodenspannung. Das Produkt aus Strom (< 1 A) und Zeit (0.1 ms) - die Ladung - ist so gering, dass dieses Fass von Elko (200 µF) deswegen nicht nennenswert nachgeladen wird. Die Spannung im Elko wird maximal um etwa 0.5 VDC erhöht. Die eigentliche Ladung von Cg geschieht erst nach dem Einschaltstromstoss mit den ersten ankommenden mit BG gleichgerichteten positiven Sinushalbwellen. Die Absorbtion des Einschaltstromimpulses schützt die Z-Diode und angeschlossene Schaltung sicher. Bei 0.1 ms kommen allfällige parasitäre niederinduktive Effekte, wie weiter oben angedeutet, nicht nennenswert zur Wirkung.



Die Berechnung von RC-Schaltungen

Für den Elektronik-Azubi: Wenn man sich mit der Serieschaltung von Kondensatoren und Widerständen befassen will, muss man zuerst die Wechselstrom-Eigenschaften des Kondensators verstanden haben. Dazu bietet Patrick Schnabel in seinen Grundlagen mit dem Basiskurs Kapazitiver Blindwiderstand einen hervorragenden Einstieg.

In jedem seriösen Lehrbuch über Elektrotechnik lernt man, dass die AC-Spannung über einem Kondensator (kapazitive Blindspannung) und die AC-Spannung über einem ohmschen Widerstand (Wirkspannung), der diesem Kondensator in Serie geschaltet ist, quadratisch und nicht linear addiert werden muss. Genau so verhält es sich bei der Addition, bzw. Serieschaltung, eines kapazitiven Widerstandes Xc (Blindwiderstand) und eines ohmschen Widerstandes R. Auch diese Summe wird quadratisch gebildet. Das Resultat dieses Widerstandes Z nennt man Scheinwiderstand oder Impedanz. Wenn der Leser davon keine Ahnung hat, so möge er sich selbst in einem entsprechenden Lehrbuch schlau machen. Trotzdem werde ich am Beispiel des Schaltschema in Bild 1 eine kleine Einführung geben. Man betrachte beim Weiterlesen Bild 5:

Teilbild 5.1 zeigt wie sich die Netzspannung von 230 VAC in die Komponenten Cr, Rs und Rgz aufteilt. Rgz ist der Innenwiderstand der Gleichrichter-Z-Diodenschaltung. Rgz ergibt sich aus Urgz/Iac. Dies bedeutet auch, dass Rgz unabhängig von einer Last Ro ist, weil Iac und Idc lastunabhängig konstant ist. Mit Rgz und Rs haben wir es mit realen ohmschen Widerständen zu tun, also Widerstände, bei denen Strom und Spannung direkt in Leistung und Wärme übergehen. Diesen Widerstand nennen wir schlicht R und er hat einen Wert von etwa 1.4 k-Ohm.

Der kapazitive Vorwiderstand, Kondensator Cr, hat einen Blindwiderstand bei 50 Hz von Xc = 9.6 k-Ohm. Die Verluste von Cr sind derart gering, dass sie vernachlässigbar sind. R ist mit Cr in Serie geschaltet. Teilbild 5.2 zeigt wie der Scheinwiderstand Z berechnet wird. Xc und R werden quadratisch addiert, weil der reale Widerstand R zum imaginären Widerstand Xc, wegen der Phasenverschiebung der Ströme in R und Cr um 90 Grad rechtwinklig zueinanderstehen. Das Resultat Z liegt in der Hypotenuse des rechtwinkligen Dreiecks, mit den beiden Katheten R und Xc. Interessant ist bei näherer Betrachtung, dass Xc mit 9.6 k-Ohm sich kaum von Z mit 9.7 k-Ohm unterscheidet. Daraus erkennen wir, dass der Strom Iac von 24 mA nicht nennenswert steigt, wenn R mit 1.4 k-Ohm kurzgeschlossen wird, obwohl R scheinbar 14.4 % des Gesamtwiderstandes ausmacht. Die Stromzunahme bei Kurzschluss beträgt gerade 1.03 %.

Teilbild 5.3 illustriert das selbe wie Teilbild 5.2, jedoch mit den Spannungen. Auch hier ist etwas auffällig! Ucr ist mit 227 VAC fast gleich gross wie Uac, obwohl in Serie zu Ucr Ur mit etwa 34 VAC liegt. Auch hier kann man leicht erkennen, dass der Strom im Falle eines Kurzschlusses von R nur sehr wenig zunimmt. Dies ist eine wirklich hervorragende Eigenschaft einer Netzteilschaltung mit kapazitivem Vorwiderstand!



Wozu braucht es Rcr und Si (Sicherung)

Jetzt noch einmal zurück zur Schaltung in Bild 1 und wir wollen verstehen wozu Rcr benötigt wird. Ohne Rcr bleibt Cr noch lange geladen, wenn man den Stecker dieses Netzteiles aus der 230-VAC-Steckdose herauszieht. Berührt man die Steckerstiften, spielt man selbst elektrischer Entladewiderstand, aber der Preis dafür ist, dass man einen elektrischen Schlag abkriegt. Lebensgefährlich ist das bei der noch geringen Kapazität von Cr meist nicht, weil der Körperkontaktwiderstand von oft weniger als 100 k-Ohm für eine rasche Entladung sorgt. Es ist aber unangenehm und auch sonst nicht gerade ratsam. Schaltet man parallel zu Cr (330 nF) Rcr (220 k-Ohm), beträgt die Entladezeitkonstante etwa 73 ms. Nach einer halben Sekunde, also die siebenfache Zeitkonstante, ist die Spannung bereits erträglich niedrig, so dass man kaum noch etwas spürt, wenn man die Steckerstifte berührt. Ein Widerstand von 220 k-Ohm verheizt an 230 VAC etwa 240 mW. Man verwende für diesen Zweck also einen 0.5-Watt-Widerstand, der, wie bereits weiter oben erwähnt, die genügend hohe Spannungsfestigkeit besitzt.

Zweck der Sicherung Si ist es, die Schaltung im Falle eines Kurzschlusses von Cr vor der Zerstörung zu schützen. Dies ist eine empfehlenswerte Worstcase-Massnahme, denn der Kondensator sollte selbstheilend sein. Aber auch da kann mal etwas schief gehen.



Netzspannungsverzögerung in einer Audioanlage

Test-Bild

Bild 6: Netzspannungsverzögerung für eine Audioanlage zwecks Unterdrückung von Knack- und Verzerrungsgeräuschen.
Diese Schaltung muss berührungssicher in einem isolierten Gehäuse eingebaut werden! Die Geräte, angeschlossen an Out1 und Out2, müssen ebenfalls berührungssicher oder galvanisch getrennt sein! Die galvanische Trennung trifft bei der Verwendung von Audiogeräten zu. Die angeschlossenen Geräte müssen unbedingt geerdet sein, wenn dies bei ihnen vorgesehen ist (Stecker)! Hauptschalter HS muss ein berührungssicherer Netzschalter sein!

Zweck der Schaltung in Bild 6 ist es, dass in einer komplexen Audioanlage die Lautsprecher weder beim Ein- noch beim Ausschalten der gesamten Anlage durch den Hauptschalter HS knacken oder den Ton verzerren können. Wird HS geschlossen, schaltet Pin 12 von IC:A1 auf logisch HIGH, Relais Rel1 zieht sofort an und die an Out1 angeschlossenen Geräte erhalten Netzspannung. R6 in Serie zu C5 dient bloss der Spitzenstrombegrenzung beim schnellen Laden von C5. Nach einer Verzögerung, die zwischen 1 bis 6 Sekunden an Trimmpotmeter P eingestellt wird, zieht Relais Rel2 an und der Verstärker für die Lautsprecher oder Aktivboxen, angeschlossen an Out2, erhalten Netzspannung. Diese Einschaltverzögerung ergibt sich aus dem Aufladen von C6 über P und R9. Wird HS geöffnet, schaltet Pin 12 von IC:A1 auf logisch LOW. Dies entladet C6 sofort über R8 und D2, wobei R8 nur der Spitzenstrombegrenzung dient. Rel2 schaltet sofort ab. C5 entladet sich über R7, was bewirkt, dass Rel1 gegenüber Rel2 verzögert abschaltet.

Hier taucht die Frage auf, warum ist die Einschaltverzögerung grösser und einstellbar und die Abschaltverzögerung kleiner und fix realisiert? Es wird bei dieser Schaltung vorausgesetzt, dass ein moderner Audio-Endverstärker oder eine aktive Lautsprecherbox mit einer wirksamen Antiploppschaltung ausgestattet ist. Diese besteht aus einer kurzen Einschaltverzögerung der Lautsprecher in der Grössenordnung von einer Sekunde und im Falle eines Netzunterbruches erfasst eine Sinusdetektion einen Ausfall und schaltet den Lautsprecher sofort ab. Eine detaillierte Beschreibung einer solchen Schaltung findet man in:


Unterschiedliche Anforderungen

Wird nun HS ausgeschaltet, werden die Lautsprecher unter dieser Voraussetzung innerhalb maximal einer halben Sinusperiode abgeschaltet. Werden nun in dieser kurzen Zeit andere Geräte in Verbindung mit dem Endverstärker oder mit den Aktivboxen ebenfalls abgeschaltet, reicht diese Halbperiode, dass noch Knackstörungen hörbar werden. Es reicht aber völlig, wenn man dafür sorgt, dass erst der Endverstärker und damit die Lautsprecher und nach etwa 1 Sekunde die andern Geräte abschaltet werden.

Beim Einschalten ist die Situation etwas anders - je nachdem, welche Geräte im Einsatz sind, kann es kürzer oder länger dauern, bis diese sich in einem stabilen Zustand befinden, so dass sich keine Störungen mehr bemerkbar machen. Wird beispielsweise ein komplexes AD/(DSP)/DA-Wandlersystem betrieben, können dessen Selbstinitialisierung und interne Tests mehrere Sekunden in Anspruch nehmen - daher die einstellbare und grössere Verzögerungszeit. Der vorliegend dimensionierte Bereich kann durch Anpassung von P, R9 und C6 grosszügig zu höheren Werten verschoben werden. Die Impedanz des nachfolgenden CMOS-Einganges bleibt selbst bei sehr hoch gewählten Widerstandswerten von P und R9 um Grössenordnungen höher.


Spar-Bauteile

Zur Wahl der Bauteile - es versteht sich von selbst, dass es wichtig ist Bauteile zu verwenden, die möglichst wenig Eigenleistung verbrauchen, denn wir wollen schliesslich bei der trafolosen Netzteillösung bleiben. Da kommen uns die heutigen modernen, kompakten und leistungsfähigen DIL-Relais entgegen. Die hier empfohlenen Relais schalten bis 5A bei 250V, bzw. 10A bei 380V, und verbrauchen als 24V-Typen bloss einen DC-Spulennennstrom von 8.3mA (siehe Kapitel "Bauteil-Liste zu den Bildern 6 und 7") und sind bei Distrelec (Schweiz) und Schuricht (Deutschland) leicht erhältlich. Es ist auch sinnvoll, den kleineren Bruder des Spannungsreglers LM317 - den LM317LZ - zu verwenden, da dieser mit einem niedrigeren minimalen Lastrom auskommt. Dieser Strom fliesst durch R4 und R3. Eine besondere Beachtung gilt noch IC:A2 und IC:A4. Die Eingangsspannungen ändern sich bei der variablen Verzögerungszeit zwischen 1 bis 6 Sekunden und bei der fixen Verzögerungszeit von einer Sekunde langsam. In der Nähe der Schmitt-Trigger-Umschaltschwelle steigt der Betriebstrom des ICs kurz bis zu 3 mA an. Da dieser Vorgang nicht gleichzeitig bei IC:A2 und IC:A4 aufrtritt muss dieser Stromwert nur einmal berücksichtigt werden. Weil diese Übergänge langsam erfolgen, können diese zusätzlichen Ströme nicht dynamisch durch C3 gestützt werden. Die Kapazität von C3 wäre dazu viel zu gross. C3 sollte aber so gross gewählt werden, dass er die selben dynamischen Momente stützen kann, wenn die Umschaltung nur sehr wenig Zeit braucht. Dies sind bloss etwa 10ms, gegeben durch C5 mit R6 und C6 mit R8.



Der Einsatz von Halbleiterrelais

Test-Bild

Bild 7: Liegen die Schaltfrequenzen über einem gelegentlichen Ein- und Ausschalten oder/und es muss sogar beim Phasennulldurchgang geschaltet werden, empfiehlt sich der Einsatz eines Halbleiterrelais (HR).
Diese Schaltung muss berührungssicher in einem isolierten Gehäuse eingebaut werden! Die Geräte, angeschlossen an Out1, müssen ebenfalls berührungssicher oder galvanisch getrennt sein! Diese Geräte müssen unbedingt geerdet sein, wenn dies bei ihnen vorgesehen ist (Stecker)! Der Sensor muss berührungssicher sein! Ist er dies nicht, darf diese Schaltung, auch in einem isolierten Gehäuse berührungssicher eingebaut, nicht verwendet werden!!!

Bei einer Regelschaltung für physikalische Grössen, wie Temperatur und Druck, ist die Schaltfrequenz deutlich höher als im vorherigen Beispiel, wo nur gelegentlich ein- und ausgeschaltet wird. Hier stellt sich die Frage nach Kontaktabnutzung und nach der Erzeugung von elektromagnetischen Störungen, wenn das Schalten nicht im Phasennulldurchgang erfolgen kann, weil ein elektromechanisches und kein elektronisches Relais verwendet wird. In diesem Fall wäre als elektronisches Relais z.B. das Halbleiterrelais HRM-D-2403 von Selectron empfehlenswert, welches eine Spannung von maximal 280VAC und einen Strom von maximal 3A schalten kann, im Phasennulldurchgang schaltet, Eingang und Ausgang optisch galvanisch getrennt sind und im Betriebszustand mit einem Steuerstrom von weniger als 2 mADC auskommt. Für einen maximalen Strom von 5 A empfehlenswert wäre ein Produkt von Carlo Gavazzi, das Halbleiterrelais RP1A23D5. Die technischen Daten dazu lese man auf dieser Reichelt-WWW-Seite.

Besonders dann, wenn in einer netztrafolosen Steuerung viele Relais im Einsatz sind, sind diese Halbleiterrelais willkommen, um das zu Beginn erwähnte 50mA-Limit leichter einhalten zu können. Einziger Wehrmutstropfen ist, dass sie wesentlich teurer als die genannten elektromechanischen Pendants sind. Wenn man sie jedoch wegen hohen Schaltfrequenzen einsetzen muss und/oder es wichtig ist, dass im Phasennulldurchgang geschaltet wird, spielt die Preisdifferenz keine grosse Rolle mehr. Mit nur einem solchen Halbleiterrelais und einer leistungsarmen Regelschaltung, die nur einige wenige mA aufnimmt, wie Bild 7 zeigt, kann man C1, bzw. Cr in Bild 1, leicht auf 150 nF reduzieren.



Eine Alternative zum Kondensatornetzteil

Es gibt kleine integrierte getaktete Netzteilschaltungen welche mit wenig zusätzlichen passiven Bauteilen direkt vom 230-VAC-Netz betrieben werden können. Sie arbeiten ebenfalls nicht galvanisch getrennt. Bis vor Kurzem erwähnte ich an dieser Stelle ein Produkt von Alpha Microelectronics, das IC Alpha-1061APA. Ich musste aber feststellen, dass es dieses IC nicht mehr gibt. Zufällig stiess ich auf ein Produkt das auf die gleiche Weise funktioniert, jedoch geringfügig andere technische Daten aufweist. Dies war im September 2005. Das IC war von Lucent-Technology. Leider wird das Prudukt auf dieser Webseite nicht mehr angeboten. Bei Interesse muss man sich selbst bei Lucent oder AT&.T-Microelectronics erkundigen. Es dürfte allerdings schwierig sein, weil mit Google wurde ich nicht mehr fündig (Oktober 2009). Das Schaltbild in Bild 8 dient der Erklärung der Funktionsweise und dazu erfüllt es hier trotzdem seinen Zweck.

Wie dieses IC funktioniert, weiss ich von einem Datenblatt von zwei Vorgänger-ICs. Es ist das IC ATT2405 und ATT2406. Wie lange es den neueren ATT2416 geben wird, weiss wohl niemand und bei welchem Distributor man dieses IC in Deutschland und in der Schweiz in vernünftigen Kleinstückzahlen beziehen kann, konnte ich mit vernünftigem Aufwand nicht in Erfahrung bringen.

Daraus erkennt man, dass es nicht allzu vorteilhaft ist, von einem solchen (exotischen) Produkt abhängig zu sein und dies erst recht nicht, wenn man bloss ein Einzelgerät oder eine geringe Stückzahl herstellen und deshalb auch nicht besonders billig sein muss. Daher lohnt es sich auf jedenfall zu wissen, wie man mit relativ wenig Aufwand ein trafoloses Netzteil mittels Kondensator realisieren kann. Dazu dient dieser Elektronik-Minikurs!

Zunächst soll kurz erklärt werden, wie die genannten IC ATT2405, ATT2406 oder ATT2416 etwa funktionieren. In Bild 8 sieht man die Wiedergabe der Orignalschaltung des Datenblattes von ATT2405 bzw. ATT2406. Die Schaltung arbeitet in zwei Stufen. Die erste enthält den getakteten Vorregler (SWITCHING REGULATOR). Zuerst wird die 230-VAC-Spannung mittels einer integrierten Hochvolt-Diode einweggleichgerichtet. Auf diese Halbwellengleichrichtung folgt ungeglättet direkt der Schaltregler. Dieser erzeugt mittels Impulsbreitenmodulation eine konstante Durchschnitts-DC-Spannung, die etwas höher ist als die saubere DC-Spannung am Ausgang des IC. Eine relativ gute Konstanz der Vorregelungs-Spannung PREREG erzeugt der Schaltregler durch Unterschiede im Tastverhältnis, die an die halbe positive Sinuskurve der halbwellengleichgerichteten Spannung angepasst ist. Der Spannungsmittelwert der Vorregelungs-Spannung PREREG wird mittels Glättungskondensator C2 erzeugt. Auf diese Spannung folgt ein linearer Längsregler, der eine hochkonstante und praktisch rippelfreie Ausgangsspannung liefert. Diese Ausgangsspannung ist mit einem externen Widerstand R2 einstellbar. Wenn Null Ohm (Drahtbrücke), beträgt die Ausgangsspannung exakt 5 VDC.



X2- und Y2-Kondensatoren, was ist das?

Ich thematisiere diese Frage, welche mitte August 2005 im Diskussionsforum des ELektronik-KOmpendium gestellt wurde, deshalb, weil X2-Entstörkondensatoren in diesem Elektronik-Minikurs zur Anwendung kommen. Das folgende Schaltbild zeigt, wie diese X2- und Y2-Entstörkondensatoren in sogenannten n für 230 VAC eingesetzt werden:

Links ist der Anschluss an das 230-VAC-Netz und rechts ist der Anschluss an die Last. L ist der Phasenleiter, N ist der Nullleiter und die Erde PE spricht für sich selbst. Farnell hat ein grosses Angebot von solchen Filtern von Epcos, Schaffner und weiteren Firmen.

Eingangsseitig hat es einen Kondensator der X-Klasse mit einer relativ hohen Kapazität, oft sind es 100 nF, zwischen L und N. In Serie mit der Leitungsimpedanz werden mit diesem Kondensator mittel- bis hochfrequente Störimpulse gedämpft. Dann folgt eine stromkompensierte Drossel, bestehend aus den beiden Wicklungen L1 und L2 auf einem Ringkern, die mit den beiden Y-Kondensatoren passive zweipolige Tiefpassfilter zwischen L' und Erde und N' und Erde bilden. Je nach Dimensionierung der Bauteile erreicht man akzeptable bis gute Dämpfungswerte zwischen etwa 150 kHz und maximal etwa 100 MHz. Solche Netz-Entstörfilter werden häufig dort eingesetzt, wo digitale Schaltungen vor Fehlfunktionen geschützt werden müssen.

Was unterscheidet die X-, bzw. X2- von den Y-, bzw. Y2-Kondensatoren? X- und Y-Kondensatoren sind selbstheilend. Was das ist, ist im Kapitel Kondensator statt Trafo erklärt. Da Y-Kondensatoren stets mit der Erde in Verbindung stehen, kann daraus abgeleitet werden, dass dies besondern viel mit Personensicherheit zu tun hat. Es kommt mit niedrigen Kapazitätswerten darauf an, dass im Falle eines Erdleiterunterbruchs und Berührung durch Personen, der Erdableitstrom in gewissen Grenzen gehalten wird. Es gibt auch spezielle Netz-Entstörfilter, dessen Erdableitströme so niedrig sind, dass sie sich für den medizinischen Einsatz eignen. Dazu sind Y-, bzw. Y2-Kondensatoren mit besonders guten Isolationseigenschaften und sicherem Selbsheilungseffekt notwenig. Die Erdableitströme müssen gemäss SEV- und VDE-Vorschriften besonders niedrig gehalten werden. Dies erreicht man mit niedrigen Kapazitäten. Um trotzdem gute Dämpfungseigenschaften im unteren Frequenzbereich zu erhalten, muss die Induktivität der Drossel entsprechend höher als üblich sein. Bei gleich grosser Bauart reduziert sich dadurch der maximal zulässige Strom aus dem 230-VAC-Netz.

Ein gewisser Björn lieferte im ELKO-Forum eine Antwort mit der Wiedergabe einer kurzen Beschreibung aus einem Datenblatt von X2- und Y2-Kondensatoren der Firma Wima: Klasse X2-Kondensatoren sind Kondensatoren mit unbegrenzter Kapazität, die zwischen Phase/Nullleiter oder Phase/Phase geschaltet sind. Sie sind für ein breites Anwendungsgebiet mit normalen Anforderungen an die Spannungsfestigkeit ausgelegt. Klasse Y2-Kondensatoren sind Kondensatoren mit erhöhter elektrischer und mechanischer Sicherheit, die z. B. zwischen Phase und berührbarem, schutzgeerdetem Apparategehäuse angeschlossen werden und somit Betriebsisolierungen überbrücken.

Ich habe folgenden Artikel zu X- und Y-Kondensatoren in der Zeitschrift SUPPORT Kundeninfo November 2005 von der Firma Dätwyler-Electronics entdeckt: X-Kondensatoren werden zwischen Phase- und Nullleiter geschaltet. Die beiden Klassen X1 und X2 unterscheiden sich durch verschieden hohe Puls-Prüfspannung (4 resp. 2.5 kV). Y-Kondensatoren müssen strengere Auflagen erfüllen, da sie zwischen Phase/Nullleiter und Chassis geschaltet werden. Die Klasse Y1 wird mit 8 kV, die Klasse Y2 mit 5 kV geprüft. Beim Test wird auch die meachanische Stabilität geprüft. Die Kondensatoren dürfen keine benachbarten Bauelemente oder das Chassis berühren. Dies ist vor allem bei den preisgünstigen Keramik-Scheibenkondensatoren ein Thema.

Zum Schluss dieses Kapitels folgt noch ein Foto eines Netzfilters von Timonta aus einem WWW-Elektronikkatalog. Man sieht auf dem Foto ein Bild mit der Anordnung der Bauteile, und dass typisch ein X2-Kondensator und zwei Y2-Kondensatoren im Einsatz sind. Es gibt auch Schaltungen bei denen ein zusätzlicher X2-Kondensator nach der Drossel geschaltet ist.



Literatur zum Thema Schaltungen an 230 VAC

Zum Schluss eine Buchempfehlung: Sehr empfehlenswert zu diesem Thema ist das Buch "Netzspannungs-Elektronik" von Günter Peltz (ISBN: 3-928052-13-X) aus dem ELEKTOR-Verlag. Neben Grundlagen und etwas passive Netzspannungselektronik sind u.a. Sicherheit (u.a. FI-Schutzschaltung), Thyristor-, Triac-, GTO-Schaltungen und Netzleitungskommunikation, angereichert mit vielen praktischen Schaltungsvorschlägen, beschrieben.



Ehemaliger Leserbrief in der MegaLink 2/99

Dieser Elektronik-Minikurs publizierte ich in geringerem Umfang im Jahre 1998 in zwei Ausgaben in der Fachzeitschrift Megalink, die ursprünglich Der Elektroniker hiess. In der MegaLink-Ausgabe 2/99 folgte von Wolfgang Ulrich von der Firma Belimo AG ein Leserbrief mit folgendem Inhalt:



Gefährlicher Irrtum eines ELKO-Lesers:
Galvanische Trennung mit einem zweiten Kondensator.

Ich wurde gefragt warum man denn nicht auf beiden Leitungen der Speisung einen Kondensator Cr anbringt. Der ELKO-Leser, noch etwas neu im Bereich der elektronischen Schaltungstechnik, glaubte, dass man dadurch eine galvanische Trennung erreicht und so die Schaltung bei Berührung auf der Niederspannungsseite ungefährlich ist. Ich klärte ihn auf, dass seine Überlegung nicht stimmt und die praktische Umsetzung hochgefährlich wäre.

Teilbild 9.1 wiederholt die Schaltung in Bild 1. Teilbild 9.2 ist die Schaltung gemäss den Vorstellungen des ELKO-Lesers. Er glaubte, dass die Isolation (Dielektrikum) zwischen den Platten in den beiden Kondensatoren Cr1 und Cr2 bewirkt, dass es zur galvanischen Trennung kommt. Eine galvanische Trennung ist natürlich nicht vorhanden, denn uanbhängig davon wie die Schaltung an das 230-VAC-Netz geschaltet wird, zwischen der Niederspannungsseite des Netzteiles und der Erde (Potiential identisch mit dem Null-Leiter N) hat es eine Spannung von etwa der Hälfte der Netzspannung, also 115 VAC. Eine Berührung der Niedervoltseite und mit einem Kontakt mit zur Erde ist es hochgradig lebensgefährlich, weil der Strom liegt im Bereich von 20 mA oder mehr! Es spielt dabei keine Rolle ob man den Plus- oder Minuspol des 24-VDC-Ausganges berührt.

Die tödliche Gefahrengrenze liegt übrigens bei nur 4 mA! Wenn die Niederspannungsseite berührt werden kann, muss man anstelle von Cr1 und Cr2 einen Trafo einsetzen. Nur so wird eine galvanische Trennung erreicht! Daher macht eine Aufteilung von Cr in Cr1 und Cr2 auch keinen Sinn, bei der erst noch diese Teilkapazitäten doppelt so hoch sein müssen um den selben Strom für die Schaltung (Netzteil und Verbraucher) zu liefern.

Kann man denn aus dieser Tatsache den Schluss ziehen, dass sich Kondensatoren nicht zur galvanischen Trennung eignen? Nein, das kann man nicht. Wenn die Kapazität sehr niedrig ist, gibt es durchaus eine sehr praktische Anwendung, wie es beispielsweise beim integrierten Trennverstärker (Isolated Amplifier) ISO121, z.B. für medizinische Anwendungen, realisiert ist. Bild 10 illustriert das Prinzip:

Das niederfrequente analoge asymmetrische Eingangssignal wird mittels Impulsbreiten-Modulator (PWM) muduliert. Daraus entsteht ein symmetrisches hochfrequentes Rechtecksignal, dessen Tastgrad abhängig ist von der Amplitude des niederfrequenten analogen Signales vom Eingang. Dieses spannungs-symmetrische hochfrequente Signal wird durch die kapazitiven Isolationssperren zum Differenzverstärker (DIFFAMP) übertragen. Das nachfolgende Tiefpassfilter (TP-Filter) bildet aus dem spannungs-asymmetrischen PWM-Signal den analogen Mittelwert, wodurch das eingangsseitige niederfrequente analoge Signal rekonstruiert wird. Dieses erfolgt am analogen Ausgang. Die Frequenz von 20 kHz deutet die Bandbreite des analogen Signals. Das ist nur grad ein Beispiel. Die Bandbreite wird durch die Verstärkung definiert. Auch die PWM-Frequenz von 500 kHz ist ein Beispiel. Soweit in groben Zügen die Funktion des ISO121. Wer es genau wissen will, informiere sich im ISO121-Datenblatt mit dem Blockdiagramm Figure 1 auf Seite 7.

Warum braucht es zur isolierten Übertragung des analogen Signales ein hochfrequentes PWM-Signal? Ganz einfach, weil zwecks Übertragung durch eine kapazitive Isolationssperre, die auch noch eine hohe Spannung von 3500 V-rms aushaltem muss, nur sehr kleine Kapazitäten möglich sind. Diese kapazitiven Isolationssperren haben eine Kapazität von nur 1 pF. Bei einer Frequenz von 50 Hz (230-VAC-Netzfrequenz) beträgt der kapazitive Widerstand (Kapazitanz) 3.18 G-Ohm. Das ist doch tatsächlich eine Topisolation. Die Bezeichnung galvanische Trennung ist gerechtfertigt und dies bei einer Isolationsspannung von 3500 VAC-rms. Wenn der nichtisolierte Teil mit einem Netzteil gespiesen wird, das zusätzlich eine Isolationsspannung von 1500 VAC-rms garantiert, hat man es wegen der totalen Isolationsspannung von 5000 VAC-rms mit einer Schaltung zu tun, die medizintauglich ist, wie dies im Elektronik-Minikurs Elektro-Myographie (EMG) eine kleine Einführung in Kapitel "Ein EMG-Messgerät (Blockschaltbild)" in Bild 9 mit dem HIGH-ISOLATION-AMPLIFIER zum Ausdruck kommt. Da die hochfrequente Trägerfrequenz 500 kHz beträgt, ist die Kapazitanz der kapazitiven Isolationssperre mit 318 k-Ohm 10'000 mal niedriger als bei 50 Hz. Darum funktioniert diese integrierte Schaltung. Ich habe sie in den 1990er-Jahren in einem achtkanaligen EMG-Messverstärker eingesetzt.

Leider wird der ISO121 seit einigen Jahren nicht mehr hergestellt. Dies motivierte mich zur Entwicklung einer Alternative mit dem linearen Optokoppler HCNR200 von der Firma AVAGO. Eine wesentlich preisgünstigere Lösung. Mehr dazu liest man hier:


Zum Thema Galvanische Trennung mit Kondensatoren findet man auch Infos im Wikipedia im Kapitel "Kapazitive Trennung".

Ist eine galvanische Trennung mit Trafo wirklich frei von Kapazitäten zwischen der nichtisolierten und isolierten Seite, bzw. zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung? Nein, natürlich nicht. Wenn die parasitäre Koppelkapazität und dessen Stromfluss der dadurch entstehen kann, die Funktion der galvanischen Trennung nicht in Frage stellt oder anders formuliert, ausser Kraft setzt, ist die Koppelkapazität zulässig. Das ist z.B. dann der Fall wenn die Elektronik dadurch auf der Sekundärseite nicht gestört wird oder im Berührungsfall der maximal erlaubte Erdableitstrom nicht überschritten wird. Dieser beträgt für elektro-medizinische Anwendungen je nach Definition maximal 10 bis 50 µA. Solch niedrige Werte sind mit herkömmlichen Trafos nicht immer sicher zu erreichen. Will man die galvanische Trennung (keine Erdung der Sekundärspannung) beibehalten, muss mittels Spezialanfertigung eines Trafo zwischen Primär- und Sekundärwicklung eine spezielle Schirmwicklung oder noch besser Schirmfolie angebracht werden, die geerdet werden muss. Mehr dazu liest man in Automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos im Kapitel "Trafos mit Schirmwicklung oder Schirmfolie.



Bauteil-Liste zu den Bildern 6 und 7

 
Gewisse Bauteile des Kondensatornetzteiles sind in 
Bild 6 und Bild 7 identisch.


  Halbleiter
  ----------
    BG                    250V/>200mA z.B. B250-C800
    ZD                    24V/1W      z.B. 1N4749A
    D1, D2, D3, D4        1N914 oder 1N4148
    VR                    LM317LZ
    T1, T2                BS170
    IC:A                  CD4584B
    

  Widerstände
  -----------
    R1                    220   k-Ohm     0.5 Watt (siehe Text)
    R2                    330   Ohm       0.5 Watt (siehe Text)
    R3                      3.3 k-Ohm
    R4                    390   Ohm
    R5                    100   k-Ohm
    R6, R8                  1   k-Ohm
    R7, R9                120   k-Ohm
    P                     470   k-Ohm


  Kondensatoren
  -------------
    C1  (Bild 6)          470 nF / 275 VAC X2-Kondensator (Farnell)
    C1  (Bild 7)          X2-Kondensator, siehe Text! (Farnell)
    C2                    220 µF /  40 VDC
    C3                    100 µF /  25 VDC
    C4                    100 nF /  50 VDC (Multilayer-Chip)
    C5, C6                 10 µF /  35 VDC (Tantal)


  Diverses
  --------
    Si                          Feinsicherung 100 mA flink

    HS                          Hauptschalter, ein Arbeitskontakt

    Rel1, Rel2                  Es gibt bei Farnell viele Relais
                                mit 24 VDC und 200...250 mW und
                                Kontakten für 250 VAC, Strom nach
                                Bedarf (Primärstrom).

    HR                          Beispiel:
                                HRM-D-2403  3.5V-32V / 2500 Ohm 
                                380V/3A (WWW-Link, siehe im Text)
                                (Selectron-Lyss-AG Schweiz)


  PS.: Falls gewisse der hier aufgeführten Bauteile nicht mehr
       erhältlich sind, muss man sich selbst nach Alternativen
       umsehen!
 


Thomas Schaerer, 20.01.2002 ; 29.04.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 09.05.2005 ; 30.07.2005 ; 01.09.2005 ; 15.11.2005 ; 01.05.2006 ; 13.02.2008 ; 12.10.2009 ; 02.06.2011 ; 17.12.2011 ; 18.02.2013 ; 28.04.2014 ; 25.06.2014 ; 04.08.2014
Ehemals teilpubliziert in der MegaLink 21 und 22 / 1998