Der Weihnachts LED-Stern
mit 36 Leuchtdioden
Das Inhaltsverzeichnis meiner
Elektronik-Minikurse
Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort
von Jochen Zilg
Autor:
Thomas Schaerer
Buch 1
Buch 2
Nostalgie, Weihnacht und Elektronik
Es waren die letzten Monate des Jahres 1977 als ich einen solchen
Weihnacht-LED-Stern baute und am 17. Dezember 1977 war er mit einer
Spannweite von etwa 50 cm fertig. Von damals bis heute strahlt er jeden
letzten Montat im Jahr aus dem Fenster in meine Wohngegend und trägt
seinen Teil zur vorweihnachtlichen Stimmung bei. Wenn es zur Abendstunde
dämmert und die vielen elektrischen Kerzen die Wohnzimmerfenster
schmücken, schaltet sich mein rot leuchtender LED-Stern mit seinen 36
Leuchtdioden ein, leuchtet bis zur Morgendämmerung und schaltet sich
wieder automatisch aus. 32 dieser LEDs sind auf die vier Sternzacken
verteilt und vier weitere sind um das Zentrum des Sterns angeordnet. Im
Zentrum befindet sich die mattierte runde Plexiglasscheibe die das
Umgebungslicht für die Fotodiode einfängt und dessen nachfolgende
Elektronik bei der Abenddämmerung die LEDs ein- und bei der
Morgendämmerung wieder ausschaltet. Der Stern besteht aus einem dünnen
und leichten Sperrholzbrett und in der Mitte auf der Hinterseite
befindet sich das Kästchen mit der Dämmerungselektronik.
Es war der letzte Monat im Jahre 2000, als ich diesen
Elektronik-Minikurs geschrieben habe, und es war das erste Jahr meiner
aktiven E-ONLINE-Mitarbeit. Sie lesen richtig, so nannte sich diese
Elektronik-WWW-Seite, die im Frühling des Jahres 2003 mit
ELektronik-KOmpendium
(das ELKO) einen neuen Namen erhielt.
Doch zurück zur Gegenwart. (Es gilt das zuerst eingetragene Datum am
Schluss dieses Elektronik-Minikurses.) 23 Jahre, zwischen 1977 und 2000,
sind eine lange Zeit, sogar eine sehr lange Zeit, wenn man die
Elektronikentwicklung betrachtet. Dieser Realität versuche ich hier
etwas Rechnung zu tragen und darum publiziere ich die damalige
Originalschaltung (Bild 5) und eine etwas modernere Version (Bilder 5
und 6) mit LinCMOS-Opamp, Power-MOSFET und einer zusätzlichen
Blinkschaltung, falls dies jemand realisieren möchte, damit sein
LED-Stern blinkend besser auffällt. Wie der ELKO-Leser seinen LED-Stern
bauen will, ist seiner Fantasie überlassen. Man kann ihn schmuck und
klein mit winzigen LEDs oder gross mit grossen LEDs bauen. Wenn jemand
bereit ist viel Geld auszugeben, kann man natürlich superhelle LEDs
verwenden. Es gäbe noch viele Möglichkeiten. Man könnte auch
Zweifarben-LEDs einsetzen und mittels Impulsbreitenmodulation die LEDs
dazu bringen, dass sie ständig ihre Farben zwischen Rot und Grün
kontinuierlich wechseln. Allerdings wird hier diese Möglichkeit nicht
behandelt. Wie man so etwas realisieren kann, werde ich vielleicht im
kommenden Jahr, im Jahre 2001, an einer Schaltung zum visuellen Testen
von Batteriespannungen zeigen. Eine solche Schaltung habe ich einmal
realisiert. Der folgende Link bestätigt, dass ich mein
Vielleicht-Versprechen halten werde:
Jetzt wünsche ich dem Leser zunächst eine interessante Lektüre. Ich gehe
wie immer auf die Details der Schaltungen ein und schweiffe auch etwas
aus. Auch dieser Minikurs soll dazu dienen dem Elektronikschüler die
Elektronik in Teilbereichen etwas näher zu bringen. Manches kann auch
Wiederholung und Auffrischung sein. Man liest etwas über
Operationsverstärker (LinCMOS), Komparatoren, Schmitt-Trigger,
Darlingtons, LEDs in Serieschaltung, Fotodioden und wie man sie
ausmessen kann.
Der Weihnachtsstern von 1977
Die total 36 LEDs sind in drei Reihen zu je 12 LEDs und je einem
Vorwiderstand (R8, R9, R10) in Serie parallelgeschaltet und werden von
einer diskret aufgebauten NPN-Darlingtonschaltung, bestehend aus T1 und
T2, geschaltet. Selbstverständlich kann man auch einen integrierten
Darlington im TO92-Gehäuse verwenden, z.B. den BC517. Damit kommen wir
bereits zu den ersten Links. Sollte jemand nicht wissen was eine
Darlingtonschaltung ist, kein Problem, "das ELKO" weiss es und hilft
mit den beiden folgenden Links weiter:
Speist man mit einem handelsüblichen Netztrafo mit einer
Sekundärwicklung von 24 VAC, oder zwei Sekundärwicklungen zu je 12 VAC
in Serie geschaltet, ergibt dies eine Maximalgleichspannung von etwa 32
VDC. Bei einer Rippelspannung von 4 Vpp (LEDs eingeschaltet) gibt dies
einen Gleichspannungsmittelwert von etwa 30 VDC. Der minimale
Gleichspannungswert hat etwa 28 VDC. Mit dieser ungeregelten
Gleichspannung wollen wir die LED-Zeilen speisen. Eine rotleuchtende LED
hat eine Dioden-Vorwärtsspannung von etwa 1.8 VDC. Bei einer
Serieschaltung von 12 LEDs braucht es somit beinahe 22 VDC um sie zum
Leuchten zu bringen. Über den Vorwiderständen R8, R9 und R10, die es für
die Strombegrenzung braucht, fallen je etwa 8 VDC ab. Wir wählen den für
billige LEDs mit normaler Helligkeit üblichen LED-Strom von 20 mA. Dies
ergibt einen Widerstandswert von 400 Ohm. Der nächste Widerstand in der
E12-Reihe hat 390 Ohm. Bei 8 VDC und 20 mA ergibt dies eine
Verlustleistung von 160 mW. Es genügt im Prinzip je ein kleiner
1/4-Watt-Widerstand. Ich schlage jedoch vor, wenn man kein Platzproblem
hat, die etwas grösseren 1/2-Watt-Widerstände zu benutzen, denn je
kühler die Bauteile sind, um so betriebssicherer ist die ganze
Schaltung.
Und nun zur Darlingtonschaltung bestehend aus T1 und T2. T2 muss 60 mA
aushalten, was für den billigen NPN-Kleinssignaltransistor BC550 kein
Problem ist, weil die Kollektor-Emitterspannung im eingeschalteten
Zustand kleiner als 1 VDC und daher die Verlustleistung vernachlässigbar
ist. Die gesamte Darlingtonschaltung aus T1 und T2 verstärkt den
Basisstrom an T1 um etwa 1000 bis 5'000. Mehr nicht, denn T2 soll ja
mit möglichst geringer Kollektor-Emitterspannung auskommen, damit er
selbst keine signifikante Leistung verbraucht. Um den Kollektorstrom von
60 mA an T2 zu schalten, ist minimal ein T1-Basisstrom von 60 µA nötig.
Damit kommen wir zur Dimensionierung von R5 und R6.
Im Jahre 1977 war es schon beinahe vorbei, dass man sich vor seiner
Operationsverstärkerhoheit "741" verneigte, aber er blieb der Inbegriff
des Operationsverstärkers irgendwie bis heute. Jedermann weiss selbst
heute noch im Zeitalter der modernen Rail-to-Rail-Opamps mit höchsten
Grenzfrequenzen und Slewrates, geringen Betriebsspannungen, geringstem
Leistungsverbrauch, kleinster Bauweise und minimalstem Rauschen was ein
"741" ist. So war es nur selbstverständlich, dass ich damals in dieser
Schaltung eben einen "741" benutzte, den ich heute fast verächtlich mit
Rauschgenerator denn mit Opamp betitle. Es ist natürlich klar, dass der
"741" noch keine Rail-to-Rail-Eigenschaften am Ausgang besass. Gemeint
ist, dass der Ausgang weder den Pegel der Betriebsspannung noch den
Pegel des GND erreichen kann, so wie er in Bild 1 im Singlesupply-Modus
beschaltet ist. Die Abweichung von diesen beiden Extremspannungsmaxima
beträgt etwa 2 VDC.
Für den Spannungsteiler R5/R6 wählen wir einen Querstrom von 0.5 mA,
also etwa acht Mal mehr als die Basis von T1 maximal benötigt. Wenn der
Ausgang des "741" auf 18 VDC liegt, würde der Verbindungspunkt der beiden
Widerstände 3.1 VDC haben, wäre dieser nicht mit der Basis von T1
verbunden. Durch diese Verbindung wird diese Spannung auf die doppelte
Basis-Emitterdurchflussspannung von etwa 1.4 VDC limitiert. Der Strom
von etwa 0.5 mA durch R5 teilt sich auf zu 0.2 mA durch R6 und 0.3 mA
als T1-Basisstrom. In diesem Zustand ist die Darlingtonstufe
eingeschaltet und die LEDs leuchten. Im ausgeschalteten Zustand der LEDs
beträgt die Ausgangsspannung des "741" etwa 2 VDC. An der Basis von T1
liegt dann eine Spannung von 0.34 VDC. Die Darlingtonstufe ist sicher
offen. R7 sorgt jetzt dafür, dass die Basis von T2 sicher auf
Emitterpotential, nämlich auf GND, liegt.
Die Komparatorschaltung
Zentraler Teil der Schaltung ist ein als Komparator (Vergleicher)
geschalteter Operationsverstärker. Im Prinzip ist ein Komparator nichts
anderes als ein Operationsverstärker ohne interne oder externe
Frequenzgangkompensation. Diese macht es erst möglich einen
Operationsverstärker mittels Gegenkopplung als Verstärker zu betreiben.
Ohne diese Massnahme arbeitet die gegengekoppelte Verstärkerschaltung
instabil, sie oszilliert. In der Anfangszeit, als man den Frequenzgang
der Operationsverstärker noch extern kompensieren musste, hatte man
meist erst ein anständiges "Theater" bis die Schaltung stabil arbeitete.
Ältere Leser können sich sicher noch an die frustrierenden Zeiten des
MC1439 oder MC1709 erinnern, als man nach getaner Arbeit und
erfolreichem Schaltungsdesign Baldrian trinken musste. :-)
Warum aber gibt es überhaupt Komparatoren und Operationsverstärker, wenn
man schliesslich auch mit Operationsverstärker Komparatorschaltungen
realisieren kann? Ganz einfach deshalb, die (interne)
Frequenzgangkompensation "bremst" den Operationsverstärker und dies
stört, wenn die Komparatorschaltung schnell reagieren soll. Jedoch in
der vorliegenden Anwendung muss nur eine extremst langsam sich
verändernde Eingangsspannung verarbeitet werden und da tut's auch ein
Operationsverstärker, und erst recht dann, wenn man ihn sowieso in der
Bastelkiste verstaubend herumliegen hat. So war es auch damals, als ich
den "741" verwendete. Solch langsam sich verändernde Spannungen nennt
man auch quasistationär.
Weder Fisch noch Vogel ?
Wir betrachten die Komparatorschaltung in Bild 1 etwas genauer. Wir
vergessen zunächst den Rückkopplungswiderstand R3 und betrachten ein
Detail davon in Bild 2:
Die Referenzspannung Ur ist mit den beiden Z-Dioden ZD1 und ZD2 fix auf
die halbe Betriebsspannung des "741" eingestellt. Wenn die variable
Spannung Uv kleiner ist als Ur, liegt der Ausgang des "741" beinahe auf
der Betriebsspannung von 20VDC, also auf etwa 18 VDC. Erhöht sich Uv
langsam, - was der Morgendämmerungsbeleuchtung entsprechen würde -, so
durchschreitet diese variable Spannung extrem langsam den Wert Ur. Da
die sogenannte Openloopverstärkung (Verstärkung bei fehlender
Gegenkopplung) eines Operationsverstärkers nicht unendlich hoch ist,
reduziert sich die Ausgangsspannung des "741" nicht wünschenswert
abrupt. Der etwas schleichende Übergang der Ausgangsspannung hat zur
Folge, dass die nachfolgende Darlingtonschaltung aus T1 und T2 (Bild 1)
ebenfalls schleichend schaltet. Dies hat weiter zur Folge, dass
kurzeitig in T2 eine erhöhte Verlustleistung auftritt, was zu unnötiger
Erwärmung führt und für diesen Kleinsignaltransistor auch zuviel werden
kann. Also müssen wir dafür sorgen, dass der als Komparator
(Vergleicher) arbeitende 741-Operationsverstärker schnell durchschaltet.
Was der "741" also braucht ist so etwas wie ein Nachbrenner und genau
dafür sorgt R3, noch einmal ausschnittweise dargestellt in Bild 3:
Nun, was genau tut R3? Wenn Uv beginnt langsam grösser zu werden als die
Spannung am nichtinvertierenden Eingang des "741" (+Eingang), beginnt
dessen Ausgangsspannung zu sinken. Dieser Vorgang überträgt
sich über R3 ebenso auf den nichtinvertierenden Eingang und die
Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen vergrössert sich
zusätzlich, wobei die Ausgangsspannung noch rascher sinkt... Wir haben
anstelle einer Gegenkopplung eine Mitkopplung. Dies beschleunigt den
Umschaltvorgang so sehr, dass der Ausgang des "741" abrupt von etwa 18
VDC auf etwa 2VDC schaltet. Dadurch hat sich für den umgekehrten
Vorgang, für die sinkende variable Spannung Uv, den Umschaltpegel
verschoben, weil sich ebenso abrupt die Spannung über R3 verändert hat.
Diese Verschiebungen bewirken zwei Trigger-, bzw. Umschaltspannungswerte
von Uv. Die Spannung zwischen diesen beiden Triggerwerten nennt man
Hysterese. Wir haben in Bild 3, wie in Bild 1, also einen Komparator mit
Hysterese und das ist ein sogenannter Schmitt-Trigger. Mehr zu diesem
Thema steht im
Elektronik-Kompendium
(das ELKO) . Man wird fündig wenn man im Suchfenster
"schmitt" eingibt. Ich behandle dieses Thema in Verbindung mit einem
Komparator ebenfalls in:
Nun, was will der Untertitel "Weder Fisch noch Vogel" uns sagen? Je
grösser man das Verhältnis von R3 zu R2 wählt, um so geringer ist die
Hysterese. Man kann diese Hysterese also auch sehr klein wählen und
dann kann man sich fragen, ob man es eher mit einem
Komparator als mit einem typischen Schmitt-Triggger zu tun hat. Wenn
eine quasistionäre Eingangsspannung Uv nur eine sehr geringe
Störspannungsüberlagerung hat, kann die Hysterese auch sehr klein
gewählt werden. Damit kommen wir zur eigentlichen Dämmerungselektronik
und dazu soll hier noch einmal die ganze Schaltung von Bild 1
eingeblendet werden:
Die Dämmerungselektronik
Ur für den nichtinvertierenden Eingang des "741" ist auf dessen halbe
Betriebsspannung festgelegt. Das müsste nicht sein. Ur könnte durchaus
auch grösser oder kleiner gewählt werden. Dazu könnte man auch zwei
Widerstände einsetzen. Ich verwendete damals jedoch zwei Z-Dioden, weil
ich diese auch gleich zur stabilisierten Betriebsspannung für den "741"
einsetzen wollte. FD ist die Fotodiode, die stets in Sperrichtung
betrieben wird. Ohne Licht sperrt die Fotodiode praktisch vollständig.
Fällt Licht auf sie, fliesst ein Strom der lichtstärkeproportional ist.
Mit dem Trimmpotmeter TP stellt man den Dämmerungsschwellwert ein, also
die Lichtstärke bei der der LED-Stern zum Leuchten eingeschaltet wird.
Die durch R3 und R2 bedingte Hysterese sorgt dafür, dass bei der
Morgendämmerung bei einem etwas hellerem Licht wieder ausgeschaltet
wird (Bild 3). Eine nicht zu enge Hystere macht hier Sinn, damit geringe
Fluktuationen der Helligkeit in der Dämmerungsphase sich nicht in einem
ständigen Ein- und Ausschalten der LEDs auswirken.
Zur Fotodiode des Typs LS4000, welche es heute wohl kaum mehr gibt: Ich
habe mal im FARNELL-Katalog
nachgesehen und da findet man die Fotodioden BPW34 und SFH217. Beide
sind mit etwa 1.5 D-Mark relativ preiswert und beide haben die selbe
Empfindlichkeit von 0.6A/W. Allerdings sagt dieser Wert nichts im
Vergleich zur alten LS4000 aus. Daher sehe ich nur eine praktische
Lösung, die ich hier empfehle. Man baut rasch auf einem Testboard eine
einfache Fotodiode-Trimmpotmeterschaltung auf und ermittelt TP so, dass bei
Mittelstellung von TP bei Dämmerlicht eine Spannung abgegeben wird, die
etwa der halben Speisespannung des Operationsverstärkers entspricht.
Wie dies gemacht wird, zeigt folgendes Bild 4:
Man beachte den Spannungsfolger mit dem FET-Input-Operationsverstärker
LF356, TL071 oder TLC271. Dies empfiehlt sich, wenn man kein sehr
hochohmiges elektronisches Spannungsmessgerät zur Verfügung hat. Viele
haben einen Eingangswiderstand von bloss 10 M-Ohm und dies ist hier
eindeutig zu wenig. Aber der Aufwand ist, wie Bild 4 zeigt, schliesslich
sehr gering.
Jetzt noch einmal zurück zum Hauptschema in Bild 1. Wenn abends das
Tageslicht dämmert, sinkt die variable Spannung Uv am invertierenden
Eingang des "741". Unterschreitet diese den Wert vom nichtinvertierenden
Eingang, schaltet der Ausgang des "741" auf etwa 18 VDC, dadurch werden
T1 und T2 eingeschaltet und die 36 LEDs leuchten. In der Morgendämmerung
erfolgt der umgekehrte Vorgang. Die Hysterese zwischen der Ein- und
Ausschalthelligkeit ist durch das Widerstandsverhältnis R3/R2 gegeben.
Zur Speisung genügt ein kleiner Trafo TR mit einer Leistung von 4VA,
einem kleinen DIL-Brückengleichrichter BG, - es kann auch ein anderer
Typ verwendet werden -, und einem Ladeelko C1.
Eine alternative Version mit LinCMOS-Opamp und MOSFET
Anstelle von zwei Z-Dioden zur stabilen Speisung der Elektronik und für
die Erzeugung der Referenzspannung Ur wird hier ein kleiner
12VDC-Spannungsregler (VR) im kleinen TO92-Gehäuse eingesetzt. Zur
Erzeugung der Referenzspannung Ur wirken hier die beiden Widerstände R1
und R2. Das Trimmpotmeter TP für die Empfindlichkeitseinstellung (SENS)
ist hier nicht dimensioniert, weil dies von der Wahl der Fotodiode
abhängt, da es die LS4000 kaum mehr geben wird. Wie der optimale TP-Wert
ermittelt wird, zeigt die Beschreibung zum Bild 4. Anstelle der
NPN-Darlingtonstufe wird hier ein N-Kanal-Lowpower-MOSFET des Typs BS170
(T1) verwendet. Das Gate von T1 kann man direkt mit dem Ausgang des
Operationsverstärkers verbinden. Als Operationsverstärker OA kann der
TLC271, ein LinCMOS-Typ von
TEXAS-INSTRUMENTS verwendet werden. Es
empfiehlt sich auf jedenfall ein Operationsverstärker einzusetzen,
dessen Ausgang bis auf den GND-Pegel hinunterreicht, denn die
Gateschwellenspannung (Gate-Threshold-Volage) toleriert zwischen den
zwei Extremwerten von 0.8 bis 3 Volt bezogen auf einen Drainstrom von 1
mA. Nur dann wenn die Ausgangsspannung eines Operationsverstärkers oder
Komparators bis auf GND (Singlesupply-Modus) hinuntergehen kann, ist die
Aussschaltung des BS170 sicher gewährleistet. Natürlich reichen in der
Praxis wenige hundert Millivolt über GND aus. Es müssen nicht exakt Null
Volt sein.
Vor dem Spannungsregler VR ist eine Z-Diode vorgeschaltet. Dies ist
leider nötig, denn gerade bei kleinen Trafos ist der Unterschied
zwischen Leerlaufspannung und Spannung unter Last (LEDs leuchten)
ziemlich gross. Dies bedeutet, dass die maximal zulässige
Eingangsspannung des VR überschritten werden könnte. Dem beugt die
Z-Diode ZD1 mit einer Zenerspannung von 10 Volt vor.
Widerstand R11 ist notwendig, falls der minimale Laststrom
unterschritten wird, was bei einem Betriebsstrom des TLC271 mit bloss
etwas mehr als 1 mA kritisch ist. Ein 78L12 muss mindestens 1 mA
liefern, sonst ist die Spannungsregelung nicht gewährleistet. R11 sorgt
mit einem Stromfluss von 2.5 mA dafür.
Blinkender LED-Stern
Auch das kann realisiert werden, z.B. wenn man den LED-Stern als
Werbeattraktor verwenden möchte. Wie das geht zeigt Bild 6:
Dazu verwendet man einen Dual-Operationsverstärker, z.B. ein TLC272
(LinCMOS), der ebenfalls in einem 8-pin-DIL-Gehäuse zu haben ist. Der
zweite Operationsverstärker OA2 arbeitet als Rechteckgenerator mit
einer Frequenz von etwa einem Herz. Dieses Rechtecksignal steuert T2 und
dieser T1 in dem es die Gatespannung, welche durch OA1 über R16 erzeugt
wird, ständig öffnet und schliesst.
Thomas Schaerer, ??.12.2000 ; 03.12.2002 ; 16.03.2003(dasELKO) ;
20.12.2003 ; 12.02.2008
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