Opamp/Komparator oder 555er-CMOS:
Toggle-Flipflop und Prellfrei-Schaltung

 

Einleitung

Die Wurzeln dieses Elektronik-Minikurses liegen in den Tiefen des ELKO-Forums, ein Elektronik-Forum, das ich immer wieder gerne weiterempfehle. Es gibt einen "harten Kern" von Mitwirkenden, die sich mit viel Herzblut dafür einsetzen und der Spass kommt dabei nie zu kurz. Dies lockert die sonst eher trockene Materie willkommen auf. Auslöser zur Entstehung dieses Elektronik-Minikurses zum Thema, wie man mit einem 555-Timer-IC ein Toggle-Flipflop mit prellfreiem Tasten realisiert, ist der Diskussions-Thread Problem mit FlipFlop vom 19.06.2012 von Erhard.

Es war eine etwas langatmige Diskussion mit vielen Teilnehmern. Aber da zeigte mitten drin Olit - ein Teilnehmer des "harten Kerns" - eine pfiffige Schaltung, wie man einem 555-Timer-IC die Fähigkeit eines Toggle-Flipflops verleiht und auch gleich ein prellfreies Tasten ohne nennenswerten Zusatz ermöglicht. Dieser Elektronik-Minikurs erklärt im Detail, wie diese Schaltung funktioniert. Ergänzende Elektronik universalisiert die ganze Schaltung noch etwas.

Wir beginnen die Realisierung mit einem einfachen Komparator oder Operationsverstärker (Opamp) und daraufhin mit dem 555er-Timer-IC. Bei beiden Anwendungsarten, ob Opamp/Komparator oder 555er-Timer-IC, hat der Schmitt-Trigger die zentrale Funktion. Das irritiert vielleicht etwas. Aber es ist so. Erklärt wird dies im Kapitel "Toggeln mit einem 555er-Timer-IC". Selbstverständlich ist es, wie in allen meinen 555er-Elektronik-Minikursen, dass ich die CMOS-Version mit den Timer-ICs LMC555 und TLC555 der alten bipolaren Version NE555 bevorzuge. Warum dies so ist, erfährt man hier:



Toggeln mit einem Opamp oder Komparator

Wie aus einem Schmitt-Trigger ein prellfreier Taster und ein Toggle-Flipflop in einem wird, zeigt Bild 1 an einem Schmitt-Trigger, der aus einem positiv rückgekoppelten Komparator (Mitkopplung) besteht. Es ist durchaus möglich anstelle eines 555er-Timer-IC ein beliebiger Opamp oder Komparator für den fast selben Zweck einzusetzen. Fast bedeutet die Einschränkung, dass ein Autoreset-Zusatz mit zusätzlichem Aufwand realisierbar wäre, hier jedoch unberücksichtigt bleibt. Ich überlasse dies dem interessierten Leser, der gerne selbst an diesem Thema herum tüftelt...

Teilbild 1.1 zeigt mit einem einfachen Ein- und Ausschalten mit zwei Tasten das Grundprinzip. Beim Einschalten der Betriebsspannung ±Ub ist es zufällig, ob Ua die Spannung von beinahe +Ub oder beinahe -Ub annimmt. Beinahe bedeutet, dass je nach verwendetem Opamp oder Komparator +Ub und/oder -Ub nicht exakt erreicht werden können. Grundsätzlich ist das nur dann möglich, wenn die Ausgangsbeschaltung des IC rail-to-rail-fähig ist, wenn Ua nicht nennenswert belastet wird.

Die Referenzspannung Ur am nichtinvertierenden Eingang hat zufällig am Anfang, im vorliegenden Beispiel, eine Spannung von fast +Ub/10, weil Ua auf fast +Ub liegt (siehe Diagramm) und R1/R2 als 1/10-Spannungsteiler wirkt. Beim Drücken auf die Taste DT1 wird Ue auf fast +Ub/5 erhöht. Verantwortlich für diesen Spannungswert ist der Spannungsteiler R3/R4. Dies hat zur Folge, dass der Schmitt-Trigger kippt und Ua wird beinahe -Ub. Dies bedeutet, dass bei jedem Tastendruck DT1 oder DT2 Ue etwa doppelt so gross ist wie Ur, ob im augenblicklich positiven oder negativen Spannungsbereich. Wie das funktioniert, zeigt das Diagramm unterhalb der Schaltung.

Praxistip: Man kann diese praktische und einfache Schaltung dafür einsetzen mit zwei Drucktasten etwas ein- und auszuschalten. Auf Ua folgt z.B. eine einfache Transistor-Schaltstufe, die ein Relais steuert. Anstelle von zwei einzelnen Drucktasten kann man auch einen zweipoligen Miniatur-Kipptaster verwenden, der eine Mittelstellung hat und nach beiden Seiten tasten kann.

Teilbild 1.2 zeigt wie es mit nur einer Drucktaste DT funktioniert. Der Vorgang entspricht dem der Schaltung in Teilbild 1.1, mit dem Unterschied, dass nur eine Taste abwechslungsweise eine Spannung von grösser als +Ub/10 und grösser als -Ub/10 beim Tastendruck zum invertierenden Eingang überträgt. Dies kann nur funktionieren, wenn die veränderte invertierte Spannung an Ua vor dem folgenden Tastendruck gespeichert wird. Dies geschieht durch R4 und C. Die Prellfreiheit des Tastens ergibt sich durch die Aufladezeit von C durch R4. Versuche zeigen, dass eine R4*C-Zeitkonstante von wenigen 10 ms genügen kann. Zum sicheren Funktionieren empfiehlt sich eine R4*C-Zeitkonstante im unteren bis mittleren 100ms-Bereich. Durch das Experimentieren kann man die R4*C-Zeitkonstante optimieren. Für C1 mit 1 µF empfiehlt sich Platzgründen einen kleinen Keramik-Kondensator (Kerko). Ein Tantal-Elko geht nicht, wegen der bipolaren Spannungsfunktion, gegeben durch die Betriebsspannung ±Ub.

Die Prellfreiheit: R4 muss extrem hochohmiger sein als R3, so dass beim Drücken der Taste DT C über R3 rasch auf eine Spannung sicher innerhalb der Hysteresespannung entladen wird. Dieser entladene Zustand bleibt, so lange man die Taste drückt. Nach dem Loslassen der Taste beginnt die Aufladung von C durch R4. Das geht aber so langsam, dass die Spannung an C während dem Tastenprellen sicher innerhalb der Hysteresespannung liegt. Während dem Prellen wird C ständig niederohmig über R3 entladen. Das Wieder-Aufladen von C durch R4 kann erst nach dem Ende des Prellvorganges ungehindert erfolgen. Und erst dieser Vorgang bereitet den nächsten aktiven Tastendruck vor. Durch Reduzierung von R1 kann man die Hysteresespannung vergrössern und dafür die Zeitkonstante R4*C entsprechend kleiner wählen. Das Diagramm mit Ue ist nicht massstäblich. Die Spannungssitzen müssten etwa fünf mal grösser gezeichnet sein, als die Hysteresespannung. Wie gross muss man R3 dimensionieren? Man glaubt es kaum, beim Einsatz des handelsüblichen JFET-Opamp TL071 funktioniert die Schaltung noch bei R3 = 1 Ohm. Das ergibt eine Entladezeitkonstante von 1 µs. Möglich ist dies durch die relativ hohe Slewrate von 13 V/µs des TL071. Der zulässige Bereich von R3 beträgt mindestens 1:1000, nämlich 10 Ohm bis 10 k-Ohm. Oberhalb von 20 k-Ohm wird die Schaltung instabil. Sie oszilliert während dem Drücken der Taste. Mehr dazu gleich beim Thema zu Teilbild 1.4.

Teilbild 1.3: Funktionell besteht kein Unterschied zu Teilbild 1.2. Der einzige Unterschied liegt darin, dass eine Single-Speisung von +Ub genügt. Dafür braucht es die Spannungsteiler R2a/R2b und R3a/R3b anstelle der Einzelwiderstände R2 und R3. Anstelle eines TL071 empfiehlt sich z.B. von der LinCMOS-Familie der TLC271, weil seine LOW-Spannungswerte (Ein- und Ausgang) bis auf den GND-Pegel hinunter gehen. Das selbe gilt allerdings nicht für den HIGH-Pegel am Ausgang. Dieser liegt unbelastet etwa auf +Ub-1V. Diese Schaltung eignet sich zum Tasten einer digitalen Logikschaltung, die mit 5 VDC betrieben wird.

Teilbild 1.4 zeigt einen Sonderfall, wie bereits weiter oben angedeutet. Es ist aber nichts anderes als der ganz typische Rechteckgenerator, wie er mit einem Opamp oder Komparator realisiert wird. Der einzige Unterschied besteht darin, man kann das Oszillieren der Rechteckspannung mit dem Schalter S ein- und ausschalten. R3 braucht es nur, damit das Potential am invertierenden Eingang des Opamp überhaupt definiert ist bei offenem Schalter S. Definiert ist er mit GND. Beim Ausschalten nimmt Ua zufällig den Wert von fast +Ub oder GND.



Toggeln mit einem 555er-Timer-IC

Es wird hier, wie in allen meinen 555er-Elektronik-Minikursen, wie bereits in der Einleitung angedeutet, die CMOS-Version thematisiert. Es ist der LMC555 ursprünglich von National-Semiconductor (von Texas-Instruments übernommen) und der TLC555 von Texas-Instruments. Trotzdem kann man hier ebenso den bipolaren NE555 einsetzen, falls man halt gerade nichts anderes in seiner Bastelkiste findet. Getestet habe ich dies allerdings nicht! Der LMC555 oder TLC555 in seinem kleinen 8-Pin-Gehäuse übernimmt die Funktion des prellfreien Tasters und des Toggle-Flipflop. Mit dem LMC/TLC555 (beide Typen zusammengefasst) funktioniert es deshalb, weil dieses Timer-IC quasi eine Schmitt-Trigger-Funktion, gegeben durch einen Fensterkomparator mit zwei Triggerpegel, und einem nachgeschalteten RS-Flipflop, ausübt. Wie der LMC/TLC555 als Schmitt-Trigger nützlich sein kann, liest man ausführlich hier in einem praktischen Einsatz:


Mit Bild 2 kommen wir zurück zu der in der Einleitung angedeuteten pfiffigen Schaltung, erweitert mit einer Autoreset-Funktion (R3 und C1), die beim Einschalten von +Ub in den ersten etwa 0.5 s den Reset /R2 des IC-internen RS-Flipflop aktiviert und so den Ausgang Q (Pin 3) auf LOW setzt. Zur schnellen Entladung von C1 bei einem kurzen Unterbruch von +Ub, dienen R4 und D1. Das funktioniert allerdings nur dann, wenn der Rest der an +Ub angeschlossenen Schaltung entsprechend niederohmig ist. Ist dies nicht der Fall, kann man dies ganz einfach mit eines LED-Anzeige realisieren, wie dies in Bild 2 oben links zu sehen ist. Rx1 muss man an +Ub anpassen. Rx2 dient der vollständigen Entladung von C1 unterhalb der LED-Spannung.

Pin 2 und Pin 6 bilden gemeinsam der Eingang Ue und Q = Pin 3 ist der Ausgang Ua. Da Ua nach dem Autoreset auf LOW (GND-Pegel) liegt, ist auch C2 entladen auf dem GND-Pegel. Beim Drücken der Taste DZ wird die halbe Betriebsspannung +Ub/2 an Ue kurzzeitig ebenfalls auf LOW (GND) gezogen, bis C2 annähernd +Ub/2 erreicht. C2 wird durch den Spannungsteiler R1/R2 geladen, solange DT gedrückt wird. Dadurch wird die Referenzspannung Uref1 von 1/3*Ub am nichtinvertierenden Eingang von KB kurzzeitig unterschritten und das RS-Flipflop wird am /S-Eingang gesetzt. Ua wird HIGH (ohne externe Last = +Ub). Beim Loslassen der Taste DT geht Ue wieder auf +Ub/2 und C2 wird über R5 mit einer Zeitkonstante von 0.22 s bis maximal auf den Wert von +Ub geladen. Beim folgenden Tastendruck steigt Ue kurzzeitig und somit der invertierende Eingang von KA auf den Wert der Spannung an C2. Ist diese höher als 2/3*Ub (Uref2), erfolgt am /R1-Eingang beim RS-FF ein Reset und Ua geht wieder zurück auf LOW (GND). Jetzt wird C2 durch den Spannungsteiler R1/R2 entladen, solange DT gedrückt wird. Beim nächsten Tastendruck beginnt das Ganze von Neuem.

Ergänzungen: Beim Tastendruck wird C2 nur bis zu knapp unterhalb oder knapp oberhalb von +Ub/2 auf- bzw. entladen. Als Spannungsteiler wirkt hier das Widerstandsverhältnis von R1||R2/R5 während die Taste gedrückt ist, danach gilt R1||R2 (5 k-Ohm). Es ist dabei nur wichtig, dass diese Spannungsänderung an Ue kleiner ist als die Hysteresespannung Uref2 minus Uref1 und das ist 1/3*Ub. Die Prellfreiheit des Tastendrucks entsteht dadurch, dass durch den Lade- und Entladevorgang von C2 durch R5 soviel Zeit gegeben ist, dass während dem Prellvorgang die Spannung an C2 die Werte Uref2 nicht über- und die von Uref1 nicht unterschreiten kann. So können die Komparatoren KA und KB noch nicht reagieren und Ua ändert sich noch nicht.

Relaissteuerung ganz kurz: Dieses Thema wird noch separat im Kapitel "Die Relaisschaltung" unter die Lupe genommen. Hier in Bild 2 geht es nur darum, wo am LMC/TLC555 die Schaltung aus Transistor T und Relais REL angeschlossen werden soll. Es bietet sich sehr elegant Pin 7 mit dem Opendrain-MOSFET an, der in der Lage ist 50 mA (LMC555) oder sogar 100 mA (TLC555) zu treiben. Warum aber steht neben dieser Relaisschaltung ein NEIN? Ganz einfach, mit dem AUTORESET startet diese Schaltung mit eingeschaltetem Relais. Man benötigt deshalb auch an Pin 7 eine zusätzliche Inverterschaltung mit einem Transistor, wie hier gezeigt wird mit JA.

Erweiterungen in Bild 3: Die Erweiterung der Schaltung in Bild 3 dient dazu, dass eine Tastatursteuerung potenzialbezogen möglich ist. Die Drucktaste DT1 bezieht sich auf +Ub und DT2 auf GND. Parallel zu DT2 gibt es noch eine weitere Transistorstufe, die sich eignet mit einem externen Rechtecksignal zu steuern. Die maximale Taktfrequenz liegt, verursacht durch die Zeitkonstante R5*C2, bei weniger als 3 Hz.

Der JFET T1 (BF245A, J111 [siehe Bild 3 unten links!]) ersetzt die Drucktaste DT in Bild 2. Drain und Source dürfen vertauscht werden, so wie dies beim Einsatz zum Schalten analoger Signale üblich ist und hier zum Ausdruck kommt. Wenn Ua = GND und T1 ist im sperrenden Zustand offen, dann gibt es trotzdem einen kleinen Strom von Ue mit +Ub/2 durch T1 (Drain-Source) über R5 zum GND-Pegel an Ua. Die Spannung zwischen Source und GND, bzw. über R5 entspricht der Gate-Source-Knickspannung des JFET. Beim BF245A sind es typisch 1.3 V. Beim BF245B sind es typisch 2.7 V. Diese Spannungen stellen sich automatisch so ein, damit T1 gerade noch sicher im Sperrbereich arbeitet, damit die Toggle-Funktion nicht gestört wird. Damit die Schaltung auch sicher bei +Ub = 5VDC arbeitet, sollte man einen BF245A (J111) einsetzen. Der Strom von Ue über T1 und R5 zu Ua, wenn dieser auf GND ist, beträgt etwa 6 µA. Der Querstrom von +Ub (12 VDC) über R1 und R2 nach GND beträgt etwa 600 µA. Diese 6 µA reduziert die Spannung an Ue von +Ub/2 etwa um 1%. Das ist weniger als die Widerstandstoleranz von R1 und R2, die problemlos 5 % haben dürfen. Die Spannungshysterese an Ue beträgt im Vergleich dazu 1/3*Ub.

Wenn Ua = +Ub (HIGH-Pegel) und T1 ist im sperrenden Zustand offen, dann wird C2 approximativ auf +Ub geladen. Diese Spannung liegt an der Source. Ue liegt auf +Ub/2 und damit ebenso die Drain. Dadurch ist das Gate gegenüber Source derart negativ vorgespannt, dass T1 vollständig sperrt.



Die Relaisschaltung

Bild 4 thematisiert die Relaisschaltung zu Bild 2 und Bild 3. Die CMOS-555er-Toggelschaltung ist die von Bild 2, jedoch hier vereinfacht. Die Autoreset-Schaltung fehlt hier. Teilbild 4.1 zeigt einen Relaistreiber mit einem NPN-Transistor. Dabei fliesst ein Basisstrom Ib, wenn Ua=HIGH. Es ist zu beachten, dass ein LMC555 oder TLC555 bei einem HIGH-Pegel nur ein Ausgangsstrom von maximal 10 mA erlaubt. Dies wäre also der maximale Basisstrom Ib. Da eine Stromverstärkung von T im Bereich der Sättigung und einem Kollektorstrom Ic im mittleren 10mA-Bereich nur etwa 20 bis maximal 30 zulässt, sind in der Auswahl der Relaisspulendaten Grenzen gesetzt.

Moderne DIL-Leistungsrelais (DIL = Dual-in-Line) sind in der Lage 6 A bei 230 VAC zu schalten, bei einer Spulenleistung von nur 200 mW. Man findet solche Relais z.B. bei der Firma Distrelec. Bei einer Spulenspannung von 5 VDC (+Ubx = 5VDC), gibt das ein Spulen- bzw. Kollektorstrom Ic von 40 mA. Wählt man eine Stromverstärkung von 20, ergibt dies ein Basisstrom Ib von 2 mA. Entsprechend dimensioniert man den Widerstand Rb (siehe Formel). Unbelastet entspricht der HIGH-Pegel dem Wert +Ub. Wenn jedoch ein Strom Ib von 2 mA fliesst, ist das nicht mehr der Fall. Gemäss Datenblatt reduziert sich UHIGH (Ua). Bei +Ub = 5 VDC und Ib = 2 mA reduziert sich UHIGH bis auf 4.4 V. Ginge es nur um die Relaissteuerung, ist das weiter nicht dramatisch. Allerdings beeinflusst diese Spannungsreduktion die Toggle-Funktion, weil R5 und C2 ebenfalls an Ua angeschlossen ist. Daher eignet dafür besser die MOSFET-Schaltung in Teilbild 4.2. Ua bleibt praktisch unverändert. Rg beim BS170 hat eine völlig andere Bedeutung als Rb beim BC546. Rb definiert den Basisstrom Ib. Rg (Gate-Vorwiderstand) verhindert eigenständiges Oszillieren des MOSFET beim Schaltvorgang. Für höherfrequente Anwendungen darf Rg durchaus auch niederohmiger sein, wie dies hier in Bild 4 im Kapitel "Die PWM-Schaltung für den Tischventilator" zum Ausdruck kommt. (Auch eine LMC/TLC555-Anwendung!)

Oder an Stelle des einfachen bipolaren Transistors in Teilbild 4.1 kann man auch einen Darlington einsetzen. Allerdings erhöht dies die Sättigungsspannung auf mindestens 0.8 V. Ob das zulässig ist, ist von der +Ubx-Wahl abhängig. Beträgt diese ebenfalls +5 VDC, würde die Spannung an der Relaisspule gerade noch knapp etwas mehr als 4 VDC betragen. Bei Ubx = +12 VDC ist dies gerade noch möglich, weil die Anzugsspannung des Relaisankers an Stelle von beinahe 20 % nur um etwa 8 % reduziert wird.

Anders sieht die Situation aus, wenn der LMC/TLC555 mit +Ub = 12 VDC betrieben wird. Da wirkt sich ein Basisstrom Ib von 2 mA nicht nennenswert aus, weil bei der höheren Betriebsspannung die CMOS-Ausgangsstufe des LMC/TLC555 niederohmiger ist. Man sollte für jeden Anwendungsfall das Datenblatt des LMC555 oder TLC555 konsultieren. Wenn +Ubx ebenfalls 12 VDC beträgt, kann man auch ein Relais für 12 VDC einsetzen, das mit einem Strom von 17 mA bei 200 mW auskommt. Bei diesem Kollektorstrom Ic kann man gut eine Sättigungs-Verstärkung 30 wählen und so genügt einen Basisstrom Ib von nur 0.6 mA. Das geht völlig problemlos. Ebenso mit einer Verstärkung von 20 und einem Basisstrom von 0.85 mA.



Prellfrei-Schaltung mit Komparator oder Opamp

Es wird hier eine Schaltung mit dem LinCMOS-Komparator TLC3702 (dual) vorgestellt, der eine Betriebsspannung zwischen 3 VDC und 16 VDC zulässt. Er gehört zur selben LinCMOS-Familie, wie die Opamps TLC271 (single), TLC272 (dual) und TLC274 (quad). Oft werden diese ICs für die Betriebsspannung von 5 VDC eingesetzt, so auch der TLC3702. Der TLC3702 im 5VDC-Einsatz eignet sich in Verbindung mit HCMOS-Logik-Schaltkreise oder mit CMOS-Mikroprozessoren. Er eignet sich ebenso für den Einsatz mit einer 9V-Blockbatterie wegen der niedrigen Leistungsaufnahme von maximal 135 µW bei einem Strom von weniger als 15 µA bei 9 VDC. Siehe Diagramm Figure 22 aus dem Datenblatt des TLC3702 von Texas-Instruments.

Oder für die häufig gewählte Betriebsspannung von 12 VDC. Oft bevorzugt bei digital-analoger Mixschaltung, wobei der analoge Teil auch mit ±12 VDC betrieben werden kann. 15 VDC geht auch. Aber, je näher die Betriebsspannung bei CMOS-Schaltungen beim Maximalwert sind, um so kürzer ist die statistische Lebenserwartung. Für Einzelanfertigungen oder Bastelprojekte spielt das eher eine untergeodnete Rolle.

Der TLC7302 ist erhältlich bei Farnell, RS-Online und Conrad (September-2017). Der TLC3702 ist ein Dual- und der TLC3704 ein Quad-Komparator. Ein Single-Komparator TLC3701 gibt es nicht. Was die Propagation-Delay-Time betrifft, ist der TLC3702 im µs-Bereich nicht besonders schnell. Für die vorliegende Anwendung ist das jedoch kein Problem. Was die Flankenzeit betrifft am Ausgang, sieht es hingegen mit 50 ns für Fall-Time und 125 ns für Rise-Time (+Ub = 5VDC) sehr gut aus, wenn es z.B. darum geht sequentielle HCMOS-Logikschaltungen zu steuern (Takt-Eingang). Ohne Schmitt-Trigger am Eingang erlauben diese HCMOS-ICs eine maximale Flankenzeit 400 ns. Dies dürfte wohl auch mit CMOS-Mikroprozessoren funktionieren. Für Anwendungen bei denen die Flankenzeit keine Rolle spielt, d.h. nur die Triggerspannung zählt, darf auch ein beliebiger Opamp anstelle des Komparators zum Einsatz kommen. Es folgt nun die Schaltung in Bild 5:

Teilbild 5.1a: Die Schaltung aus R1, C1, R2 und DT (Druck-, Kipptaste oder sonst ein mechanischer Kontakt) sorgt für prellfreie Impulsflanken an Ua1 und Ua2 (Teilbild 5.1b), beim Betätigen von DT. Beim Schliessen von DT wird C1 sofort auf den Wert von +Ub geladen. R2 dient der Strombegrenzung beim schnellen Ladevorgang. Ist C1 geladen liegt Ue auf GND-Potential. Ua1 liegt auf +Ub und Ua2 invertiert auf GND. Beim Öffnen von DT entladet sich C1 über R1 mit einer Zeitkonstante von 0.1 s. Es gibt Kontakte mit relativ grosser Prellzeit. In diesem Fall muss man die RC-Zeitkonstante erhöhen. Dies gilt für alle Schaltungen hier, bei denen ein solches Problem auftritt.

Wenn der Kontakt von DT beim Öffnen prellt, sorgt der niederohmige Wert von R2 dafür, dass C1 mit ausreichender Spannung - praktisch +Ub - geladen bleibt, weil R2 1000 mal niederohmiger ist als R1. Erst dann, wenn DT sich dauerhaft öffnet, stellt sich an Ua1 den GND-Pegel und an Ua2 +Ub, ebenfalls um etwa 0.1 s verzögert, ein. In diesem Zustand ist C1 entladen und Ue liegt auf +Ub. DT prellt in der Regel deutlich weniger lang als diese 0.1 s. Deshalb hat das Prellen keine Auswirkung auf Ua1 und Ua2.

Wenn der Kontakt beim Schliessen von DT prellt, sorgt der niederohmige Wert von R2 dafür, dass C1 mit dem ersten Kontakt sofort auf +Ub geladen wird (Ue = GND). Dies bleibt auch so, weil während dem Prellvorgang C1 keine Zeit hat sich über R1 auch nur ein Bisschen zu entladen.

R4 und R5 bilden das Arbeitspotenzial +Ub/2 für den nichtivertierenden Eingang von IC:A1. R6 bildet mit dem Wert des Parallelwiderstandes aus R4 und R5 die Schmitt-Trigger-Eigenschaft mit einer definierten Hysterese von relativ 33 % zur Spannung zwischen +Ub und GND an Ua1. Die Triggerspannung liegt bei 66 % bezogen auf GND, was etwa dem R1*C1-tau-Wert von 63 % entspricht. R3 ist nicht zwingend nötig, wenn man den Betriebszustand alleine betrachtet. Beim Aus- oder Einschalten von +Ub ist diese Situation doch etwas unsicher, wenn C1 noch (teil-)geladen ist. Mit R3 lässt sich ein Latchup-Effekt sicher vermeiden.

Teilbild 5.1b: Da der TLC3702 zwei Komperatoren enthält, kann man den zweiten als Invertierer benutzen und so stehen beim Tastendruck ein positiver und negativer Impuls zur Verfügung. Wie dies mit positiv und negativem Impuls zu verstehen ist, siehe Infobox oben rechts in Bild 5.

Teilbild 5.1c: Die Diagramme bestehen aus Tastendruck DT, dem Eingang Ue und Ausgang Ua1. Ua1 bleibt so lange auf +Ub wie die Taste DT gedrückt wird plus eine Verzögerungszeit - hier 0.1 s - durch das Entladen von C1 durch R1. Bild 6 zeigt nachträglich wie der Schmitt-Trigger arbeitet.

Teilbild 5.2: Diese Schaltung entspricht der Schaltung von Teilbild 5.1a mit dem Unterschied, dass die Entprell-Schaltung umgekehrt an Ue liegt. Die RC-Schaltung unten und die Taste DT mit R2 oben. Diese Schaltung eignet sich dann, wenn man nur einen negativen Ausgangsimpuls benötigt und der zweite Komparator vielleicht einem andern Zweck dienen muss.

Wird der zweite Komparator des TLC3702 nicht benötigt, dann muss man die offenen sehr hochohmigen Eingänge auf ein beliebiges Potential legen zwischen +Ub und GND. Da der TLC3702 rail-to-rail-fähig ist, kann man diese Eingänge auf GND oder +Ub legen. Vorzugsweise mit einem Widerstand, hier Rx, um den unsicheren Vorgängen in der Ein- und Ausschaltphase von +Ub vorzubeugen. Hier ist IC:A2 mit Rx (10 k-Ohm) mit GND verbunden.

Diese Massnahme ist nötig, weil unbenutzte CMOS-Eingänge extrem hochohmig sind und deshalb auf die geringste Einwirkung von elektrostatischen Feldern empfindlich reagieren. Der TLC3702 ist zwar an den Eingängen ESD-geschützt. Trotzdem empfiehlt sich diese einfache Massnahme, weil durch Veränderungen der vagabundierenden elektrostatischen Feldern und parasitären Kapazitäten zwischen Ausgang und den beiden Eingänge, kann es zu störender Oszillation kommen.

Schmitt-Trigger-Funktion: Teilbild 6.2 entspricht Teilbild 5.1a. Hier interessiert uns die Hysterese dieser Schmitt-Trigger-Schaltung. Wenn R4, R5 und R6 gleich gross sind, ergibt dies eine Hysterese von 33.3 % zur Rechteck-Ausgangsspannung Ua1. Damit sind Spannungsabstände zwischen den beiden Triggerspannungen Ut1 und Ut2 (Hysterese) und zwischen Ut1 und +Ub und zwischen der Ut2 und GND genau gleich gross, wie dies Diagramm 6.1 zeigt. Dies erzeugt den Nebeneffekt, sollte dieser wichtig sein, zwischen diesen Spannungspunkten ist es stets der selbe Rausch-/Störsignalabstand. Ein anderer Effekt ist der, wenn C1 geladen wird, ist man nahe beim tau-Spannungswert von 0.63, weil dieser Wert nahe bei Ut1 mit 0.66 liegt. Dies macht für die RC-Beschaltung die Berechnung sehr einfach. Bei der Entladung von C1 gilt genau die selbe Situation, nur umgekehrt, weil die Entladung folgt von +Ub nach GND. Ut2 hat den den Wert von 0.66, nahe bei 0.63.

Teilbild 6.3 zeigt die prinzipielle Innenbeschaltung des Timer-IC LMC555, bzw. TLC555. Die CMOS-Version des NE555. Hier werden durch drei gleich grosse Widerstände R ebenfalls die selben relativen Spannungsabstände erreicht. Der Fensterkomparator, bestehend aus den Komparatoren X und Y, haben ebenfalls eine Hysterese von 33.3 % bezogen auf die Rechteck-Ausgangsspannung Ua nach dem RS-Flipflop. Beides, Komparatoren und RS-Flipflop bilden die Schmitt-Triggereigenschaft, wenn die Timereigenschaft nicht gebraucht wird und nur Ue und Ua zum Einsatz kommen. Eine praktische Anwendung zeigt diese Schaltung zur 230-VAC-Netzsynchronisation. Mehr dazu siehe Link in "Datenblätter, Application-Notes und Grundlagen" am Schluss.



Prellfrei-Schaltung mit dem 555er-Timer-IC (CMOS)

Anstelle einer Prellfrei-Schaltung kann man für die Tastenbetätigung ein Monoflop realisieren, wie dies Teilbild 7.1 zeigt. Dies funktioniert dann sicher, wenn die Dauer des Tastendrucks kürzer ist als die Monoflop-Zeit, bestimmt durch R1 und C1. Wenn das Loslassen der Taste erst dann erfolgt, wenn die Monoflop-Zeit zuende ist, kann dies wegen dem Tastenprellen eine unerwünschte Monoflop-Zeit auslösen. Siehe in Diagramm 7.2 die Flanke wo "PRELLFEHLTRIGGER" steht.Es gibt im Datenblatt des LMC555 dazu sogar einen Hinweis unter Figure 5 auf Seite 6: "In monostable operation, the trigger should be driven high before the end of timing cycle."

Bild 7.3 zeigt wie einfach es ist die Auswirkung eines zu langen Tastendrucks mit einer passiven Differenzierschaltung (C2, R3) zu vermeiden. Wenn DT schliesst, geht Ut (Spannung der Taste) sofort auf GND. Ebenso die Spannung Ue am Eingang von Pin 2 des LMC555. Diese Spannung steigt mit einer Zeitkonstante von 100 ms, weil sich C2 durch R3 auflädt. Wenn die Taste später wieder losgelassen wird, und Ut geht auf +Ub, erzeugt dies an Ue eine Überspannung, weil in diesem Moment die Spannung von C2 mit +Ub addiert. Um dies in Grenzen zu halten, zum Schutz des LMC555 (oder TLC555), beträgt die Überspannung nur etwa 0.7V, entsprechend der Flussspannung von D1 und dies nur kurzzeitig bis C2 über R2 und D1 fast entladen ist. Unterhalb diesen 0.7 V, entlädt sich C2 über R2 und R3 etwas langsamer. Falls die 100 ms zur Entprellung nicht genügen, kann man C2 oder/und R3 erhöhen.

Die Teilbilder 7.4 und 7.5 zeigen wie einfach es mit dem LMC555 (oder TLC555) ist eine Entprell-Schaltung zu realisieren. Der IC-interne Fensterkomparator und das RS-Flipflop erzeugen die Eignschaft des Schmitt-Triggers, wie bereits erwähnt. Die beiden Schaltungen unterscheiden sich nur in der Polarität der Eingangs- (Ue) und Ausgangsimpulse (Ua). Man realisiert das was man eben braucht, je nach Anwendung.



Datenblätter und Elektronik-Minikurse



Thomas Schaerer, 24.11.2012 ; 17.03.2014 ; 04.08.2014 ; 24.09.2017