Der 555-CMOS-Timer als Impulsbreitenmodulator (PWM)
zur Steuerung eines kleinen DC-Ventilators

 


Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs zum Thema 555er-Timer-IC in CMOS-Technologie, befasst sich mit der Impulsbreitenmodulation. Man bezeichnet es auch als Pulsweitenmodulation mit der gängigen Abkürzung PWM, wie wir es hier verwenden. Dazu eignet sich der LMC555 oder der TLC555 besonders gut, wenn die Einstellung des Tastgrades mit einem Potmeter erfolgt. Wenn eine Steuerspannung benötigt wird, eignet sich eine andere Methode, mit Dreieckgenerator und Komparator, besser. Mehr zu diesem Thema liest man am Schluss dieses Elektronik-Minikurses im Kapitel "Alternative PWM-Schaltung mit Dreieck-Generator".

Die elektronischen Daten des LMC555 und TLC555 sind grösstenteils identisch, weshalb im weiteren Text die Bezeichnung LMC/TLC555 erfolgt. In den Schemata liest man stets die Bezeichnung LMC555. Dies kommt davon, dass ich selbst meist mit dem LMC555 arbeite. Es gibt aber keinen Grund statt dessen nicht den TLC555 einzusetzen. Beides sind aktuell Produkte von Texas-Instruments.

Tastgrad, nicht Tastverhältnis: Bei einem Rechtecksignal gibt es den Begriff Tastverhältnis der sehr üblich ist. Jedoch stiftet dieser auch Verwirrung. Unüblich und weniger geläufig ist der Begriff Tastgrad, jedoch ist seine Definition eindeutig, wie diese aus dieser Wiki-Seite deutlich hervorgeht.

Flankenzeit: In der Regel liest man von Flankensteilheit. Darunter versteht man die Spannungsänderung pro Zeiteinheit, wie z.B. V/µs. Auf englisch Slewrate bezeichnet. Unter Flankenzeit versteht man die Anstiegs- oder Abfallzeit (englisch: Risetime oder Falltime). Der Begriff Flankenzeit bezieht sich auf zwei fixe Spannungswerte, z.B. zwischen GND und einer Spannung. Häufig ist es der 10%- und 90%-Pegel, wie es dieses Diagramm von Keysight-Technologies zeigt.



Auf dem Weg zum Impulsbreitenmodulator (PWM)

Teilbild 1.1, mit dem "Innenleben" des LMC/TLC555, zeigt den typischen Rechteckgenerator mit nur zwei zeitbestimmenden Komponenten, dem Kondensator CT und dem Widerstand RT. Das funktioniert nur mit der CMOS-Version des 555er-Timer-IC. Mehr Details dazu liest man im Elektronik-Minikurs 555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator. Hier geht es einfach nur noch einmal darum um zu verstehen, warum dieses einfache RC*TC-Netzwerk am Ausgang Ua eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit einem Tastgrad t/T von recht genau 0.5 erzeugt. Nämlich, weil in CMOS ist die Ausgangsstufe des LMC/TLC555 rail-to-rail-fähig. REF1 und REF2 liegen symmetrisch zur Betriebsspannung +Ub und GND. Das hat zur Folge, dass beim Auf- und Entladen von CT durch RT die selbe Hysteresespannung (UREF2 - UREF1) gilt.

Fazit: Es gelten für das Laden und Entladen von CT stets die selben Bedingungen, also sind auch die Lade- und Entladezeiten gleich gross. Ausser am Anfang, wenn die Ladung bei 0 V beginnt. In der Praxis gilt die Einschränkung, dass Ua durch RT und von allfällig weiteren Netzwerken, angeschlossen an Ua, nicht nennenswert belastet werden darf. Dies zeigt auch das Diagramm der Spannung Uct an CT. Uct variiert ständig zeitsynchron mit Ua zwischen 1/3*Ub und 2/3*Ub. Das sind die Spannungswerte von REF1 und REF2. In Wirklichkeit sind die Spannungsänderungen von Uct nicht linear. Es sind Fragmente von Spannungen, die sich nach dem Lade- und Entladeprinzip exponentiell ändern. Die geraden Linien sind eine Folge des einfacheren Zeichnens. Für unseren Zweck spielt die exakte Signalform keine nennenswerte Rolle. Unser Interesse gilt dem PWM-Signal an Ua.

Teilbild 1.2 zeigt im Prinzip die selbe Arbeitsweise. Am Ausgang gibt es ebenfalls eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit t/T = 0.5, obwohl RT etwas anders realisiert ist. RT1 und RT2 sind gleich gross. Mit den beiden Dioden D1 und D2 ist RT1 für das Laden und RT2 für das Entladen von CT zuständig. Sind RT1 und RT2 gleich gross, sind Lade- und Entladezeiten gleich gross und damit ist die Rechteckspannung zeitsymmetrisch. Eine Veränderung von RT1 und RT2 bekommt eine grosse Bedeutung, wenn man eine manuell gesteuerte PWM mit einem Potmeter realisieren will. Dazu kommen wir später in Bild 3.

Mit Teilbild 1.3 kommen wir dem Ziel ein Stück näher. RT1 ist kleiner als RT2. Folglich ist der CT-Ladestrom von Ua durch RT1 und D1 grösser als der CT-Entladestrom durch D2 und RT2 nach Ua. Der grössere Ladestrom durch RT1 hat zur Folge, dass die Ladedauer kürzer ist und dies erzeugt eine kürzere HIGH-Level-Impulsdauer. Der Tastgrad t/T ist daher kleiner als 0.5.

Teilbild 2.1 wiederholt Teilbild 1.2 und Teilbild 2.2 wiederholt Teilbild 1.3. Neu ist Teilbild 2.3, dessen Unterschied einzig darin besteht, dass RT1 und RT2 vertauscht sind. Dadurch ist umgekehrt der Entladestrom grösser als der Ladestrom. Der Tastgrad t/T ist jetzt um den selben Faktor grösser als 0.5. Durch Verändern der Werte von RT1 und RT2, jedoch bei gleichbleibendem Summenwiderstand von RT1+RT2, erhält man bei gleichbleibender Frequenz eine mittels Widerständen gesteuerte PWM.

Anstelle der beiden Widerstände RT1 und RT2 hat es in Teilbild 3.1 und Teilbild 3.2 je einem Potmeter P. rt1 und rt2 stellen die beiden Werte der Teilwiderstände zwischen Schleifer und den beiden Enden von P dar. An den Ausgängen Ua folgen symbolisch je ein Schaltverstärker V und eine (Halogen-)Glühlampe GL. Es geht dabei nur darum um zu erklären, wie die beiden Schemata die Zustände dunkler und heller erzeugen. Die Helligkeit der Lampe GL ergibt sich durch die thermische Trägheit des Glühfadens, aus der mittleren Spannung des Tastgrades und der Spannung +Up (p = Power). Verluste im Schaltverstärker sind sehr klein, weil dessen Leistungstransistor mit hoher Flankensteilheit schaltet und deshalb die meiste Zeit ein- oder ausgeschaltet ist. Das ändert natürlich nichts daran, dass eine Halogen-Glühlampe einen sehr schlechten Wirkungsgrad hat.

Teilbild 3.1 zeigt P mit einem niedrigen rt1- und einem höheren rt2-Widerstandswert. Das bedeutet CT wird schneller auf- als entladen. Dies drückt sich in einer kleinen Impulsdauer aus, wie wir das jetzt bereits aus den vorherigen Bildern kennen. Der Tastgrad t/T ist kleiner als 0.5. Gerade umgekehrt ist es in Teilbild 3.2, wo rt2 im selben Mass kleiner ist als rt1. Rv dient der Definition des minimal und maximal mit P einstellbaren Tastgrades. Rv dient aber auch dazu, dass der Lade- und Endladestrom von CT nicht nur durch die relativ niederohmige Ausgangsstufe des LMC/TLC555 bestimmt wird, wenn P an dem einen oder andern Anschlag ist. Wünscht man sich getrennte Minimal- und Maximalhelligkeiten, sind anstelle von Rv, zusätzlich zu P RT1 und RT2 notwendig, wie dies Teilbild 3.3 zeigt.



LMC/TLC555-Impulsbreitenmodulator (PWM) zur Ventilatorsteuerung

Motivation

Im September des Jahres 2011 im ELKO-Forum gab es eine rege Diskussion zum Thema PWM mit dem Timerbaustein NE555 (bipolare Version). Daraus entstand meine Motivation etwas zum Thema mit diesem Elektronik-Minikurs beizutragen und so entwickelte ich eine einfache Schaltung zur Erzeugung einer PWM mit dem LMC/TLC555 (CMOS-Version) zur Steuerung eines kleinen Tischventilators. Ein passender batteriebetriebener Tischventilator gab es als eine kurzfristige Aktion von der Elektronik-Discount-Kette Interdiscount. Anstelle der vier 1.5V-Batterien kam eine externe Betriebsspannung von maximal etwas mehr als 6 VDC in Frage. Der maximale Strom beträgt 1A. Es ist mit entsprechenden Anpassungen der Schaltung möglich Ventilatoren mit andern Betriebsspannungen und Maximalstromwerten zu betreiben. Diese Anpassungen überlasse ich dem Leser.


Die PWM-Schaltung für den kleinen Tischventilator

Es empfiehlt sich Bild 4 in einem zusätzlichen Fenster darzustellen, damit man Bild 4 beim Lesen des weiteren Textes stets vor sich hat. Oder man drückt Bild 4 aus.

Netzteil: Da mit 6 VAC eine niedrige AC-Nennspannung gewählt wird, ist eine Brückengleichrichtung mit zwei Silizium-Dioden pro Strompfad zu ineffizient. Besser ist die Mittelpunkt-Gleichrichtung, bestehend aus Trafo TR und den beiden Dioden D4 und D5 1N4004. Dafür muss man sich einen (Print-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen zu je 6 VAC besorgen. Der maximale DC-Strom durch den Ventilator beträgt 1A, wobei die gleichgerichtete (D4,D5) und geglättete (C1) DC-Spannung unter Nennlast etwa 6.7 VDC beträgt. In Bild 4 liest man für +Ub und +Ubx +7 VDC. Diese Spannung ist eh, je nach Trafowahl und Stromlast, nicht präzis, jedoch ausreichend gut genug für die vorliegende Anwendung.

Durch die relativ gut geglättete DC-Spannung mit C1 ist der AC-Strom (RMS-Wert) um einen Faktor von etwa 1.4 mal grösser als der DC-Strom von +Ub. Dieser Faktor, bedingt eine Trafoleistung von mehr als 8.4 VA, hat jedoch nichts mit dem so genannten Formfaktor zu tun. Dieser ist abhängig vom Trafo-Innenwiderstand. Bei einer Wahl der Trafoleistung von 10 VA beträgt der so genannte Formfaktor 1.65 beim Nennstrom. Das ist allerdings erfahrungsgemäss etwas knapp für eine Gleichrichtung mit relativ "straffer" Spannungsglättung. Es empfiehlt sich ein Formfaktor von 1.8 bis 1.9. Also ist es besser einen 16VA-Trafo einzusetzen. Damit hat man Reserve und eine geringe Erwärmung des Trafo. Man kann problemlos die Kapazität von C1 verdoppeln zu Gunsten einer Halbierung der Rippelspannung. 16 VA ist die nächst höhere Leistunsgsstufe, die es im Fachhandel in der Regel gibt. Mit 16VA wäre die Schaltung grosszügig dimensioniert. Dies hier in dieser Kurzform aus Erfahrung beschrieben. Will man es selbst genau berechnen (z.B. für eine andere Ventilator-Leistung/Spannung), dann empfehle ich dazu das Buch HALBLEITER-SCHALTUNGSTECHNIK von Tietze/Schenk mit dem Kapitel "Stromversorgung".

+Ub vereinfacht erklärt: Wenn Gleichrichtung und Glättung keine hochpräzise Angelegenheit sein muss, geht es auch ohne z.B. den Tietze/Schenk. Die Halbwellengleichspannung hat die doppelte Netzfreuenz, also 100 Hz. Es beginnt zunächst damit, dass man weiss, dass pro 1000 µF (Ladeelko) und einem DC-Strom von 1 A bei der Brücken- oder Mittelpunkt-Gleichrichtung eine Rippelspung von 6 Vpp erzeugt wird. Bei einer Kapazität von 2200 µF (C1) sind das 2.7 Vpp. Der mittlere Spannungswert zwischen diesen beiden Peakwerten der Rippelspannung liegt bei 1.8 V (0.67 * 2.7 Vpp). Runden wir Upp einfachheit halber auf 3 Vpp. Der Mittelwert liegt bei etwa 1/3 zu 2/3. Der Peakwert von 7.7 Vp reduziert sich zum Mittelwert auf 6.7 VDC. Das sind noch immer mehr als die erwünschten 6 VDC. Es ist aber etwas weniger, weil die Sekundärspannung des Trafo einen gewissen Innenwiderstand hat. Für die vorliegende Anwendung genügt es mit etwa 6 VDC. Illustriert in Teilbild 4.1. Man erkennt mit diesen Werten, was für einen Ventilator genügt, genügt nicht für präzise DC-motorische Anwendungen.

Unterschied zwischen +Ub und +Ubx: R1 und C2 reduzieren zusätzlich Rippelspannung von +Ub. Die Spannung von etwa +7 VDC wird dabei nicht nennenswert reduziert, weil der Betriebsstrom des LMC555 maximal bei +12 VDC nur 0.4 mA und bei +5 VDC nur 0.25 mA beträgt. Bei +7 VDC liegt der Betriebsstrom etwa in der Mitte bei maximal 0.33 mA. Dies erzeut über R1 eine Spannung von etwa 155 mV. In der Realität ist es mit dem typischen Wert weniger, aber auch schon so, bedeutungslos. Die Angabe von +7 VDC für +Ub ist ein Annäherungswert, gegeben von 6 VAC, Trafo unter Nennlast bei 16 VA, die beiden Gleichrichterdioden D3 und D4 mit dem Glättungs-Elko C1. Siehe dazu Teilbild 4.1.

Bei einer Trafonennlast von 16 VA beträgt bei 230 VAC der Primärstrom 70 mA. Daher sollte eine Feinsicherung von 100 mA träge (T) oder superträge (TT) die passende Wahl sein. Bei Verwendung eines kleinen Ringkerntrafo (nicht nötig), ist wegen dem höheren Einschaltstromimpuls, eher eine superträge Sicherung (TT) empfehlenswert. Wegen dem etwas besseren Wirkungsgrad wäre der Primärstrom etwas niedriger. Erst recht der Leerlaufstrom. Ringkerntrafos streuen nur sehr wenig Magnetfelder, falls dies wegen einer hoch empfindlichen Schaltung in der Nähe von Bedeutung ist.

Schaltregler-Alternative zur Gleichrichtung und Glättung?: Es gäbe noch die alternative Möglichkeit die Schaltung mit einem leistungsfähigen Schaltnetzteil zu betreiben. Das Problem dabei ist, dass dieser Spannungsregler einen hohen Anlaufstrom für den Motor liefern muss. Mit einem Schaltregler, der nur knapp maximal den Betriebsstrom von 1A liefert, funktioniert das nicht. Dazu kommt, dass der Motor für den Zweck eines Ventilators keine stabil geregelte Spannung benötigt. Man könnte für den Anlaufstrom einen Elko mit hoher Kapazität zur Speisung schalten. Es gibt allerdings Schaltregler welche solche Kapazitäten am Ausgang nicht vertragen und nicht stabil oder gar nicht arbeiten.

Die PWM-Schaltung: Diese Schaltung ist bereits mit Bild 3 erklärt. Auf den Ausgang Pin 3 des LMC/TLC555 folgt mit T2, ein Logiclevel-Power-MOSFET des Typs IRLZ34N, dessen sehr niedriger RDS_on von maximal 60 m-Ohm bei einer Gate-Source-Spannung von 4 V (TTL-High-Pegel) definiert ist. Bei einem Drainstrom von 1A, entsteht zwischen Drain und Source ein Spannungsabfall von nur 60 mV. Man könnte behaupten, dass mit diesem Power-MOSFET mit Kanonen auf Spatzen geschossen wird, weil dieser einen maximalen Dauerstrom von 30 A zulässt. Natürlich mit entsprechender Kühlung für etwa 2 W. Das stimmt.

Allerdings ist der preisliche Unterschied so klein zu schwächeren Power-MOSFETs und das erst noch auch im selben TO220-Gehäuse, dass es sich lohnt für ein breites Anwendungsspektrum nur gerade den IRLZ34N an Lager zu halten. Die Lowpower-MOSETs der Klasse zu der z.B. der BSS170 gehört, gilt hier nicht. In der Grossproduktion sieht die Sache natürlich etwas anders aus. R5, direkt an das Gate von T2 verlötet, dient einzig dem Zweck HF-Schwingungen (Bursts) beim Ein- und Ausschalten des T2 im Moment der steilen Flanken zu vermeiden. Wenn man die Schaltung für einen 12VDC-Ventilator dimensioniert, kann man anstelle des Logiclevel-Power-MOSFET IRLZ34N auch den IRFZ34 einsetzen, falls nur grad dieser zur Verfügung steht. Daher die Angabe in Klammer. Dies bedeutet, dass die Steuerspannung deutlich höher sein muss. Der Maximalwert liegt meist bei 10 V.

Die PWM-Frequenz: Warum beträgt die Frequenz etwa 25 kHz? Betreffs Trägheit von Motor und Propeller würden locker wenige kHz genügen. Allerdings pfeift dann der Motor, wenn auch leise, bei diesen kHz-Frequenzen. Verschiebt man die PWM-Frequenz zu höheren Frequenzen, die man akustisch nicht mehr wahrnimmt, ist dieses Problem beseitigt. Unter Umständen nicht für Hunde. Falls dies ein Problem ist, kann man die Frequenz bis auf etwa auf 40 kHz erhöhen. Jedoch nicht zu hoch, weil sonst die Impulsflanken in Relation zu den minimalen Impulsbreiten (minimale oder maximale Einstellung des Potmeter P) zu wenig steil sind und dadurch der Power-MOSFET T2 mehr Verluste erzeugt. Wenn man anstelle des Motors eine LED-Lampe steuern will, reicht auch eine niedrige Frequenz von wenigen hundert Herz. Davon liest man mehr hier.

Beschaltung des Ventilators: Ohne Freilaufdiode D6 würde der Ventilator kaum drehen, weil die Selbstinduktionsspannung ist so gross, dass nur noch ein kleiner Strom zum Motor fliesst. Im Gegensatz zu einem Relais dient hier D6 nicht nur als Überspannungsschutz für T2. D6 ermöglicht den Selbstinduktionsstrom, der wesentlich zum Laufen, bzw. zur Leistung des Ventilators beiträgt. Dass dem so ist, spürt man, wenn man D6 berührt. D6 erwärmt sich leicht. D6 muss den Strom vertragen, der durch den Motor des Ventilators fliesst. Es funktioniert durchaus mit einer handelsüblichen Silizium-Gleichrichterdiode für 1 Ampere, z.B. 1N4004. Da die Erholzeit (Recovery-Time) etwas gross ist, erzeugt sie bei jedem Ausschaltvorgang der PWM einen kurzen Überspannungsimpuls, nämlich in dem µs-Bereich in dem der Selbstinduktionsstrom noch nicht zum Fliessen kommt. Dazu kommt, dass der Verlust durch die Diodenfluss-Spannung von etwa 0.8 V auch etwas zu Buche schlägt.

Daher ist es besser gleich eine Schottky-Diode, z.B. des Typs SB140, für D6 einzusetzen und dies nicht nur wegen der niedrigeren Flussspannung. Die Überspannunsgimpulse zeigen sich auf dem Oszilloskop nur noch als sehr feine Nadelimpulse, die man mit C4 leicht glätten kann. C4 dämpft zusätzlich wirksam eine aperiodische schwache HF-Schwingung im Ausschaltmoment des PWM. Mit dem Wert von C4 muss man etwas experimentieren. Je nach abweichenden Motorparametern des Ventilators kann auch der Wert von C4 abweichen. C5 ist nicht zwingend nötig. Ich habe ihn direkt beim Motor parallel zu den Anschlüssen verlötet. C5 dämpft mit guter Wirkung die EM-Störabstrahlung, erzeugt vom Bürsten-Motor, durch das Zuleitungskabel. Dies kann man leicht mit einem Radio auf Mittel- und Langwelle prüfen. UKW wird nicht gestört. Dieser Frequenzbereich ist zu hoch.

Anlaufsteuerung: Wenn der Ventilator mit Potmeter P zu einer niedrigen Drehzahl hinunter gedreht wird, kann es sein, dass der Ventilator beim Wiedereinschalten mit Schalter S nicht mehr startet. Hier hilft die Anlaufsteuerung ANLAUF. Beachte dazu Teilbild 1.1. An Pin 5 liegt der Blockkondensator Ck. Vor allem bei höherfrequenten Anwendungen oder bei kleinen Impulsbreiten, stabilisiert dieser Ck die Werte. Der selbe Eingang dient im bescheidenen Umfang auch zur spannungsgesteuerten PWM, wie dies Figure 12 im LMC555-Datenblatt zeigt. Man erkennt, je höher die Eingangsspannung an Pin 5, um so mehr Ladezeit beansprucht der Timing-Kondensator CT bis der Ausgang (Pin 3) von HIGH auf LOW kippt. Oberhalb einer gewissen Spannung passiert das nicht mehr. Das ist sicher dann der Fall, wenn Pin 5 auf dem Wert der Betriebsspannung liegt. Dann bleibt der Ausgang Pin 3 dauerhaft auf dem HIGH-Pegel (+Ubx).

Zurück zu Bild 4. Genau das tut die Teilschaltung ANLAUF unmittelbar nach dem Einschalten der Schaltung mit Schalter S. C3 ist zunächst entladen. Von +Ubx fliesst ein Ladestrom über R2 und über die Emitter-Basis-Strecke von T1 über R3 zu C3. Während des Ladevorganges fliesst ebenso ein T1-Kollektorstrom über Pin 5 zum IC-internen Widerstandsnetzwerk. Dies setzt Pin 5 zunächst auf +Ubx. Sobald durch den Ladevorgang von C3 die Spannung zwischen Emitter und Basis von T1 dessen B/E-Schwellenspannung von 0.7 V unterschreitet, sperrt T1. Der Übergang ist fliessend. Bei Sperrung von T1 liegt Pin 5 wieder auf seinem REF2-Potential mit dem typischen Wert von +Ubx*2/3. Siehe dazu noch einmal kurz Teilbild 1.1.

+Ub, bzw. +Ubx an LMC555: +Ub und +Ubx gemeinsam erwähnt, weil, wie bereits weiter oben erklärt, ohne die Mitwirkung der Zenerdiode Z, beträgt der Spannungsabfall über R1 nur gerade 155 mV. Z ist wirkungslos, wenn die Z-Spannung grösser ist als +Ub und nur dann reagiert, wenn eine Überspannung, als Folge einer Störung, auftritt.

Gemäss Absolute-Maximum-Ratings darf beim LMC555 die Betriebsspannung +Ub nicht grösser sein als +15 VDC. Beim TLC555 sind +18 VDC zulässig. Dies bedeutet, auf die Lebenserwartung bezogen, dass man empfehlenswert den LMC555 mit maximal +12 VDC und den TLC555 mit maximal +15 VDC betreiben sollte. In der vorliegenden Schaltung in Bild 4 kann man mit +Ub problemlos den LMC555 betreiben. Jedenfalls bei Nennlast des Trafo, weil die Peak-Spannung den Wert von +7.7 VDC erreicht (Teilbild 4.1).

Es fragt sich wie hoch die Trafo-Sekundärspannung und resultierend +Ub im Leerlauf sein wird (Ventilator inaktiv). Dazu gibt es Herstellerdaten für den Trafo. Zusätzlich berücksichtigen muss man noch eine 5-Prozent-Netzüberspannung von 242 VAC statt 230 VAC. Die sekundäre Leeraufspannung darf 11.2 VAC bei einer Netzspannung von 242 VAC nicht überschreiten, damit maximal 15 VDC (LMC555) an +Ub nicht überschritten wird. Man kann davon ausgehen, dass bei einem 16-VA-Trafo der Innenwiderstand niedrig genug ist, dass das Verhältnis von Leerlauf- zur Nennlast-Spannung deutlich niedriger ist. In diesem Fall benötigt es die Z-Diode Z nicht. Zur zusätzlichen Sicherheit schadet es nicht Z einzusetzen. Im vorliegen Fall mit einer Z-Spannung von 10 V. Mit dieser Z-Spannung leitet Z nur bei Überspannung, strombegrenzt durch R1. Hochfrequente steilflankige Überspannungs-Peaks werden zusätzlich mit Ck1 an Pin 8 beim LMC555 unterdrückt.

Vermeidung des GND-Loop (Seite 5): In Bild 4 ist der Hauptstrompfad vom Netzteil zum Ventilator und zurück mit kleinen Pfeilen markiert. Der Stern beim GND-Symbol in Trafonähe zeigt, dass alle GND-Potentiale der Elektronik und des Leistungsteiles zu diesem Sternpunkt führen müssen, damit kein störender GND-Loop auftreten kann. In der Praxis heisst das, dass die GND-Potentiale der Elektronik auch separat zusammengeschaltet werden dürfen. Dann muss aber die Summe der Elektronik-GND-Potentiale und das Leistungs-GND-Potential des Ventilator getrennt zum GND mit dem Stern führen. Wenn man einen doppelseitigen Print mit GND-Plane auf der Elementenseite realisiert, ist dieses Problem sicher durch diesen GND-Plane von vornherein beseitigt.

Teilbild 5.1 zeigt wie der hohe Ventilatorstrom durch die Leitungsimpedanzen von Z1 und Z2 fliesst. Auf diesen Leitungsabschnitten entstehen von der Gleichrichter-Kondensator-Schaltung ein Rippelstrom, von den PWM-Schaltvorgängen und vom Motor selbst zusätzlich steilflankige Stromimpulse. Die Störspannungen, die dadurch auf Z1 und Z2 entstehen, reichen aus um die Elektronik wirksam zu destabilisieren. Dies geschieht nicht mit der sternförmigen GND-Methode in Teilbild 5.2. z1 und z2 bleiben davon verschont.


Noch stabilere 555-PWM-Schaltung mit 555-Treiber

Der Ausgangswiderstand an Pin 3 beim LMC555 ist unterschiedlich. Das LMC555-Datenblatt gibt in "Electrical Characteristics" Auskunft in den Zeilen mit den Parametern "Output Voltage (Low)" und "Output Voltage (High)". Da die Betriebsspannung +Ub der Schaltung in Bild 4 +7 VDC beträgt, interessiert uns nur die nächst liegende Parameter-Spannung von +5 VDC im Datenblatt. Die eigentlichen Werte für 7 VDC sind besser. Wenn der HIGH-Pegel an Pin 3 mit 2 mA belastet wird (Source-Current-Mode), sinkt die Spannung an Pin 3 von +5 V auf den Wert von typisch +4.7 V. Die Differenz beträgt 0.3 V. Es resultiert ein Ausgangswiderstand von 150 Ohm. Wird der LOW-Pegel an Pin 3 mit 8 mA belastet (Sink-Current-Mode), steigt diese LOW-Pegelspannung auf +0.3 V. Auch das ist die selbe Differenz von 0.3 V. Dies gibt einen Ausgangswiderstand von nur 37.5 Ohm. Dies bedeutet, dass der IC-interne P-Kanal-MOSFET (Source-Current-Mode) vier mal hochohmiger ist als der N-Kanal-MOSFET (Sink-Current-Mode). Das ist nicht ungewöhnlich. Auch in diskreter Form sind N-Kanal-MOSFETs leichter mit niederohmigen Werten (Drain/Source) erhältlich. Wir kommen von Bild 4 zu Bild 6:

Je nach Belastung hat das Folgen, die man berücksichtigen muss. Eine Last mit einem kapazitiven Anteil verursacht, dass die ansteigende Flanke weniger steil erfolgt als die fallende, wie dies Teilbild 6.1a (CL) zeigt. Ein Leistungs-MOSFET (siehe punktierter Kreis mit Pfeil) hat zwischen Gate und Source eine Kapazität, die es zu berücksichtigen gilt. Beim IRLZ34N (Bild 4) beträgt diese 880 pF (also rund 1 nF). Der Ausgangswiderstand an Pin 3 des LMC/TLC555 und diese Kapazität bilden eine Zeitkonstante, welche die Anstiegs-Flankenzeit vier mal mehr verschlechtert als die der fallenden Flanke. Bei 150 Ohm und knapp 1 nF sind das rund 750 ns, nämlich die 5-fache Zeitkonstante, die etwa 150 ns beträgt. Das ist gerade noch so wenig, dass dies für die vorliegende Anwendung mit einer PWM-Frequenz von 25 kHz (halbe Periode = 20 µs) noch tolerierbar ist. Das bedeutet, dass wegen der etwas höheren Anstiegs-Flankenzeit die Verlustleistung noch nicht signifikant zunimmt. Eine höhere PWM-Frequenz erhöht die Verlustleistung.

Trotzdem wollen wir ein Stück weitergehen und untersuchen was die Folgen sind, wenn MOSFETs mit relativ hohen Kapazitätswerten oder andere Bauteile, wie z.B. ein Piezowandler, zum Einsatz kommen. Dabei würde, gemäss der Schaltung in Teilbild 6.1, die Verzerrung der Impulsflanken auf die PWM-Funktion (Frequenz und Tastgrad) rückwirken und Probleme verursachen. Siehe CL-Diagramm. Eine reine Widerstandslast (RL-Diagramm) erzeugt ebenso eine Rückwirkung, obwohl nur der HIGH-Pegel reduziert würde. Die Flankenzeit bleibt dabei unverändert. Abhilfe schafft als einfachste Massnahme ein zweiter LMC/TLC555 als invertierender Treiber. Die Rückwirkung gibt es nicht, wie dies Teilbild 6.2 zeigt. Allerdings kann es sein, dass die zu grosse Flankenzeit (kapazitive Last) die Verlustleistung der IC-internen MOSFETs (Endstufe) erhöht, weil die Ausgangswiderstände von IC:B (Treiber-Funktion) entspricht denen von IC:A (PWM-Schaltung). Es ist der selbe IC. Diese Erweiterung mit dem zweiten LMC/TLC555 (IC:B) ist bei einer Ventilatorsteuerung bestimmt nicht nötig, aber wenn z.B. messtechnische Anwendungen mit im Spiel sind, dann u.U. schon. Man beachte rechts das Diagramm 6.2a. Oben die erhöhte Flankenzeit der ansteigenden Flanke mit CL im Einsatz im Vergleich wenn an deren Stelle nur RL im Einsatz ist.

An dieser Stelle sei erwähnt, dass sich die Daten auf das Datenblatt des LMC555 beziehen. Ob und wie stark die Daten des TLC555 abweichen, wird hier, wegen zu hohem Aufwand, nicht thematisiert. Dazu an dieser Stelle noch einmal die beiden Datenblatt-Links: LMC555, TLC555.


555-Treiber plus Transistor-Endstufe

Um nicht gleich einen speziellen MOSFET-Treiber einsetzen zu müssen, kann man den Ausgang Pin 3 von IC:B mit einer einfachen komplementären Transistorstufe (Impedanzwandler mit T1 und T2) erweitern, wie man dies von der Audiotechnik her kennt. Diese Massnahme hat für den Elektronikbastler und für den Lernenden den Vorteil, dass er die ganze Anwendung mit zwei LMC/TLC555 und zwei zusätzlichen Transistoren realisieren kann. Je nach Anspruch der Flankenzeit für den MOSFET kann man TUNs und TUPs (Elektor-Jargon) verwenden oder es empfehlen sich schnell schaltende Schaltransistoren, z.B. 2N3904 (NPN) und 2N3906 (PNP). Man könnte auf die Idee kommen auf IC:B zu verzichten und die Basen der Transistorstufe direkt an Pin 3 von IC:A (PWM) zu verbinden. Darauf verzichtet man besser, weil dann muss man sich nicht überlegen, wie stark die veränderlichen, wenn auch nur kleinen Basis- und Kollektorströme die PWM rückwirkend beeinflussen können. IC:B sichert mit seinem sehr hohen CMOS-Typischen Eingangswiderstand die Stabilität der PWM-Erzeugung. Dass es doch mit nur einem LMC/TLC555 (PWM-Erzeugung) gehen kann, zeigt weiter unten Bild 8 mit dem zusätzlichen Einsatz des Discharge-Ausganges (Pin 7).

Dies ist selbstverständlich kein industrieller Lösungsvorschlag mit einem ökonomischen Ziel. Dafür zeigt er dem Lernenden einen Lösungsweg, der zu eigenem Experimentieren anregt. Anstelle eines zweiten LMC/TLC555 kann man ebenso ein CMOS-Inverter/Treiber CD4049 oder CD4050 einsetzen, wobei man jeweils alle sechs Inverter oder Buffer parallel schalten sollte zur Erhöhung der Treiberleistung. Allerdings ist die Treiberleistung durch diese Parallelschaltung kaum grösser als die des LMC/TLC555-Ausganges an Pin 3.

Eine sinnvolle Anwendung von parallel geschalteten CMOS-Invertern ist gegeben, wenn man zusätzliche Spannungen mit niedrigem Strom benötigt. Dies vor allem dann, wenn kein Netztrafo für andere Aufgaben bereits auch dafür Verfügung steht. Als Beispiel dieser Spannungsverdoppler. Mehr dazu in diesem Elektronik-Minikurs:


Mit alternativem Opendrain-Ausgang des LMC/TLC555

Der LMC/TLC555 hat diesen Open-Drain-Anschluss mit der Bezeichnung DISCHARGE z.B. für den internen Betrieb als Monoflop zur schnellen Entladung des Timer-Kondensators C. Bei Nichtgebrauch kann dieser Open-Drain-Ausgang zur Steuerung einer kleinen Last (Relais, LED,...) eingesetzt werden oder er dient hier in Bild 8 mit einem Pullup-Widerstand zur Steuerung eines PW-Modulators (PWM).

Damit sind wir beim Thema. Die hier realisierte PWM-Schaltung in Bild 8, die den Ausgang von Pin 3 nur für den Timing-Prozess benötigt, bietet einen grösseren PWM-Einstellbereich, weil Pin 3 durch die Folgeschaltung nicht belastet wird.

Wenn der IC-interne MOSFET mit dem Open-Drain-Ausgang von Pin 7 (Discharge) leitet und mittels einer Last, hier ein Pullup-Widerstand Rp = 680 Ohm, mit +Ub verbunden ist, beträgt bei einem Drainstrom von 10 mA die typische Spannung zwischen Pin 7 und GND etwa 0.15 V, gemäss LMC/TLC555-Datenblatt. So ist der MOSFET T2 für den Motor stromlos, wie es sein soll.

Teilbild 8.1: Vergleichen wir das mit dem Ausgangswiderstand von Pin 3 des LMC/TLC555 mit etwa 150 Ohm (siehe Text zu Bild 6), so ist Rp als Quellwiderstand für den HIGH-Pegel zum T2-Gate mit 680 Ohm um einen Faktor 4.5 höher und das erhöht im selben Ausmass die Anstiegs-Flankenzeit am Gate von T2 von 750 ns auf 3.4 µs. Bei dieser Flankenzeit müsste man die PWM-Frequenz von 25 kHz auf 5.5 kHz reduzieren, damit man das selbe Verhältnis hat von Flankenzeit zur halben Periode der PWM-Frequenz. Die Verlustleistung bleibt so unverändert.

Mit 5.5 kHz ist man im Audiobereich. Man riskiert störende Pfeiftöne vom Motor. Damit dieses Problem nicht eintritt, müsste man Rp reduzieren, damit sich die PWM-Frequenz auf mindestens 16 kHz (menschliche Hörgrenze) erhöht. Um diesen Kompromiss zu umgehen, empfiehlt sich die diskrete Treiberstufe mit den beiden BJT (bipolare Transistoren) T1 und T2 in Teilbild 8.2.

Teilbild 8.2: Mit dieser komplementären Transistorstufe aus Bild 7 kann man Rp problemlos auf 6.8 k-Ohm verzehnfachen und der Strom reduziert sich auf 1 mA. Noch mehr reduzieren, besser nicht, weil das reduziert dann wieder die Geschwindigkeit von T1 und T2 (Miller-Effekt). Nachteilig in der Schaltung in Teilbild 8.2 ist, dass die Wahl der Spannung des Motors bei weniger als 15 VDC liegen muss, wegen der Verbindung zur Betriebsspannung von Treiber und der Schaltung davor. Ein 12-VDC-Motor wäre realistisch möglich. Der Grund liegt darin, dass die High-Pegel-Spannung gleich gross sein muss wie die Betriebsspannung des Motors. Am offenen Schaltausgang Pin 7 des LMC555 darf die Spannung nicht grösser sein als die maximal zulässige Betriebsspannung des LMC555 (+15 VDC). Zur Erinnerung, beim TLC555 sind es 18 VDC.

Abhilfe schafft die Trennung der Speisung der LMC/TLC555-Schaltung plus der diskreten T1/T2-Treiberschaltung von der Schaltung aus Motor und Power-MOSFET T3. Die zwei punktierten schrägen Trennstriche deuten dies an. Wenn man Rp von 6.8 k-Ohm auf 2.2 k-Ohm reduziert, kann die maximale Frequenz auf 50 kHz erhöht werden. Ein Test in Teilbild 8.3 zeigt, dass diese 50 kHz auch dann möglich sind, wenn die Gate-Source-Kapazität von T3 mit 1.5 nF doppelt so gross wäre wie die vom IRLZ34N.

An Stelle eines MOSFET (T3) schaltete ich im Test ein Kerko mit einer Kapazität von 1.5 nF. Die Flankensteilheit wäre noch immer gross genug. Dies ist vor allem auch dann wichtig, wenn die Impulszeit des PWM-Signal klein ist, wie die kleine Graphik in Teilbild 8.3 andeutet. Die Motorspannung +Ub darf prinizipiell beliebig gross sein bei der Trennung von +Ubx und +Ub. Einziger Limit ergibt sich aus der Wahl des Power-MOSFET T3.


PWM-Schaltung für höhere DC-Motorenleistung (z.B. 24VDC/3A-Ventilator)

Bild 9 zeigt die Schaltung, für den Einsatz eines DC-Motors mit einer Spannung von 24 VDC und einem Strom bis maximal 3 A, bzw. bis zu einer Leistung von 72 W. Diese Schaltung basiert auf der erprobten Schaltung in Bild 4 mit einer maximalen Leistung von 6 W, nämlich mit 6 VDC und 1 A. Dem entsprechend muss man diese Schaltung in Bild 9 z.T. anpassen. Was die gesamte Schaltung im unmittelbaren Bereich des LMC555/TLC555 betrifft, bleibt die Dimensionierung unverändert, ausser die Betriebsspannung +Ubx, die in Bild 9 durch den Spannungsregler LM7812 mit 12 VDC zusätzlich erzeugt wird. In Bild 4 entspricht +Ubx der Spannung von +Ub von etwa 7 VDC. Der einzige Unterschied ergibt sich aus R1 und C2, die, in der Funktion des passiven Tiefpassfilter, für die Elektronik die Rippelspannung von +Ubx deutlich reduziert. Dies erledigt hier der Spannungsregler LM7812. Die LED, zur Betriebsanzeige, macht Sinn, weil der minimale Strom eines 78xx-Spannungsrgelers 5 mA betragen muss. Der LED-Strom beträgt 10 mA.

Die Anpassung betrifft u.a. die VA-Leistung des Trafo, die primärseitige Feinsicherung F, die Sekunärspannung 18 VAC (nur eine Wicklung), leistungsfähigere Gleichrichterdioden, die Kapazität des Ladeelko C1 und dessen Nennspannung. Für einen Motor mit maximal 3 Ampere eignen sich für eine diskrete Gleichrichter-Brücke vier Einzeldioden z.B. des Typs 1N5404 oder man verwendet einen Brückengleichrichter für 3 A.

Mit einer sekundären Spannung von 18 VAC genügt eine Sekundärwicklung mit einem Brückengleichrichter. Ist die C1-Kapazität gross genug, dass die Rippelspannung unter Nennlast 1 Vpp nicht überschreitet, erreicht man noch immer eine DC-Spannung von etwa 23 VDC, die für den motorischen Einsatz ausreicht. Für einen Strom von mehr als 1 A muss man für D6 eine Schottky-Diode evaluieren, die sich für 3 A eignet. Oder man setzt hier die selbe Diode ein wie beim Gleichrichter, eine 1N5404. Das ist zwar eine Silizium-Diode mit einer höheren Flussspannung. Allerdings fällt dies hier kaum auf, weil das Verhältnis von Betriebsspannung zur Diodenflussspannung sehr gross ist. Man muss dies im Testaufbau, wie auch die gesamte Schaltung, prüfen und aus dieser Testphase dazu lernen. Dies ist auch der Hauptzweck, wie grundsätzlich bei allen Elektronik-Minikursen. Der Nachbau ist zweitrangig...

Für T2 kann man fast den selben Power-MOSFET den IRFZ34 verwenden. Fast, weil man benötigt hier keine Logiclevel-Version (IRLZ34N), weil die positive Gatespannung hoch genug ist zur Drain-Source-Sättigung.

Tipp Schaltungs-Design: Die Schaltung in Bild 9 ist nicht erprobt. Sie dient als Anregung, eine eigene Dimensionierung aus Bild 4 herzuleiten. Dies vereinfacht die Aufgabe und zeigt zugleich auch, wie man oft vorgehen kann, wenn man aus Application-Notes, u.a. aus Datenblättern, eigene Schaltungen realisieren will. Man beachte die ?-Zeichen bei ein paar wenigen Bauteilen. Die Dioden-Bezeichnungen von D4 und D5 gibt es in Bild 9 nicht, weil die Gleichrichtung anders realisiert ist als in Bild 4. Deshalb hat es bei einigen Bauteilen (Primär-Sicherung F, Trafo-Leistung, C1, C4 und C5) betreffs der Werte ?-Zeichen. Der Zweck von C4 und C5 ist zu Bild 4 erläutert. Auch diese Werte können mit andern Motoren abweichen. Dies kann man vernünftig nur empirisch ermitteln.

Die Schaltung in Bild 9 (und Bild 4) eignen sich selbstverständlich auch für den Akku-Betrieb, dessen Akku mit einem Switched-Mode-Laderegler geladen werden werden kann. Sinnvoll ist dies dann, wenn diese Ventilator/Motor-Schaltungen nur gerade ein Teil sind einer grösseren Anlage.



Alternative PWM-Schaltung mit Dreieck-Generator

Wenn man noch nicht weiss, wie man mit zwei Operations-Verstärkern (Opamp) ein Dreieckgenerator realisiert, empfiehlt sich dieser Elektronik-Minikurs mit einer praxisorientierten schrittweise Einführung:

Wie bereits weiter oben angedeutet, geht es hier darum, anstelle mit einem Potmeter, mit einer variablen Triggerspannung Ut (t=trigger) den Tastgrad eines PWM-Signales zu steuern. Das Ziel dabei wäre z.B. die Steuerung eines DC-Motors oder einer LED-Lampe. Die beiden Opamp IC:A1 und IC:A2 (TLC274) erzeugen eine Dreieckspannung mit einer Frequenz von etwa 20 kHz. IC:B1 (TLC3702) ist ein relativ schneller Komperator. IC:B1, weil es ein Dual-Komparator ist, IC:B2 jedoch nicht im Einsatz ist. IC:A und IC:B enthalten die so genannte LinCMOS-Technologie.

Die Eingangsbezeichnung /Ut bedeutet, dass das t/T-Verhältnis umgekehrt proportional ist zur Eingangsspannung /Ut. Eine niedrige /Ut-Spannung (Teilbild 10.2) erzeugt einen grossen t/T-Wert. Dies bedeutet, im Falle des Einsatzes eines Motors, je niedriger die /Ut-Spannung ist, desto schneller dreht sich der Motor. Die /Ut-Steuerspannung ist zum t/T-Wert invertiert. Will man dies nicht, kommt der Opamp IC:A3 zum Einsatz, der mit -1 die Ut-Steuerspannung am Eingang verstärkt.

Dazu empfiehlt sich ein Quad-Opamp, hier, weil LinCMOS, der TLC274. Verzichtet man auf Ut und somit IC:A3, kann man auch den Dual-Opamp TLC272 einsetzen. Unbenutzte Opamp- und Komparatoreingänge sind mit GND zu verbinden. Das ist zulässig, weil diese LinCMOS-ICs singlesupply-fähig sind. Offene CMOS-Eingänge bewirken eine Instabilität des IC-Verhalten, weil die extrem hochohmigen Eingänge vollumfänglich dem momentan einwirkenden E-Feld ausgesetzt sind.

Am Ausgang des Komparators IC:B (TLC3702) kann man direkt ein N-Kanal-MOSFET steuern, sofern seine Gate-Source-Kapazität kleiner ist als 2 nF. Die Flankensteilheit wird nur unwesentlich beeinflusst. Wenn dies nicht genügt, kann man noch immer die diskrete Treiberstufe mit T1 und T2 realisieren, wobei auch andere und schnellere Transistoren bei Bedarf möglich sind oder man benutzt einen integrierte Treiberschaltung.

Komparator IC:B1 im Fokus: Auf den ersten Blick sieht man eine "wüste Beschaltung" mit R6, R7, R8, C3 und C4. Es ist jedoch alles nur halb so wild. Es geht hierbei um das stabile Arbeiten von IC:B1. Eine Komparatorschaltung neigt oft zum kurzzeitigen Oszillieren (Burst) während der Schaltflanke am Ausgang. In diesem Zustand tritt eine sehr hohe Verstärkung in Erscheinung. Auslöser für solche Bursts sind oft parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten, gegeben u.a. durch die Leiterbahnen. Man schaltet hier am Besten gleich R6 und R5 nahe an die Eingänge. Damit ist man vorbereitet zur empirischen Stabilisierung. Oft kann eine schwache Mitkopplung (Mini-Hysterese) mit R8 oder/und C3 die Schaltung stabilisieren. Im vorliegenden Fall wurde das Ziel alleine mit R7 und C4 erreicht. Selbstverständlich muss C4, als auch C3, ein Kerko sein. Ebenso selbstverständlich ist dies bei den Ck-Kondensatoren.

Für +Ubx, die Betriebsspannung für die Elektronik, eignet sich wie in Bild 9, eine geregelte Spannung von +12 VDC. Für +Ub, die Betriebsspannung für den Leistungsteil, ist man entsprechend frei in der Wahl. Das einzige Bauteil, das von Bedeutung ist, ist die richtige Wahl des Leistungs-MOSFET. Das ?-Zeichen bei R11, stellt in Frage ob 10 Ohm definitiv richtig ist. Manchmal werden an dieser Stelle auch kleine Induktivitäten im µH-Bereich eingesetzt.



Thomas Schaerer, 16.10.2011 ; 26.06.2014 ; 04.08.2014 ; 28.03.2015 ; 05.04.2019