Der 555-CMOS-Timer als Impulsbreitenmodulator (PWM)
zur Steuerung eines kleinen DC-Ventilators
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Dieser Elektronik-Minikurs zum Thema 555er-Timer-IC in CMOS-Technologie,
befasst sich mit der Impulsbreitenmodulation. Man bezeichnet es auch als
Pulsweitenmodulation mit der gängigen Abkürzung PWM, wie wir es
hier verwenden. Dazu eignet sich der LMC555 oder der TLC555 besonders
gut, wenn die Einstellung des Tastgrades mit einem Potmeter erfolgt.
Wenn eine Steuerspannung benötigt wird, eignet sich eine andere Methode,
mit Dreieckgenerator und Komparator, besser. Mehr zu diesem Thema liest
man am Schluss dieses Elektronik-Minikurses im Kapitel "Alternative
PWM-Schaltung mit Dreieck-Generator".
Die elektronischen Daten des
LMC555
und
TLC555
sind grösstenteils identisch, weshalb im weiteren Text die Bezeichnung
LMC/TLC555 erfolgt. In den Schemata liest man stets die Bezeichnung
LMC555. Dies kommt davon, dass ich selbst meist mit dem LMC555
arbeite. Es gibt aber keinen Grund statt dessen nicht den TLC555
einzusetzen. Beides sind aktuell Produkte von
Texas-Instruments.
Tastgrad, nicht Tastverhältnis: Bei einem Rechtecksignal gibt es
den Begriff Tastverhältnis der sehr üblich ist. Jedoch stiftet dieser
auch Verwirrung. Unüblich und weniger geläufig ist der Begriff Tastgrad,
jedoch ist seine Definition eindeutig, wie diese aus dieser
Wiki-Seite
deutlich hervorgeht.
Flankenzeit: In der Regel liest man von Flankensteilheit.
Darunter versteht man die Spannungsänderung pro Zeiteinheit, wie z.B.
V/µs. Auf englisch Slewrate bezeichnet. Unter Flankenzeit
versteht man die Anstiegs- oder Abfallzeit (englisch:
Risetime oder Falltime). Der Begriff
Flankenzeit bezieht sich auf zwei fixe Spannungswerte, z.B. zwischen GND
und einer Spannung. Häufig ist es der 10%- und 90%-Pegel, wie es dieses
Diagramm
von Keysight-Technologies zeigt.
Auf dem Weg zum Impulsbreitenmodulator (PWM)
Teilbild 1.1, mit dem "Innenleben" des LMC/TLC555, zeigt den typischen
Rechteckgenerator mit nur zwei zeitbestimmenden Komponenten, dem
Kondensator CT und dem Widerstand RT. Das funktioniert nur mit der
CMOS-Version des 555er-Timer-IC. Mehr Details dazu liest man im
Elektronik-Minikurs
555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator.
Hier geht es einfach nur noch einmal darum um zu verstehen, warum dieses
einfache RC*TC-Netzwerk am Ausgang Ua eine zeitsymmetrische
Rechteckspannung mit einem Tastgrad t/T von recht genau 0.5 erzeugt.
Nämlich, weil in CMOS ist die Ausgangsstufe des LMC/TLC555
rail-to-rail-fähig. REF1 und REF2 liegen symmetrisch zur
Betriebsspannung +Ub und GND. Das hat zur Folge, dass beim Auf- und
Entladen von CT durch RT die selbe Hysteresespannung
(UREF2 - UREF1) gilt.
Fazit: Es gelten für das Laden und Entladen von CT stets die selben
Bedingungen, also sind auch die Lade- und Entladezeiten gleich gross.
Ausser am Anfang, wenn die Ladung bei 0 V beginnt. In der Praxis gilt
die Einschränkung, dass Ua durch RT und von allfällig weiteren
Netzwerken, angeschlossen an Ua, nicht nennenswert belastet werden darf.
Dies zeigt auch das Diagramm der Spannung Uct an CT. Uct variiert
ständig zeitsynchron mit Ua zwischen 1/3*Ub und 2/3*Ub. Das sind die
Spannungswerte von REF1 und REF2. In Wirklichkeit sind die
Spannungsänderungen von Uct nicht linear. Es sind Fragmente von
Spannungen, die sich nach dem Lade- und Entladeprinzip exponentiell
ändern. Die geraden Linien sind eine Folge des einfacheren Zeichnens.
Für unseren Zweck spielt die exakte Signalform keine nennenswerte Rolle.
Unser Interesse gilt dem PWM-Signal an Ua.
Teilbild 1.2 zeigt im Prinzip die selbe Arbeitsweise. Am Ausgang gibt es
ebenfalls eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit t/T = 0.5, obwohl
RT etwas anders realisiert ist. RT1 und RT2 sind gleich gross. Mit den
beiden Dioden D1 und D2 ist RT1 für das Laden und RT2 für das Entladen
von CT zuständig. Sind RT1 und RT2 gleich gross, sind Lade- und
Entladezeiten gleich gross und damit ist die Rechteckspannung
zeitsymmetrisch. Eine Veränderung von RT1 und RT2 bekommt eine grosse
Bedeutung, wenn man eine manuell gesteuerte PWM mit einem Potmeter
realisieren will. Dazu kommen wir später in Bild 3.
Mit Teilbild 1.3 kommen wir dem Ziel ein Stück näher. RT1 ist kleiner
als RT2. Folglich ist der CT-Ladestrom von Ua durch RT1 und D1 grösser
als der CT-Entladestrom durch D2 und RT2 nach Ua. Der grössere Ladestrom
durch RT1 hat zur Folge, dass die Ladedauer kürzer ist und dies erzeugt
eine kürzere HIGH-Level-Impulsdauer. Der Tastgrad t/T ist daher kleiner
als 0.5.
Teilbild 2.1 wiederholt Teilbild 1.2 und Teilbild 2.2 wiederholt Teilbild 1.3. Neu ist Teilbild 2.3, dessen Unterschied einzig darin besteht, dass RT1 und RT2 vertauscht sind. Dadurch ist umgekehrt der Entladestrom grösser als der Ladestrom. Der Tastgrad t/T ist jetzt um den selben Faktor grösser als 0.5. Durch Verändern der Werte von RT1 und RT2, jedoch bei gleichbleibendem Summenwiderstand von RT1+RT2, erhält man bei gleichbleibender Frequenz eine mittels Widerständen gesteuerte PWM.
Anstelle der beiden Widerstände RT1 und RT2 hat es in Teilbild 3.1 und
Teilbild 3.2 je einem Potmeter P. rt1 und rt2 stellen die beiden Werte
der Teilwiderstände zwischen Schleifer und den beiden Enden von P dar.
An den Ausgängen Ua folgen symbolisch je ein Schaltverstärker V und eine
(Halogen-)Glühlampe GL. Es geht dabei nur darum um zu erklären, wie die
beiden Schemata die Zustände dunkler und heller erzeugen. Die Helligkeit
der Lampe GL ergibt sich durch die thermische Trägheit des Glühfadens,
aus der mittleren Spannung des Tastgrades und der Spannung +Up (p =
Power). Verluste im Schaltverstärker sind sehr klein, weil dessen
Leistungstransistor mit hoher Flankensteilheit schaltet und deshalb die
meiste Zeit ein- oder ausgeschaltet ist. Das ändert natürlich nichts
daran, dass eine Halogen-Glühlampe einen sehr schlechten Wirkungsgrad
hat.
Teilbild 3.1 zeigt P mit einem niedrigen rt1- und einem höheren
rt2-Widerstandswert. Das bedeutet CT wird schneller auf- als entladen.
Dies drückt sich in einer kleinen Impulsdauer aus, wie wir das jetzt
bereits aus den vorherigen Bildern kennen. Der Tastgrad t/T ist kleiner
als 0.5. Gerade umgekehrt ist es in Teilbild 3.2, wo rt2 im selben Mass
kleiner ist als rt1. Rv dient der Definition des minimal und maximal mit
P einstellbaren Tastgrades. Rv dient aber auch dazu, dass der Lade- und
Endladestrom von CT nicht nur durch die relativ niederohmige
Ausgangsstufe des LMC/TLC555 bestimmt wird, wenn P an dem einen oder
andern Anschlag ist. Wünscht man sich getrennte Minimal- und
Maximalhelligkeiten, sind anstelle von Rv, zusätzlich zu P RT1 und RT2
notwendig, wie dies Teilbild 3.3 zeigt.
LMC/TLC555-Impulsbreitenmodulator (PWM) zur Ventilatorsteuerung
Motivation
Im September des Jahres 2011 im ELKO-Forum gab es eine rege Diskussion zum Thema PWM mit dem Timerbaustein NE555 (bipolare Version). Daraus entstand meine Motivation etwas zum Thema mit diesem Elektronik-Minikurs beizutragen und so entwickelte ich eine einfache Schaltung zur Erzeugung einer PWM mit dem LMC/TLC555 (CMOS-Version) zur Steuerung eines kleinen Tischventilators. Ein passender batteriebetriebener Tischventilator gab es als eine kurzfristige Aktion von der Elektronik-Discount-Kette Interdiscount. Anstelle der vier 1.5V-Batterien kam eine externe Betriebsspannung von maximal etwas mehr als 6 VDC in Frage. Der maximale Strom beträgt 1A. Es ist mit entsprechenden Anpassungen der Schaltung möglich Ventilatoren mit andern Betriebsspannungen und Maximalstromwerten zu betreiben. Diese Anpassungen überlasse ich dem Leser.
Die PWM-Schaltung für den kleinen Tischventilator
Es empfiehlt sich Bild 4 in einem zusätzlichen
Fenster
darzustellen, damit man Bild 4 beim Lesen des weiteren Textes stets vor
sich hat. Oder man drückt Bild 4 aus.
Netzteil: Da mit 6 VAC eine niedrige AC-Nennspannung
gewählt wird, ist eine Brückengleichrichtung mit zwei Silizium-Dioden
pro Strompfad zu ineffizient. Besser ist die Mittelpunkt-Gleichrichtung,
bestehend aus Trafo TR und den beiden Dioden D4 und D5
1N4004.
Dafür muss man sich einen (Print-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen zu
je 6 VAC besorgen. Der maximale DC-Strom durch den Ventilator beträgt
1A, wobei die gleichgerichtete (D4,D5) und geglättete (C1) DC-Spannung
unter Nennlast etwa 6.7 VDC beträgt. In Bild 4 liest man für +Ub und
+Ubx +7 VDC. Diese Spannung ist eh, je nach Trafowahl und Stromlast,
nicht präzis, jedoch ausreichend gut genug für die vorliegende
Anwendung.
Durch die relativ gut geglättete DC-Spannung mit C1 ist der AC-Strom
(RMS-Wert) um einen Faktor von etwa 1.4 mal grösser als der DC-Strom von
+Ub. Dieser Faktor, bedingt eine Trafoleistung von mehr als 8.4 VA, hat
jedoch nichts mit dem so genannten Formfaktor zu tun. Dieser ist
abhängig vom Trafo-Innenwiderstand. Bei einer Wahl der Trafoleistung von
10 VA beträgt der so genannte Formfaktor 1.65 beim Nennstrom. Das ist
allerdings erfahrungsgemäss etwas knapp für eine Gleichrichtung mit
relativ "straffer" Spannungsglättung. Es empfiehlt sich ein Formfaktor
von 1.8 bis 1.9. Also ist es besser einen 16VA-Trafo einzusetzen. Damit
hat man Reserve und eine geringe Erwärmung des Trafo. Man kann
problemlos die Kapazität von C1 verdoppeln zu Gunsten einer Halbierung
der Rippelspannung. 16 VA ist die nächst höhere Leistunsgsstufe, die es
im Fachhandel in der Regel gibt. Mit 16VA wäre die Schaltung grosszügig
dimensioniert. Dies hier in dieser Kurzform aus Erfahrung beschrieben.
Will man es selbst genau berechnen (z.B. für eine andere
Ventilator-Leistung/Spannung), dann empfehle ich dazu das Buch
HALBLEITER-SCHALTUNGSTECHNIK von Tietze/Schenk mit dem Kapitel
"Stromversorgung".
+Ub vereinfacht erklärt: Wenn Gleichrichtung und Glättung keine
hochpräzise Angelegenheit sein muss, geht es auch ohne z.B. den
Tietze/Schenk. Die Halbwellengleichspannung hat die doppelte
Netzfreuenz, also 100 Hz. Es beginnt zunächst damit, dass man weiss,
dass pro 1000 µF (Ladeelko) und einem DC-Strom von 1 A bei der Brücken-
oder Mittelpunkt-Gleichrichtung eine Rippelspung von 6 Vpp erzeugt wird.
Bei einer Kapazität von 2200 µF (C1) sind das 2.7 Vpp. Der mittlere
Spannungswert zwischen diesen beiden Peakwerten der Rippelspannung liegt
bei 1.8 V (0.67 * 2.7 Vpp). Runden wir Upp einfachheit halber auf 3 Vpp.
Der Mittelwert liegt bei etwa 1/3 zu 2/3. Der Peakwert von 7.7 Vp
reduziert sich zum Mittelwert auf 6.7 VDC. Das sind noch immer mehr als
die erwünschten 6 VDC. Es ist aber etwas weniger, weil die
Sekundärspannung des Trafo einen gewissen Innenwiderstand hat. Für die
vorliegende Anwendung genügt es mit etwa 6 VDC. Illustriert in Teilbild
4.1. Man erkennt mit diesen Werten, was für einen Ventilator genügt,
genügt nicht für präzise DC-motorische Anwendungen.
Unterschied zwischen +Ub und +Ubx: R1 und C2 reduzieren
zusätzlich Rippelspannung von +Ub. Die Spannung von etwa +7 VDC wird
dabei nicht nennenswert reduziert, weil der Betriebsstrom des LMC555
maximal bei +12 VDC nur 0.4 mA und bei +5 VDC nur 0.25 mA beträgt. Bei
+7 VDC liegt der Betriebsstrom etwa in der Mitte bei maximal 0.33 mA.
Dies erzeut über R1 eine Spannung von etwa 155 mV. In der Realität ist
es mit dem typischen Wert weniger, aber auch schon so, bedeutungslos.
Die Angabe von +7 VDC für +Ub ist ein Annäherungswert, gegeben von 6
VAC, Trafo unter Nennlast bei 16 VA, die beiden Gleichrichterdioden D3
und D4 mit dem Glättungs-Elko C1. Siehe dazu Teilbild 4.1.
Bei einer Trafonennlast von 16 VA beträgt bei 230 VAC der Primärstrom 70
mA. Daher sollte eine Feinsicherung von 100 mA träge (T) oder superträge
(TT) die passende Wahl sein. Bei Verwendung eines kleinen Ringkerntrafo
(nicht nötig), ist wegen dem höheren Einschaltstromimpuls, eher eine
superträge Sicherung (TT) empfehlenswert. Wegen dem etwas besseren
Wirkungsgrad wäre der Primärstrom etwas niedriger. Erst recht der
Leerlaufstrom. Ringkerntrafos streuen nur sehr wenig Magnetfelder, falls
dies wegen einer hoch empfindlichen Schaltung in der Nähe von Bedeutung
ist.
Schaltregler-Alternative zur Gleichrichtung und Glättung?: Es
gäbe noch die alternative Möglichkeit die Schaltung mit einem
leistungsfähigen Schaltnetzteil zu betreiben. Das Problem dabei ist,
dass dieser Spannungsregler einen hohen Anlaufstrom für den Motor
liefern muss. Mit einem Schaltregler, der nur knapp maximal den
Betriebsstrom von 1A liefert, funktioniert das nicht. Dazu kommt, dass
der Motor für den Zweck eines Ventilators keine stabil geregelte
Spannung benötigt. Man könnte für den Anlaufstrom einen Elko mit hoher
Kapazität zur Speisung schalten. Es gibt allerdings Schaltregler welche
solche Kapazitäten am Ausgang nicht vertragen und nicht stabil oder gar
nicht arbeiten.
Die PWM-Schaltung: Diese Schaltung ist bereits mit
Bild 3
erklärt. Auf den Ausgang Pin 3 des LMC/TLC555 folgt mit T2, ein
Logiclevel-Power-MOSFET des Typs
IRLZ34N,
dessen sehr niedriger RDS_on von maximal 60 m-Ohm
bei einer Gate-Source-Spannung von 4 V (TTL-High-Pegel) definiert ist.
Bei einem Drainstrom von 1A, entsteht zwischen Drain und Source ein
Spannungsabfall von nur 60 mV. Man könnte behaupten, dass mit diesem
Power-MOSFET mit Kanonen auf Spatzen geschossen wird, weil dieser einen
maximalen Dauerstrom von 30 A zulässt. Natürlich mit entsprechender
Kühlung für etwa 2 W. Das stimmt.
Allerdings ist der preisliche Unterschied so klein zu schwächeren
Power-MOSFETs und das erst noch auch im selben TO220-Gehäuse, dass es
sich lohnt für ein breites Anwendungsspektrum nur gerade den IRLZ34N an
Lager zu halten. Die Lowpower-MOSETs der Klasse zu der z.B. der BSS170
gehört, gilt hier nicht. In der Grossproduktion sieht die Sache
natürlich etwas anders aus. R5, direkt an das Gate von T2 verlötet,
dient einzig dem Zweck HF-Schwingungen (Bursts) beim Ein- und
Ausschalten des T2 im Moment der steilen Flanken zu vermeiden. Wenn man
die Schaltung für einen 12VDC-Ventilator dimensioniert, kann man
anstelle des Logiclevel-Power-MOSFET IRLZ34N auch den
IRFZ34
einsetzen, falls nur grad dieser zur Verfügung steht. Daher die Angabe
in Klammer. Dies bedeutet, dass die Steuerspannung deutlich höher sein
muss. Der Maximalwert liegt meist bei 10 V.
Die PWM-Frequenz: Warum beträgt die Frequenz etwa 25 kHz?
Betreffs Trägheit von Motor und Propeller würden locker wenige kHz
genügen. Allerdings pfeift dann der Motor, wenn auch leise, bei diesen
kHz-Frequenzen. Verschiebt man die PWM-Frequenz zu höheren Frequenzen,
die man akustisch nicht mehr wahrnimmt, ist dieses Problem beseitigt.
Unter Umständen nicht für Hunde. Falls dies ein Problem ist, kann man
die Frequenz bis auf etwa auf 40 kHz erhöhen. Jedoch nicht zu hoch, weil
sonst die Impulsflanken in Relation zu den minimalen Impulsbreiten
(minimale oder maximale Einstellung des Potmeter P) zu wenig steil sind
und dadurch der Power-MOSFET T2 mehr Verluste erzeugt. Wenn man anstelle
des Motors eine LED-Lampe steuern will, reicht auch eine niedrige
Frequenz von wenigen hundert Herz. Davon liest man mehr
hier.
Beschaltung des Ventilators: Ohne Freilaufdiode D6 würde der
Ventilator kaum drehen, weil die Selbstinduktionsspannung ist so gross,
dass nur noch ein kleiner Strom zum Motor fliesst. Im Gegensatz zu einem
Relais dient hier D6 nicht nur als Überspannungsschutz für T2. D6
ermöglicht den Selbstinduktionsstrom, der wesentlich zum Laufen, bzw.
zur Leistung des Ventilators beiträgt. Dass dem so ist, spürt man, wenn
man D6 berührt. D6 erwärmt sich leicht. D6 muss den Strom vertragen, der
durch den Motor des Ventilators fliesst. Es funktioniert durchaus mit
einer handelsüblichen Silizium-Gleichrichterdiode für 1 Ampere, z.B.
1N4004. Da die Erholzeit (Recovery-Time) etwas gross ist, erzeugt sie
bei jedem Ausschaltvorgang der PWM einen kurzen Überspannungsimpuls,
nämlich in dem µs-Bereich in dem der Selbstinduktionsstrom noch nicht
zum Fliessen kommt. Dazu kommt, dass der Verlust durch die
Diodenfluss-Spannung von etwa 0.8 V auch etwas zu Buche schlägt.
Daher ist es besser gleich eine Schottky-Diode, z.B. des Typs
SB140, für D6
einzusetzen und dies nicht nur wegen der niedrigeren Flussspannung. Die
Überspannunsgimpulse zeigen sich auf dem Oszilloskop nur noch als sehr
feine Nadelimpulse, die man mit C4 leicht glätten kann. C4 dämpft
zusätzlich wirksam eine aperiodische schwache HF-Schwingung im
Ausschaltmoment des PWM. Mit dem Wert von C4 muss man etwas
experimentieren. Je nach abweichenden Motorparametern des Ventilators
kann auch der Wert von C4 abweichen. C5 ist nicht zwingend nötig. Ich
habe ihn direkt beim Motor parallel zu den Anschlüssen verlötet. C5
dämpft mit guter Wirkung die EM-Störabstrahlung, erzeugt vom
Bürsten-Motor, durch das Zuleitungskabel. Dies kann man leicht mit einem
Radio auf Mittel- und Langwelle prüfen. UKW wird nicht gestört. Dieser
Frequenzbereich ist zu hoch.
Anlaufsteuerung: Wenn der Ventilator mit Potmeter P zu einer
niedrigen Drehzahl hinunter gedreht wird, kann es sein, dass der
Ventilator beim Wiedereinschalten mit Schalter S nicht mehr startet.
Hier hilft die Anlaufsteuerung ANLAUF. Beachte dazu
Teilbild 1.1.
An Pin 5 liegt der Blockkondensator Ck. Vor allem bei höherfrequenten
Anwendungen oder bei kleinen Impulsbreiten, stabilisiert dieser Ck die
Werte. Der selbe Eingang dient im bescheidenen Umfang auch zur
spannungsgesteuerten PWM, wie dies Figure 12 im
LMC555-Datenblatt
zeigt. Man erkennt, je höher die Eingangsspannung an Pin 5, um so mehr
Ladezeit beansprucht der Timing-Kondensator CT bis der Ausgang (Pin 3)
von HIGH auf LOW kippt. Oberhalb einer gewissen Spannung passiert das
nicht mehr. Das ist sicher dann der Fall, wenn Pin 5 auf dem Wert der
Betriebsspannung liegt. Dann bleibt der Ausgang Pin 3 dauerhaft auf
dem HIGH-Pegel (+Ubx).
Zurück zu Bild 4.
Genau das tut die Teilschaltung ANLAUF unmittelbar nach dem
Einschalten der Schaltung mit Schalter S. C3 ist zunächst entladen. Von
+Ubx fliesst ein Ladestrom über R2 und über die Emitter-Basis-Strecke
von T1 über R3 zu C3. Während des Ladevorganges fliesst ebenso ein
T1-Kollektorstrom über Pin 5 zum IC-internen Widerstandsnetzwerk. Dies
setzt Pin 5 zunächst auf +Ubx. Sobald durch den Ladevorgang von C3 die
Spannung zwischen Emitter und Basis von T1 dessen B/E-Schwellenspannung
von 0.7 V unterschreitet, sperrt T1. Der Übergang ist fliessend. Bei
Sperrung von T1 liegt Pin 5 wieder auf seinem REF2-Potential mit dem
typischen Wert von +Ubx*2/3. Siehe dazu noch einmal kurz
Teilbild 1.1.
+Ub, bzw. +Ubx an LMC555: +Ub und +Ubx gemeinsam erwähnt, weil,
wie bereits weiter oben erklärt, ohne die Mitwirkung der Zenerdiode Z,
beträgt der Spannungsabfall über R1 nur gerade 155 mV. Z ist
wirkungslos, wenn die Z-Spannung grösser ist als +Ub und nur dann
reagiert, wenn eine Überspannung, als Folge einer Störung, auftritt.
Gemäss Absolute-Maximum-Ratings darf beim LMC555 die Betriebsspannung
+Ub nicht grösser sein als +15 VDC. Beim TLC555 sind +18 VDC zulässig.
Dies bedeutet, auf die Lebenserwartung bezogen, dass man empfehlenswert
den LMC555 mit maximal +12 VDC und den TLC555 mit maximal +15 VDC
betreiben sollte. In der vorliegenden Schaltung in Bild 4 kann man mit
+Ub problemlos den LMC555 betreiben. Jedenfalls bei Nennlast des Trafo,
weil die Peak-Spannung den Wert von +7.7 VDC erreicht (Teilbild 4.1).
Es fragt sich wie hoch die Trafo-Sekundärspannung und resultierend +Ub
im Leerlauf sein wird (Ventilator inaktiv). Dazu gibt es Herstellerdaten
für den Trafo. Zusätzlich berücksichtigen muss man noch eine
5-Prozent-Netzüberspannung von 242 VAC statt 230 VAC. Die sekundäre
Leeraufspannung darf 11.2 VAC bei einer Netzspannung von 242 VAC nicht
überschreiten, damit maximal 15 VDC (LMC555) an +Ub nicht überschritten
wird. Man kann davon ausgehen, dass bei einem 16-VA-Trafo der
Innenwiderstand niedrig genug ist, dass das Verhältnis von Leerlauf- zur
Nennlast-Spannung deutlich niedriger ist. In diesem Fall benötigt es die
Z-Diode Z nicht. Zur zusätzlichen Sicherheit schadet es nicht Z
einzusetzen. Im vorliegen Fall mit einer Z-Spannung von 10 V. Mit dieser
Z-Spannung leitet Z nur bei Überspannung, strombegrenzt durch R1.
Hochfrequente steilflankige Überspannungs-Peaks werden zusätzlich mit
Ck1 an Pin 8 beim LMC555 unterdrückt.
Vermeidung des
GND-Loop (Seite 5):
In Bild 4 ist der Hauptstrompfad vom Netzteil zum Ventilator und zurück
mit kleinen Pfeilen markiert. Der Stern beim GND-Symbol in Trafonähe
zeigt, dass alle GND-Potentiale der Elektronik und des Leistungsteiles
zu diesem Sternpunkt führen müssen, damit kein störender GND-Loop
auftreten kann. In der Praxis heisst das, dass die GND-Potentiale der
Elektronik auch separat zusammengeschaltet werden dürfen. Dann muss aber
die Summe der Elektronik-GND-Potentiale und das Leistungs-GND-Potential
des Ventilator getrennt zum GND mit dem Stern führen. Wenn man einen
doppelseitigen Print mit GND-Plane auf der Elementenseite realisiert,
ist dieses Problem sicher durch diesen GND-Plane von vornherein
beseitigt.
Teilbild 5.1 zeigt wie der hohe Ventilatorstrom durch die Leitungsimpedanzen von Z1 und Z2 fliesst. Auf diesen Leitungsabschnitten entstehen von der Gleichrichter-Kondensator-Schaltung ein Rippelstrom, von den PWM-Schaltvorgängen und vom Motor selbst zusätzlich steilflankige Stromimpulse. Die Störspannungen, die dadurch auf Z1 und Z2 entstehen, reichen aus um die Elektronik wirksam zu destabilisieren. Dies geschieht nicht mit der sternförmigen GND-Methode in Teilbild 5.2. z1 und z2 bleiben davon verschont.
Noch stabilere 555-PWM-Schaltung mit 555-Treiber
Der Ausgangswiderstand an Pin 3 beim LMC555 ist unterschiedlich. Das LMC555-Datenblatt gibt in "Electrical Characteristics" Auskunft in den Zeilen mit den Parametern "Output Voltage (Low)" und "Output Voltage (High)". Da die Betriebsspannung +Ub der Schaltung in Bild 4 +7 VDC beträgt, interessiert uns nur die nächst liegende Parameter-Spannung von +5 VDC im Datenblatt. Die eigentlichen Werte für 7 VDC sind besser. Wenn der HIGH-Pegel an Pin 3 mit 2 mA belastet wird (Source-Current-Mode), sinkt die Spannung an Pin 3 von +5 V auf den Wert von typisch +4.7 V. Die Differenz beträgt 0.3 V. Es resultiert ein Ausgangswiderstand von 150 Ohm. Wird der LOW-Pegel an Pin 3 mit 8 mA belastet (Sink-Current-Mode), steigt diese LOW-Pegelspannung auf +0.3 V. Auch das ist die selbe Differenz von 0.3 V. Dies gibt einen Ausgangswiderstand von nur 37.5 Ohm. Dies bedeutet, dass der IC-interne P-Kanal-MOSFET (Source-Current-Mode) vier mal hochohmiger ist als der N-Kanal-MOSFET (Sink-Current-Mode). Das ist nicht ungewöhnlich. Auch in diskreter Form sind N-Kanal-MOSFETs leichter mit niederohmigen Werten (Drain/Source) erhältlich. Wir kommen von Bild 4 zu Bild 6:
Je nach Belastung hat das Folgen, die man berücksichtigen muss. Eine
Last mit einem kapazitiven Anteil verursacht, dass die ansteigende
Flanke weniger steil erfolgt als die fallende, wie dies Teilbild 6.1a
(CL) zeigt. Ein Leistungs-MOSFET (siehe punktierter
Kreis mit Pfeil) hat zwischen Gate und Source eine Kapazität, die es zu
berücksichtigen gilt. Beim IRLZ34N (Bild 4) beträgt diese 880 pF (also
rund 1 nF). Der Ausgangswiderstand an Pin 3 des LMC/TLC555 und diese
Kapazität bilden eine Zeitkonstante, welche die Anstiegs-Flankenzeit
vier mal mehr verschlechtert als die der fallenden Flanke. Bei 150 Ohm
und knapp 1 nF sind das rund 750 ns, nämlich die 5-fache Zeitkonstante,
die etwa 150 ns beträgt. Das ist gerade noch so wenig, dass dies für die
vorliegende Anwendung mit einer PWM-Frequenz von 25 kHz (halbe Periode =
20 µs) noch tolerierbar ist. Das bedeutet, dass wegen der etwas höheren
Anstiegs-Flankenzeit die Verlustleistung noch nicht signifikant zunimmt.
Eine höhere PWM-Frequenz erhöht die Verlustleistung.
Trotzdem wollen wir ein Stück weitergehen und untersuchen was die Folgen
sind, wenn MOSFETs mit relativ hohen Kapazitätswerten oder andere
Bauteile, wie z.B. ein Piezowandler, zum Einsatz kommen. Dabei würde,
gemäss der Schaltung in Teilbild 6.1, die Verzerrung der Impulsflanken
auf die PWM-Funktion (Frequenz und Tastgrad) rückwirken und Probleme
verursachen. Siehe CL-Diagramm. Eine reine
Widerstandslast (RL-Diagramm) erzeugt ebenso eine
Rückwirkung, obwohl nur der HIGH-Pegel reduziert würde. Die Flankenzeit
bleibt dabei unverändert. Abhilfe schafft als einfachste Massnahme ein
zweiter LMC/TLC555 als invertierender Treiber. Die Rückwirkung gibt es
nicht, wie dies Teilbild 6.2 zeigt. Allerdings kann es sein, dass die zu
grosse Flankenzeit (kapazitive Last) die Verlustleistung der IC-internen
MOSFETs (Endstufe) erhöht, weil die Ausgangswiderstände von IC:B
(Treiber-Funktion) entspricht denen von IC:A (PWM-Schaltung). Es ist der
selbe IC. Diese Erweiterung mit dem zweiten LMC/TLC555 (IC:B) ist bei
einer Ventilatorsteuerung bestimmt nicht nötig, aber wenn z.B.
messtechnische Anwendungen mit im Spiel sind, dann u.U. schon. Man
beachte rechts das Diagramm 6.2a. Oben die erhöhte Flankenzeit der
ansteigenden Flanke mit CL im Einsatz im Vergleich
wenn an deren Stelle nur RL im Einsatz ist.
An dieser Stelle sei erwähnt, dass sich die Daten auf das Datenblatt des
LMC555 beziehen. Ob und wie stark die Daten des TLC555 abweichen, wird
hier, wegen zu hohem Aufwand, nicht thematisiert. Dazu an dieser Stelle
noch einmal die beiden Datenblatt-Links:
LMC555,
TLC555.
555-Treiber plus Transistor-Endstufe
Um nicht gleich einen speziellen MOSFET-Treiber einsetzen zu müssen,
kann man den Ausgang Pin 3 von IC:B mit einer einfachen komplementären
Transistorstufe (Impedanzwandler mit T1 und T2) erweitern, wie man dies
von der Audiotechnik her kennt. Diese Massnahme hat für den
Elektronikbastler und für den Lernenden den Vorteil, dass er die ganze
Anwendung mit zwei LMC/TLC555 und zwei zusätzlichen Transistoren
realisieren kann. Je nach Anspruch der Flankenzeit für den MOSFET
kann man
TUNs und TUPs
(Elektor-Jargon) verwenden oder es empfehlen sich schnell schaltende
Schaltransistoren, z.B.
2N3904 (NPN)
und
2N3906 (PNP). Man könnte
auf die Idee kommen auf IC:B zu verzichten und die Basen der
Transistorstufe direkt an Pin 3 von IC:A (PWM) zu verbinden. Darauf
verzichtet man besser, weil dann muss man sich nicht überlegen, wie
stark die veränderlichen, wenn auch nur kleinen Basis- und
Kollektorströme die PWM rückwirkend beeinflussen können. IC:B sichert
mit seinem sehr hohen CMOS-Typischen Eingangswiderstand die Stabilität
der PWM-Erzeugung. Dass es doch mit nur einem LMC/TLC555 (PWM-Erzeugung)
gehen kann, zeigt weiter unten Bild 8 mit dem zusätzlichen Einsatz des
Discharge-Ausganges (Pin 7).
Dies ist selbstverständlich kein industrieller Lösungsvorschlag mit
einem ökonomischen Ziel. Dafür zeigt er dem Lernenden einen Lösungsweg,
der zu eigenem Experimentieren anregt. Anstelle eines zweiten LMC/TLC555
kann man ebenso ein CMOS-Inverter/Treiber
CD4049 oder CD4050
einsetzen, wobei man jeweils alle sechs Inverter oder Buffer parallel
schalten sollte zur Erhöhung der Treiberleistung. Allerdings ist die
Treiberleistung durch diese Parallelschaltung kaum grösser als die des
LMC/TLC555-Ausganges an Pin 3.
Eine sinnvolle Anwendung von parallel geschalteten CMOS-Invertern ist
gegeben, wenn man zusätzliche Spannungen mit niedrigem Strom benötigt.
Dies vor allem dann, wenn kein Netztrafo für andere Aufgaben bereits
auch dafür Verfügung steht. Als Beispiel dieser
Spannungsverdoppler.
Mehr dazu in diesem Elektronik-Minikurs:
Mit alternativem Opendrain-Ausgang des LMC/TLC555
Der LMC/TLC555 hat diesen Open-Drain-Anschluss mit der Bezeichnung
DISCHARGE z.B. für den internen Betrieb als
Monoflop
zur schnellen Entladung des Timer-Kondensators C. Bei Nichtgebrauch kann
dieser Open-Drain-Ausgang zur Steuerung einer kleinen Last (Relais,
LED,...) eingesetzt werden oder er dient hier in Bild 8 mit einem
Pullup-Widerstand zur Steuerung eines PW-Modulators (PWM).
Damit sind wir beim Thema. Die hier realisierte PWM-Schaltung in Bild 8,
die den Ausgang von Pin 3 nur für den Timing-Prozess benötigt, bietet
einen grösseren PWM-Einstellbereich, weil Pin 3 durch die Folgeschaltung
nicht belastet wird.
Wenn der IC-interne MOSFET mit dem Open-Drain-Ausgang von Pin 7
(Discharge) leitet und mittels einer Last, hier ein Pullup-Widerstand Rp
= 680 Ohm, mit +Ub verbunden ist, beträgt bei einem Drainstrom von 10 mA
die typische Spannung zwischen Pin 7 und GND etwa 0.15 V, gemäss
LMC/TLC555-Datenblatt. So ist der MOSFET T2 für den Motor stromlos, wie
es sein soll.
Teilbild 8.1: Vergleichen wir das mit dem Ausgangswiderstand von
Pin 3 des LMC/TLC555 mit etwa 150 Ohm (siehe Text zu Bild 6), so ist Rp
als Quellwiderstand für den HIGH-Pegel zum T2-Gate mit 680 Ohm um einen
Faktor 4.5 höher und das erhöht im selben Ausmass die
Anstiegs-Flankenzeit am Gate von T2 von 750 ns auf 3.4 µs. Bei dieser
Flankenzeit müsste man die PWM-Frequenz von 25 kHz auf 5.5 kHz
reduzieren, damit man das selbe Verhältnis hat von Flankenzeit zur
halben Periode der PWM-Frequenz. Die Verlustleistung bleibt so
unverändert.
Mit 5.5 kHz ist man im Audiobereich. Man riskiert störende Pfeiftöne vom
Motor. Damit dieses Problem nicht eintritt, müsste man Rp reduzieren,
damit sich die PWM-Frequenz auf mindestens 16 kHz (menschliche
Hörgrenze) erhöht. Um diesen Kompromiss zu umgehen, empfiehlt sich die
diskrete Treiberstufe mit den beiden BJT (bipolare Transistoren) T1 und
T2 in Teilbild 8.2.
Teilbild 8.2: Mit dieser komplementären Transistorstufe aus
Bild 7
kann man Rp problemlos auf 6.8 k-Ohm verzehnfachen und der Strom
reduziert sich auf 1 mA. Noch mehr reduzieren, besser nicht, weil das
reduziert dann wieder die Geschwindigkeit von T1 und T2 (Miller-Effekt).
Nachteilig in der Schaltung in Teilbild 8.2 ist, dass die Wahl der
Spannung des Motors bei weniger als 15 VDC liegen muss, wegen der
Verbindung zur Betriebsspannung von Treiber und der Schaltung davor. Ein
12-VDC-Motor wäre realistisch möglich. Der Grund liegt darin, dass die
High-Pegel-Spannung gleich gross sein muss wie die Betriebsspannung des
Motors. Am offenen Schaltausgang Pin 7 des LMC555 darf die Spannung
nicht grösser sein als die maximal zulässige Betriebsspannung des LMC555
(+15 VDC). Zur Erinnerung, beim TLC555 sind es 18 VDC.
Abhilfe schafft die Trennung der Speisung der LMC/TLC555-Schaltung plus
der diskreten T1/T2-Treiberschaltung von der Schaltung aus Motor und
Power-MOSFET T3. Die zwei punktierten schrägen Trennstriche deuten dies
an. Wenn man Rp von 6.8 k-Ohm auf 2.2 k-Ohm reduziert, kann die maximale
Frequenz auf 50 kHz erhöht werden. Ein Test in Teilbild 8.3 zeigt, dass
diese 50 kHz auch dann möglich sind, wenn die Gate-Source-Kapazität von
T3 mit 1.5 nF doppelt so gross wäre wie die vom IRLZ34N.
An Stelle eines MOSFET (T3) schaltete ich im Test ein Kerko mit einer
Kapazität von 1.5 nF. Die Flankensteilheit wäre noch immer gross genug.
Dies ist vor allem auch dann wichtig, wenn die Impulszeit des PWM-Signal
klein ist, wie die kleine Graphik in Teilbild 8.3 andeutet. Die
Motorspannung +Ub darf prinizipiell beliebig gross sein bei der Trennung
von +Ubx und +Ub. Einziger Limit ergibt sich aus der Wahl des
Power-MOSFET T3.
PWM-Schaltung für höhere DC-Motorenleistung (z.B. 24VDC/3A-Ventilator)
Bild 9 zeigt die Schaltung, für den Einsatz eines DC-Motors mit einer
Spannung von 24 VDC und einem Strom bis maximal 3 A, bzw. bis zu einer
Leistung von 72 W. Diese Schaltung basiert auf der erprobten Schaltung
in
Bild 4 mit einer
maximalen Leistung von 6 W, nämlich mit 6 VDC und 1 A. Dem entsprechend
muss man diese Schaltung in Bild 9 z.T. anpassen. Was die gesamte
Schaltung im unmittelbaren Bereich des LMC555/TLC555 betrifft, bleibt
die Dimensionierung unverändert, ausser die Betriebsspannung +Ubx, die
in Bild 9 durch den Spannungsregler
LM7812
mit 12 VDC zusätzlich erzeugt wird. In Bild 4 entspricht +Ubx der
Spannung von +Ub von etwa 7 VDC. Der einzige Unterschied ergibt sich aus
R1 und C2, die, in der Funktion des passiven Tiefpassfilter, für die
Elektronik die Rippelspannung von +Ubx deutlich reduziert. Dies erledigt
hier der Spannungsregler LM7812. Die LED, zur Betriebsanzeige, macht
Sinn, weil der minimale Strom eines 78xx-Spannungsrgelers 5 mA betragen
muss. Der LED-Strom beträgt 10 mA.
Die Anpassung betrifft u.a. die VA-Leistung des Trafo, die primärseitige
Feinsicherung F, die Sekunärspannung 18 VAC (nur eine Wicklung),
leistungsfähigere Gleichrichterdioden, die Kapazität des Ladeelko C1 und
dessen Nennspannung. Für einen Motor mit maximal 3 Ampere eignen sich
für eine diskrete Gleichrichter-Brücke vier Einzeldioden z.B. des Typs
1N5404
oder man verwendet einen Brückengleichrichter für 3 A.
Mit einer sekundären Spannung von 18 VAC genügt eine Sekundärwicklung
mit einem Brückengleichrichter. Ist die C1-Kapazität gross genug, dass
die Rippelspannung unter Nennlast 1 Vpp nicht überschreitet, erreicht
man noch immer eine DC-Spannung von etwa 23 VDC, die für den motorischen
Einsatz ausreicht. Für einen Strom von mehr als 1 A muss man für D6 eine
Schottky-Diode evaluieren, die sich für 3 A eignet. Oder man setzt hier
die selbe Diode ein wie beim Gleichrichter, eine 1N5404. Das ist zwar
eine Silizium-Diode mit einer höheren Flussspannung. Allerdings fällt
dies hier kaum auf, weil das Verhältnis von Betriebsspannung zur
Diodenflussspannung sehr gross ist. Man muss dies im Testaufbau, wie
auch die gesamte Schaltung, prüfen und aus dieser Testphase dazu lernen.
Dies ist auch der Hauptzweck, wie grundsätzlich bei
allen Elektronik-Minikursen. Der Nachbau ist zweitrangig...
Für T2 kann man fast den selben Power-MOSFET den
IRFZ34
verwenden. Fast, weil man benötigt hier keine Logiclevel-Version
(IRLZ34N), weil die positive Gatespannung hoch genug ist zur
Drain-Source-Sättigung.
Tipp Schaltungs-Design: Die Schaltung in Bild 9 ist nicht
erprobt. Sie dient als Anregung, eine eigene Dimensionierung aus Bild 4
herzuleiten. Dies vereinfacht die Aufgabe und zeigt zugleich auch, wie
man oft vorgehen kann, wenn man aus Application-Notes, u.a. aus
Datenblättern, eigene Schaltungen realisieren will. Man beachte die
?-Zeichen bei ein paar wenigen Bauteilen. Die Dioden-Bezeichnungen von
D4 und D5 gibt es in Bild 9 nicht, weil die Gleichrichtung anders
realisiert ist als in Bild 4. Deshalb hat es bei einigen Bauteilen
(Primär-Sicherung F, Trafo-Leistung, C1, C4 und C5) betreffs der Werte
?-Zeichen. Der Zweck von C4 und C5 ist zu Bild 4 erläutert. Auch diese
Werte können mit andern Motoren abweichen. Dies kann man vernünftig nur
empirisch ermitteln.
Die Schaltung in Bild 9 (und Bild 4) eignen sich selbstverständlich auch
für den Akku-Betrieb, dessen Akku mit einem Switched-Mode-Laderegler
geladen werden werden kann. Sinnvoll ist dies dann, wenn diese
Ventilator/Motor-Schaltungen nur gerade ein Teil sind einer grösseren
Anlage.
Alternative PWM-Schaltung mit Dreieck-Generator
Wenn man noch nicht weiss, wie man mit zwei Operations-Verstärkern (Opamp) ein Dreieckgenerator realisiert, empfiehlt sich dieser Elektronik-Minikurs mit einer praxisorientierten schrittweise Einführung:
Wie bereits weiter oben angedeutet, geht es hier darum, anstelle mit
einem Potmeter, mit einer variablen Triggerspannung Ut (t=trigger) den
Tastgrad eines PWM-Signales zu steuern. Das Ziel dabei wäre z.B. die
Steuerung eines DC-Motors oder einer LED-Lampe. Die beiden Opamp IC:A1
und IC:A2 (TLC274) erzeugen eine Dreieckspannung mit einer Frequenz von
etwa 20 kHz. IC:B1 (TLC3702) ist ein relativ schneller Komperator.
IC:B1, weil es ein Dual-Komparator ist, IC:B2 jedoch nicht im Einsatz
ist. IC:A und IC:B enthalten die so genannte LinCMOS-Technologie.
Die Eingangsbezeichnung /Ut bedeutet, dass das t/T-Verhältnis umgekehrt
proportional ist zur Eingangsspannung /Ut. Eine niedrige /Ut-Spannung
(Teilbild 10.2) erzeugt einen grossen t/T-Wert. Dies bedeutet, im Falle
des Einsatzes eines Motors, je niedriger die /Ut-Spannung ist, desto
schneller dreht sich der Motor. Die /Ut-Steuerspannung ist zum t/T-Wert
invertiert. Will man dies nicht, kommt der Opamp IC:A3 zum Einsatz, der
mit -1 die Ut-Steuerspannung am Eingang verstärkt.
Dazu empfiehlt sich ein Quad-Opamp, hier, weil LinCMOS, der TLC274.
Verzichtet man auf Ut und somit IC:A3, kann man auch den Dual-Opamp
TLC272 einsetzen. Unbenutzte Opamp- und Komparatoreingänge sind mit GND
zu verbinden. Das ist zulässig, weil diese LinCMOS-ICs
singlesupply-fähig sind. Offene CMOS-Eingänge bewirken eine Instabilität
des IC-Verhalten, weil die extrem hochohmigen Eingänge vollumfänglich
dem momentan einwirkenden E-Feld ausgesetzt sind.
Am Ausgang des Komparators IC:B (TLC3702) kann man direkt ein
N-Kanal-MOSFET steuern, sofern seine Gate-Source-Kapazität kleiner ist
als 2 nF. Die Flankensteilheit wird nur unwesentlich beeinflusst. Wenn
dies nicht genügt, kann man noch immer die diskrete Treiberstufe mit T1
und T2 realisieren, wobei auch andere und schnellere Transistoren bei
Bedarf möglich sind oder man benutzt einen integrierte Treiberschaltung.
Komparator IC:B1 im Fokus: Auf den ersten Blick sieht man eine
"wüste Beschaltung" mit R6, R7, R8, C3 und C4. Es ist jedoch alles nur
halb so wild. Es geht hierbei um das stabile Arbeiten von IC:B1. Eine
Komparatorschaltung neigt oft zum kurzzeitigen Oszillieren (Burst)
während der Schaltflanke am Ausgang. In diesem Zustand tritt eine sehr
hohe Verstärkung in Erscheinung. Auslöser für solche Bursts sind oft
parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten, gegeben u.a. durch die
Leiterbahnen. Man schaltet hier am Besten gleich R6 und R5 nahe an die
Eingänge. Damit ist man vorbereitet zur empirischen Stabilisierung. Oft
kann eine schwache Mitkopplung (Mini-Hysterese) mit R8 oder/und C3 die
Schaltung stabilisieren. Im vorliegenden Fall wurde das Ziel alleine mit
R7 und C4 erreicht. Selbstverständlich muss C4, als auch C3, ein Kerko
sein. Ebenso selbstverständlich ist dies bei den Ck-Kondensatoren.
Für +Ubx, die Betriebsspannung für die Elektronik, eignet sich wie in
Bild 9, eine geregelte Spannung von +12 VDC. Für +Ub, die
Betriebsspannung für den Leistungsteil, ist man entsprechend frei in der
Wahl. Das einzige Bauteil, das von Bedeutung ist, ist die richtige Wahl
des Leistungs-MOSFET. Das ?-Zeichen bei R11, stellt in Frage ob 10 Ohm
definitiv richtig ist. Manchmal werden an dieser Stelle auch kleine
Induktivitäten im µH-Bereich eingesetzt.
Thomas Schaerer, 16.10.2011 ; 26.06.2014 ; 04.08.2014 ; 28.03.2015 ; 05.04.2019