Lowdropout-Netzgerät mit dem legendären "723",
mit Komplementär-Darlington-Leistungsstufe und
Impuls-Foldback-Strombegrenzung
Das Inhaltsverzeichnis meiner
Elektronik-Minikurse
Die Philosophie meiner
Elektronik-Minikurse
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Hilfe bei Leserfragen.
(WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort
von Jochen Zilg
Autor:
Thomas Schaerer
Buch 1
Buch 2
Einleitung
Elektronik-Minikurse ohne etwas Elektronik mit dem legendären
integrierten 723-Spannungsregler, wäre eine echte Lücke, obwohl dieses
IC in professionellen Netzgeräten wohl nur noch wenig Anwendung finden
dürfte. Ich drücke mich mit "dürfte" absichtlich vorsichtig aus, weil
der Elektronik-Distributor
Farnell in seinem
2005-Katalog mit LM723CN, LM723CH, LM723H (besonders teure Version),
UA723CD, UA723CN und KA723 immerhin fünf verschiedene
723-Spannungsregler an Lager führt und der KA723 im Jahre 2002 sogar neu
in das Sortiment aufgenommen wurde. Dafür, dass diese ICs ständig
Lagerkosten verursachen, ist es etwas schwierig vorstellbar, dass
Farnell diese 723-Produkte bloss als "Ladenhüter" in den Regalen hält
und dies vielleicht sogar aus sentimental-historischen Gründen... :-)
Die Elektronikzeitschrift EAM
hält in der Spezialausgabe Nr. 12 mit der Bauanleitung "Dauer auf Power"
(Labornetzteil K-7200) eine Bauanleitung für ein Netzteil mit einem
Spannungsbereich von 0 bis 30 VDC und einem Strombereich von 0 bis 8A
für den Bastler bereit. Als Spannungsregler-IC wird ein LM723 von
National-Semiconductor
eingesetzt. So ganz aus der Mode scheint dieses IC also doch noch nicht
gekommen zu sein...
Elektronikartikels mit dem "723" gab es in der Vergangenheit wie Sand am
Meer. Wer davon profitieren möchte, wird bestimmt in alten ELEKTOR- und
ELRAD-Zeitschriften und in andern Elektronik-Magazinen fündig, aber auch
das Datenblatt von
National-Semiconductor bietet zu
den Daten zwölf Applicationnotes.
Dieser Elektronik-Minikurs geht daher auch nicht auf die 723-Details
ein, aber er geht zurück in eine Zeit als es erst begann mit käuflichen
Schaltnetzteilen und diese waren erst noch sehr teuer. Ich musste damals
- es war im Mai des Jahre 1979 - für TTL-Schaltungen Einschub-Netzteile
realisieren. Bei einer Spannung von 5 VDC musste das Netzteil 3 A
liefern. Die Verwendung des "723" mit zusätzlichen Leistungstransistoren
war damals für so etwas sehr üblich. Die zwei Methoden der
Strombegrenzung, mit oder ohne Foldbackcharakteristik, ist interessant.
Der grosse Nachteil der Foldbackcharakteristik motivierte mich damals zu
einer kleinen "Erfindung": die Impuls-Foldback-Strombegrenzung.
Doch bevor es hier zu dieser Impuls-Foldback-Strombegrenzung kommt,
alles schön der Reihe nach, wobei ich noch vorauschicken möchte, dass es
hier viel mehr darum geht ein Prinzip zu vermitteln und weniger darum
etwas nachzubauen, weil die Schaltung selbst kann man heute praktisch
als überholt betrachten. Wer ein 5-VDC-Netzteil braucht, besorgt sich in
der Regel ein Schaltnetzteil von der "Stange". Eine spezielle Anwendung
kann es jedoch dann geben, wenn man für ein elektronisch sehr
empfindliches Gerät kein Schaltnetzteil wegen den hochfrequenten
Störungen einsetzen will. Interessant könnte die
Impuls-Foldback-Strombegrenzung auch für andere Spannungen und
Anwendungen sein. Es ist der Kreativität des Lesers überlassen, anstelle
eines "723" ein anderes IC oder auch eine ganz andere Regelschaltung
einzusetzen.
Das Innenleben des LM723 und ein paar wichtige Informationen
Wir blicken kurz hinein in den "723". Woraus besteht
er? Er besteht aus der temperaturkompensierten Z-Diode TCZ im
Gegenkopplungspfad des Verstärkers VRA und TCZ wird durch die
Konstantstromquelle Iq gespiesen. Als der "723" erfunden wurde, kannte
man die hochstabile Bandgapreferenzmethode mit niedrigen
Spannungswerten noch lange nicht. Man stellte
temperaturkompensierte Z-Dioden her, die auch als
Einzelbauteile in Form temperaturkompensierten Referenzdioden erhältlich
sind. In diesem Elektronik-Minikurs wird
im TK-Diagramm in Bild 2 gezeigt, dass unterhalb einer gewissen
Z-Spannung der Temperaturkoeffizient negativ ist wie bei Dioden.
Oberhalb ist der TK positiv. Das TK-Diagramm zeigt eine Nullkompensation
bei einer Z-Spannung von etwa 5.4 VDC. Es geht dabei um
SGS-Thomson-Produkte. Bei andern Produkten liegt diese Z-Spannung auf
einem etwas andern Wert, z.B. bei 6.2 VDC. Im Falle der 723-internen
Z-Diode liegt die Z- bzw. Referenzspannung bei typisch 7.15 VDC. Der
Wert für temperaturkompensierte Z-Dioden liegt immer etwa zwischen 5
und 7 VDC. Dies bedeutet, dass diese Referenzdioden sich nicht für
kleine Betriebsspannungen eignen. Und so ist es auch beim "723". Er
benötigt wegen dieser Z-Diode und der Stromquelle Iq eine
Betriebsspannung von mindestens 9.5 VDC.
Will man mit diesem Spannungsregler eine Ausgangsspannung von nur 5 VDC
realisieren, ist es sinnvoll für das IC selbst eine separate
Betriebsspannung zu verwenden, damit der Wirkungsgrad des gesamten
Netzteiles nicht unnötig verschlechtert wird. Wir werden hier eine
Spannungsverdopplung dafür verwenden, doch davon später.
Der Transistor SPT ist ein Kleinstleistungstransistor. Benötigt man nur
einen geringen Strom von z.B. maximal 50 mA bei einer
Input-Output-Spannungsdifferenz von maximal 10 VDC, genügt der IC
alleine, weil eine Verlustleistung von 500 mW leicht verkraftet wird. Um
das IC thermisch zu entlasten empfiehlt sich allerdings meist ein
externer Transistor, der separat gekühlt wird, hinzuzuschalten.
Der Opamp EA (Error Amplifier) dient der Spannungsregelung und der
Transistor CL der Strombegrenzung. Was den Zweck der zusätzlichen
Z-Diode betrifft, konsultiere man das 723-Datenblatt.
Auf der rechten Seite von Bild 1 wird ein Ausschnitt von EA in
Verbindung mit SPT illustriert. Dies soll zeigen, dass mit den beiden
IC-internen Transistoren Q14 und Q15 bereits ein Darlington gebildet
wird, wenn V+ und Vc miteinender verbunden sind. Dies hätte jedoch
die doppelte Basis-Emitter-Schwellenspannung zur Folge, was nicht immer
wünschenswert ist.
Erweiterung mit NPN-Leistungstransistor
In Teilbild 2.2 wird auf die selbe Art ein weiterer NPN-Transistor T
hinzugeschaltet. Damit hat man die dreifache
Basis-Emitter-Schwellenspannung. Wenn die Ausgangsspannung der
Regelschaltung Ua über der minimalen Betriebsspannung V+ von 9.5 VDC
liegt, muss die effektive Spannung am Eingang V+ wegen dieser
Beschaltung in Teilbild 2.2 noch zusätzlich mindestens 3 VDC mehr haben.
Dies wäre dann die minimale Dropoutspannung (Ue-Ua) ohne den
Spannungsabfall am Strom-Shuntwiderstand zur Strombegrenzung. Dieses
Problem zeigt, dass die Betriebsspannung V+ und aber auch der Anschluss
Vc separat gemeinsam gespiesen werden sollte.
Erweiterung mit komplementärer NPN-Leistungs-Darlingtonschaltung
In Teilbild 3.2 wird SPT (Q15) mit einer komplementären
NPN-Leistungs-Darlingtonschaltung (1),
(2) erweitert. Betreffs minimalem
Spannungsabfall zwischen V+ und (Ua) macht dies zur Schaltung in
Teilbild 2.2 keinen Unterschied. Vorteilhaft ist hier jedoch die
wesentlich höhere Stromverstärkung der Darlingtonschaltung. Ein
weiterer Unterschied, den wir gleich näher betrachten werden, ist die
Trennung von V+ und Vc von Ue. V+ und Vc sind in Us (Steuerspannung)
zusammengeschaltet. Ue ist die Eingangsspannung für den Hauptstrompfad
über die Darlingtonstufe, der über die Strombegrenzungsschaltung zur
Ausgangsspannung Ua führt. (Ua) deutet an, dass dies noch nicht der
eigentliche Ausgang Ua ist. In Bild 6 sieht man die ganze Schaltung.
Die Strombegrenzungsarten des "723"
Dieses IC enthält eine mit einem Strom-Shuntwiderstand
RSH abstimmbare Konstantstrom-Strombegrenzung
(Teilbild 4.1). Allerdings bietet das IC auch die Möglichkeit der
Foldbackstrombegrenzung (Teilbild 4.2). Diese hat den Vorteil, dass im
Falle eines Kurzschlusses der Strom so weit zurückgeht, dass die
thermische Belastung des Leistungstransistors stark in Grenzen bleibt
und so der Kühlkörper relativ klein dimensioniert werden kann. Der
Stromrücklauf kann mit R1 und R2 so dimensioniert werden, dass die
Verlustleistung über der Transistor- oder Darlingtonstufe bei
Kurzschluss kaum grösser ist als beim maximalen Ausgangstrom bei
definierter konstanten Ausgangsspannung Ua. Damit wird auch gleich klar,
dass die Foldbackmethode bei variabler Ausgangsspannung wenig Sinn
macht.
Diese Foldback-Methode hat allerdings einen groben Schönheitsfehler: Je
stärker (spitzwinkliger) der Stromrücklauf ist, um so grösser ist der
Spannungsabfall über RSH bei der der Knick der
Strombegrenzung einsetzt, weil der IC-interne Transistor CL (Bild 1) mit
seiner typischen Basis-Emitter-Schwellenspannung von 0.65V nur die mit
R1 und R2 geteilte Spannung erhält. Für mehr Details und für die
Berechnungsgrundlagen zu dieser Foldbackmethode, konsultiere man das
723-Datenblatt.
Strombegrenzung mit Impuls-Foldback
Das Prinzipschema in Teilbild 5.1 zeigt wie's geht. Der LM723 oder ein
anderer "723" erhält im Normalfall die Steuerspannung Us. Der Komparator
KO misst mittels R1 und R2 die Ausgangsspannung Ua. Hat diese den
korrekten Wert, d.h. die Spannungsregelung arbeitet korrekt, ist der
symbolische Schalter S auf Us geschaltet. Zieht die Last
RL einen zu hohen Strom, setzt mit
RSH die Strombegrenzung ohne Foldbackcharakteristik
ein. Allerdings sinkt bei nur etwas zuviel Überlast, bei eingesetztem
maximalen Konstantstrom, die Spannung Ua empfindlich. Unterschreitet Ua
einen mit R1 und R2 definierten Wert, schaltet S auf den Ausgang des
astabilen Multivibrators mit einem grossen Tastververhältnis.
Dieses Tastverhältnis reduziert den mittleren Überlaststrom drastisch
und damit ebenso die mittlere Verlustleistung über T und
RSH. Solange bei jedem Stromimpuls in Richtung
RL Ua kleiner bleibt als die kritische Spannung zur
Umschaltung des Schalters S nach Us, bekommt die Spannungsregelung
ständig weitere Impulse des astabilen Multivibrators. Wird der
Ausgangslaststrom reduziert, bzw. RL erhöht, so
dass Ua den geregelten Spannungswert erreicht, schaltet S um auf Us.
Damit arbeitet die Spannungsregelung wieder korrekt. Wenn
CL verhältnismässig gross ist, kann es sein, dass
nicht gleich mit dem ersten Impuls nach Laststromreduktion die Regelung
wieder stabil arbeitet. In diesem Fall muss CL
stossweise aufgeladen werden.
Das Diagramm in Teilbild 5.2 zeigt das Tastverhältnis und die
Impulsdauer der die Stromdauer des Transistors T bewirkt. Es genügt nun
nicht, dass wir wissen, dass der mittlere Strom, die mittlere
Verlustleistung und somit die Erwärmung von T vom Tastverhältnis
bestimmt und somit sehr klein wird. Oberhalb einer krtitischen
Kollektor-Emitter-Spannung von T1, darf ein bestimmter Maximalstrom auch
dann nicht dauernd fliessen, wenn T1 noch so intensiv gekühlt wird. Es
gibt die sogenannte Safe-Operating-Area (SOA). Dieses Diagramm zeigt,
wie lange der Stromimpuls bei welcher Kollektor-Emitter-Spannung maximal
dauern darf. Man konsultiere um dies herauszufinden, das Datenblatt des
verwendeten Leistungstransistors und man studiere das Diagramm
"Active-Region-Safe-Operating-Area". Für die Schaltung in Bild 6
betrifft dies hauptsächlich den Transistor MJ2955 und BD239. Es ist, im
Falle eines Nachbaues, natürlich keineswegs verboten andere
Transistortypen auszusuchen. Anstelle des MJ2955 z.B. einen mit
geringerem thermischen Widerstand zwischen Chip und Gehäuse, bei
gleichbleibenden oder besseren sonstigen Daten.
Das Diagramm in Teilbild 5.3 illustriert den Stromanstieg bei der
konstanten Ausgangsspannung von +5 VDC. Im Moment des Einsatzes der
Strombegrenzung, definiert durch RSH, sinkt Ua.
Bei etwa 4.7 VDC wird die kritische Unterspannung erreicht, wo S auf den
astabilen Multivibrator umschaltet und anstelle des maximalen
Überlaststromes von etwas mehr als 3 A, im Mittel nur noch etwa 160 mA
fliessen. Durch diese starke Reduktion kann T1 selbst dann abkühlen,
wenn +Ua nach GND kurzgeschlossen ist.
Das vollständige Netzgerät für 5V/3A
Die Funktion des Netzteils, mit Trafo, Gleichrichter und
Spannungsverdoppler, ist in
Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes
0.1-10VDC/3A bereits hinreichend beschrieben. Um zu verstehen wie
die Spannungsregelung mit dem "723" arbeitet, konsultiere man dessen
Datenblatt und wie die komplementäre Darlingtonschaltung arbeitet,
erfährt man in (1). Zu erklären wäre
eigentlich nur noch die Funktion des Impulsfoldbacks.
Wie sehen im umrahmten Teil den Impulsgenerator, ein mit Transistoren
diskret realisierter astabiler Multivibrator. Wie diese Schaltung
funktioniert und wie man sie berechnet, liest man in
Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk im
Kapitel "Astabile Kippschaltung" unter "Kippschaltungen mit gesättigten
Transistoren".
Uns interessiert hier nur das Spezielle an diesem Impulsgenerator. Es
gibt die Erweiterung mit T5. Wenn T4 während der kurzen Impulsdauer
leitet, steuert dieser die Basis von T5 und T5 schaltet ebenso kurz ein.
Während dieser kurzen Zeit erhält der "723" Betriebsspannung und am
Ausgang Ua folgt ein Spannungsimpuls von eben dieser kurzen Dauer und
dem bereits beschriebenen langen Unterbruch. Als "Spannungskomparator" -
siehe Teilbild 5.1 - dient hier bloss eine Z-Diode Z1. Solange die
geregelte Spannung von +5 VDC anliegt, fliesst durch die Z-Diode ein
Strom über D5 in die Basis von T4. T4 und T5 bleiben so konstant
eingeschalten. Sinkt die Ausgangsspannung, weil wegen Überlaststrom die
Strombegrenzung, gegeben durch R6, anspricht, so weit, dass die
Zenerspannung von Z1, die Schwellenspannung von D5 und die
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4 keinen Strom mehr zulässt,
arbeiten T4 und T5 wieder als Teil des astabilen Multivibrators.
Diese Spannungsvergleichsmethode erfüllt mit ihrer geringen Präzision
hier ihren Zweck. Wenn man es besser machen will, kann man eine
Komparatorschaltung realisieren wie sie in Teilbild 5.1 symbolisch
skizziert ist. Es gäbe auch noch eine alternative Methode, die von der
Ausgangsspannung unabhängig ist: Ein Komparator stellt fest, ob die
Spannungen zwischen dem invertierenden und nichtinvertierenden Eingang
von EA (Bild 1) gleich (spannungsgeregelter Zustand) oder ungleich ist.
Wenn ungleich, muss der Impulsfoldback aktiv sein. Dies zu realisieren
dürfte aber nicht ganz einfach sein. Wenn jemand Lust hat, möge er
sich damit verweilen und mir gelegentlich von seinen Erfolgserlebnissen
berichten...
Thomas Schaerer, 28.02.2003 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ;
17.03.2006
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