555-CMOS-Impulsbreitenmodulator mit Strombegrenzung.
Power-LED-Anwendung, eine kritische Betrachtung...

 

Einleitung

Ein sehr praktischer Elektronik-Minikurs, bei dem es etwas zu basteln gibt, führt Schritt für Schritt ein in die einfache und leicht überschaubare Schaltungstechnik der Impulsbreitenmodulation (PWM) mit einem LMC555 oder TLC555. Es wird eine PWM-Schaltung zur Steuerung eines kleinen DC-Tischventilators vorgestellt. Der LMC555 und der TLC555 sind elektronisch identische CMOS-Versionen des altbekannten NE555, hier aus Gründen dieser Identität stets als LMC/TLC555 bezeichnet. Der LMC/TLC555 hat gegenüber dem NE555 signifikante Vorteile. Bevor man in diesem Elektronik-Minikurs weiterliest, sollte man wissen worum es in diesem hier geht:

Also zuerst durchscrollen, Schaltungen betrachten und wenn man dann nicht versteht worum es geht, bitte zuerst alles lesen, bevor man hier fortsetzt.



Impulsbreitenmodulation (PWM) mit Strombegrenzung

Motivationsquelle ELKO-Forum:   Einige der ELKO-Leser mögen sich noch an die Threads im ELKO-Forum zurück erinnern, als eine NE555-Schaltung als PWM-Generator und eine Leistungsstufe mit einem MOSFET zum Treiben einer Power-LED im Fokus stand. Zwecks Steuerung (Dimmen) einer Power-LED, kommt naturgemäss auch eine Strombegrenzung zum Einsatz. Der Versuch dies mit einem LM317 als Stromquellenschaltung (siehe Seite 11 im LM317L-Datenblatt "100mA Current Regulator"), eingeschlauft in den LED-Stromkreis, zu realisieren, scheiterte wegen der hohen Flankensteilheit des PWM-Signals, weil die Reaktionsträgheit des LM317 zu gross ist. Es funktionierte dann auch nicht so richtig, als man die eigentlich richtige Lösung anstrebte, nämlich mit einem Shuntwiderstand im Sourcekreis des Power-MOSFET und einem NPN-Transistor, der die Gate-Source-Spannung des Power-MOSFET begrenzte und dies zur stabilen Strombegrenzung für die Power-LED führen sollte. Ich erinnere mich, dass es ein Leser fertig brachte, dass seine Schaltung funktionierte. Ich habe damals im ELKO-Forum erklärt, dass ich diese Methode selbst mit einem Versuchsaufbau untersuchen will. Das habe ich in der Zwischenzeit getan und daraus entstand dieser Elektronik-Minikurs.

Mit Bild 1 und im nachfolgenden Text soll zunächst die Frage erläutert werden, wozu eine elektronische Strombegrenzung in einer PWM-Treiberschaltung für eine Power-LED-Beleuchtung überhaupt notwendig ist:

Teilbild 1.1 zeigt eine MOSFET-Treiberstufe welche einen DC-Motor steuert, wie dies hier in Bild 4 mit der Ventilatorsteuerung zum Ausdruck kommt. Gibt es einen Sinn für die Anwendung einer Strombegrenzung? Die Antwort ist eindeutig nein, weil der Motor muss beim Anlauf aus dem Stillstand sein maximales Drehmoment entfalten. Dieser Anlaufstrom zu reduzieren mag in ganz speziellen Fällen angebracht sein, aber die Regel ist es nicht. Für den Kurzschlussfall sieht man eine (Schmelz-)Sicherung vor.

Spezialfall LED: Im Gegensatz zu einem Motor oder einem ohmschen Verbraucher, ist eine LED nur per Strom steuerbar. Dies hat damit zu tun, dass die Strom-Spannungs-Kennlinie einer LED stark nichtlinear ist. Würde man eine LED mit einer Spannung steuern, hat dies zur Folge, dass schon die kleinste Änderung der Spannung einen grossen Stromunterschied zur Folge hat. Dazu kommt, dass die Schwellenspannung einer LED, wie bei einer Diode, mit einem negativen Temperaturkoeffizienten behaftet ist und dies kann leicht zu einem positiven Rückopplungseffekt führen. Spannung sinkt, Strom steigt, Spannung sinkt weiter, Strom steigt weiter, ein Schneeballeffekt und kaputt ist die LED. Und weil das so ist, führt kein Weg daran vorbei, dass eine LED eine Strombegrenzung braucht, auch wenn ihre Helligkeit mittels PWM gesteuert wird und dies auch nur bei sehr kleinem Tastgrad!

WICHTIG - Tastgrad und nicht Tastverhältnis: Bei einem Rechtecksignal gibt es den Begriff Tastverhältnis der sehr üblich ist. Jedoch stiftet er auch Verwirrung. Unüblich und weniger geläufig ist der Begriff Tastgrad, jedoch ist seine Definition eindeutig, wie sie aus dieser Wiki-Seite deutlich hervorgeht. Bitte lies dort den Abschnitt der mit den Worten "Der Begriff Tastverhältnis kommt in der genannten Norm nicht vor..." beginnt. Deshalb verwende ich in diesem Minikurs den Begriff Tastgrad und nicht Tastverhältnis.

LED contra Glühlampe: Mit PWM alleine kann man locker eine Glühlampe steuern, weil die Trägheit des Glühfadens integriert den PWM-Tastgrad zu einer mittleren Leistung, wobei die Maximalwerte dem Glühfaden nicht schaden können und eine niedrige Frequenz von 100 Hz bereits ausreicht. Bei einer LED ist das aber ganz anders. Selbst dann, wenn die Impulsdauer bei gerade niedrigem Tastgrad, sehr kurz ist, kann dies dem Chip der LED nicht zugemutet werden, weil seine Oberfläche und Masse für eine genügend grosse thermische Integrations-Zeitkonstante nicht ausreicht. Deshalb braucht die LED zur PWM immer auch eine Strombegrenzung, damit sicher der Worstcase-Spitzenwert nicht überschritten werden kann. Im einfachsten Fall ein Vorwiderstand, wie dies Teilbild 1.2 zeigt.

Wichtige Informationen aus einem OSRAM-Datenblatt:   Auf Seite 3 liest man, dass der Dauerspitzenstrom bei einer Umgebungstemperatur von 25 Grad Celsius 1 A beträgt. Ein maximal zulässiger Stossstrom für eine Dauer von 10 µs ist mit 2 A nur gerade doppelt so hoch, wobei ein Tastgrad von 0.005 (1:200) eingehalten werden muss. Der Tastgrad ist so klein, so dass man praktisch von einem Einzelereignis reden kann. Daraus geht eindeutig hervor: Auch in der Funktion des PWM-Dimmerbetriebes muss aus Sicherheitsgründen für die LED eine Strombegrenzung so dimensioniert sein, dass der maximale Worstcase-Dauerstrom auch im PWM-Betrieb, wenn die LED unter Strom ist, nicht überschritten wird. Interessant ist auch Seite 11 mit den beiden Diagrammen: "Zulässige Impulsbelastbarkeit IF = f (tp)".

Weiter in Bild 1: Teilbild 1.3 zeigt anstelle des Vorwiderstandes R1 in Teilbild 1.2 die Strombegrenzung mit dem Spannungsregler LM317. Der Begrenzungsstrom ergibt sich aus der IC-internen Bandgap-Spannungsreferenz, dessen Spannung mit 1.25 VDC über R1 anliegt, dividiert durch den Widerstand von R1. Diese Strombegrenzungsschaltung funktioniert, wie weiter oben erklärt, bei dieser Anwendung nicht.

Das 100-Ohm-Problem (R1): Es folgt mit Teilbild 1.4 eine Power-MOSFET-Schaltung mit elektronischer Strombegrenzung. Als Beispiel kommt eine Power-LED (P-LED) mit einem maximal zulässigen Dauerstrom von 500 mA zum Einsatz. RSH, der Shuntwiderstand R4, misst den Strom. Bei 500 mA erreicht die Spannung über R4 die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1. In T1 fliesst ein Basis- und ein Kollektorstrom. Dieser begrenzt die Gate-Source-Spannung so, dass T2 den Drainstrom auf 500 mA begrenzt und dafür die Drain-Source-Spannung ansteigt (Vorsicht: Erwärmung durch Verlustleistung!). Dies hat allerdings einen Haken, wenn R1 nur 100 Ohm beträgt. Wieso 100 Ohm, erfährt man im eingangs erwähnten PWM-Minikurs mit der PWM-Ventilatorsteuerung in Bild 4. Die Ausgangsstufe des LMC/TLC555 kann ihre HIGH-Pegelspannung wegen zu hohem Strom nicht halten. Was deswegen passiert, sehen wir gleich danach in Bild 2. Die Lösung des Problems ist, dass T2 auf einer etwas niedrigeren maximalen PWM-Frequenz schalten muss. So ist es möglich R1 entsprechend zu erhöhen, weil dann eine kleinere Flankensteilheit des LED-Stromes ausreicht. Wenn R1 = 2k2 ist noch immer eine Schaltfrequenz etwa 20 kHz möglich, wobei für den LED-Betrieb auch weniger genügt. Warum aber erreicht man mit R1 = 2k2 noch immer eine Frequenz von 20 kHz, wenn bei der weiter oben gezeigten Ventilatorsteuerung in Serie zum Gate des MOSFET etwa 100 Ohm nötig sind?

Ohne die Funktion der Strombegrenzung "sieht" die Gate-Source-Kapazität nur gerade den Gate-Vorwiderstand von 100 Ohm. Die dadurch gebildete RC-Zeitkonstante (C = Gate-Source-Kapazität) erlaubt, wegen der Flankensteilheit, eine Schaltfrequenz von maximal etwa 20 bis 30 kHz. Wenn jedoch eine Strombegrenzung arbeitet, wird der mittlere Eingangswiderstand reduziert. Nämlich dadurch, dass zeitweise ein T1-Kollektorstrom fliesst. Es gibt aber noch einen andern beschleunigenden Effekt: Die Gate-Source-Spannung wird auf einen niedrigeren Wert begrenzt. Deshalb findet kein Sättigungseffekt, kein Durchschalten auf einen niedrigen R_ds_on-Wert statt. Aus diesen Gründen ist es möglich bei etwa gleich hoher maximaler Schaltfrequenz mit einem höheren Gate-Vorwiderstand von z.B. R1 = 2k2 zu arbeiten. R2 mit etwa 10 Ohm braucht es um generell auftretende HF-Schwinungen beim MOSFET zu vermeiden. Ohne R2 wäre der "Gate-Vorwiderstand" während der Dauer des T1-Kollektorstromes zu niederohmig.

Bild 2 zeigt das Zusammenwirken des PWM-Generator mit dem LMC/TLC555 und der Schaltung die eine Power-LED treibt, nach dem Vorbild von Teilbild 1.4. Zusätzlich gibt es einen Widerstand Rt und einen Schalter St (t = Test) für einen Testzweck. Es soll damit an den Teilbildern 2.2 und 2.3 gezeigt werden was passiert, wenn der Ausgang Pin 3 des LMC/TLC555 zu niederohmig (R1 = 100 Ohm) belastet wird.

Wenn St offen ist, zeigt Upwm den korrekten Spannungswert des PWM-HIGH-Pegels und den korrekten Tastgrad an, der mit Potmeter P eingstellt wird. Der Widerstand Rt, der relativ hochohmig sein sollte, sorgt bei offenem Schalter St, dass das Gate des Power-MOSFET T2 mit GND definiert ist. Auf diese Weise sperrt T2 und die Power-LED ist stromlos.

Bei geschlossenem Schalter St wird der LMC/TLC555-Ausgang durch R1 belastet. Das Datenblatt des LMC555 zeigt, dass bei einer Betriebsspannung von 5 VDC und einem Strom bei HIGH am Ausgang Pin 3 von nur 2 mA noch eine Spannung von minimal 4.4 V aufweist. Bei einer Betriebsspannung +Ub = 6 VDC, wie hier im Beispiel, ändert sich kaum was. Ein Strom von 2 mA ist schon fast zuviel, um den Tastgrad des PWM-Signales nicht zu stören, weil die HIGH-Spannung reduziert würde. Wenn R1 nur 100 Ohm beträgt, reduziert diese Last die HIGH-Ausgangspannung des LMC/TLC555 derart, dass die Schaltung nicht mehr funktioniert, wie dies ein Leser des ELKO-Forums zum Ausdruck brachte. Der Grund ist ganz einfach. Wenn die HIGH-Spannung reduziert wird, dann reduziert dies auch den Ladestrom vom Pin 3 über P, D1 und R1x nach CT. Dies verlängert die CT-Ladezeit bis die Spannung von REF2 (Komparator KA im LMC/TLC555) erreicht ist, die an Pin 3 zum Kippen von HIGH nach LOW führt. Siehe dazu Teilbild 2.3 und vergleiche es mit Teilbild 2.2. Upwm ist niedriger und die Impulsbreite grösser. Die Power-LED kann mit P gar nicht mehr dunkel gesteuert werden. Unterhalb eines gewissen Widerstandes von R1 erreicht die Ladespannung an CT gar nicht mehr die Spannung von REF2 und so bleibt der Ausgang (Pin 3) ständig auf dem HIGH-Pegel und kann überhaupt nicht mehr gesteuert werden. Die Power-LED leuchtet ständig mit maximaler Leuchtkraft.

Wir betrachten jetzt die Spannungswerte wenn an Pin 3 HIGH-Pegel vorliegt. Diese Werte sind in der Treiberschaltung mit T1 und T2 mit Pfeilen eingetragen. Der Begrenzungsstrom ergibt sich durch die Basis-Emitter-Schwellenspannung an R4. Es fliesst ein T1-Basis und T1-Kollektorstrom. Die Gate-Source-Spannung von T2 stellt sich so ein, dass ein Drainstrom von 500 mA resultiert. Beim Logiclevel-MOSFET IRLZ34 benötigt es eine Spannung von 2.3 V gemäss Datenblatt. An der Source von T2 liegt eine Spannung von aufgerundet 0.7 V. Diese addiert sich mit der Gate-Source-Spannung von 2.3 V zu 3 V zwischen Gate und GND. Beträgt der HIGH-Pegel am Ausgang (Pin 3) 6 V, dann erzeugt die Differenzspannung von ebenfalls etwa 3V über R1 = 2k2 ein Strom von etwa 1.5 mA. Das bedeutet, dass der HIGH-Pegel um ein paar 1/10-Volt reduziert wird. Mit einer Reduktion auf eine Schaltfrequenz von etwa 13 kHz könnte man R1 auf etwa 4k7 (siehe Teilbild 4.1) erhöhen und das genügt für den Betrieb einer Power-LED locker.

WICHTIG betreffs PowerMOSFET: Experimentiert habe ich mit dem IRFZ34. Das funktioniert sehr gut bei dem niedrigen Drainstrom von sogar weniger als 1A. Das kann ich als Empfehlung weitergeben, weil mit nur 6 VDC als Betriebsspannung, werden die notwendigen Gate-Source-Spannungen leicht eingehalten. Die angegebenen Spannungswerte jedoch beziehen sich auf das Datenblatt zum Logiclevel-MOSFET IRLZ34. Daraus ergeben sich Spannungswerte von 2 V für Drain/GND und 3 V für Gate/GND.

Bisher noch nicht erwähnt ist R3 und C1. R3 hat zwei Aufgaben. Er dient einerseits der T1-Basisstrombegrenzung, falls die Spannung an R4, wenn auch nur sehr kurzzeitig, stärker ansteigt als dies die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 erlaubt. R3 sollte dabei signifikant grösser sein als R4, damit R3 nicht zum wirksamen Parallelwiderstand zu R4 wird und den LED-Maximalstrom erhöht. Genau das selbe tritt allerdings auch dann ein, wenn R3 so gross gewählt wird, dass an R3 eine Spannung abfällt, die in der ähnlichen Grösse liegt wie die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1. Wenn R1 = 2k2, beträgt der T1-Kollektorstrom etwa 1.5 mA (+Ub = 6 VDC). Die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 liegt bei etwa 3 V (IRLZ34 wäre im Einsatz). Daraus ergibt sich gemäss T1-Datenblatt eine Stromverstärkung von mehr als 100. Der T1-Basisstrom liegt bei etwa 15 µA und das erzeugt bei R3 = 560 Ohm einen Spannungsabfall von etwa 8.5 mV. Das ist völlig okay. Anderseits dient R3 mit C1 als Tiefpassfilter. Dies ist notwendig zur Frequenzgangkompensation, damit der Regelkreis der Strombegrenzung zwischen T1 und T2 nicht wild oszilliert. WICHTIG: Der Wert von 100 pF (mit R3 = 560 Ohm) ist optimal bei der Verwendung des IRFZ34 für T2. Alle meine Tests habe ich mit diesem MOSFET durchgeführt, weil ich die Logic-Level-Version IRLZ34 nicht zur Verfügung hatte. Mit dem Logiclevel-MOSFET IRLZ34 muss der Wert von C1 oder R3 vielleicht leicht angepasst werden. Diese Angelegenheit erfolgt auf Erfahrungswerten und empirisch, die Berechnung davon ist sehr schwierig. Bild 3 und Text thematisieren das noch speziell in einer praktischen Form.

Die Dimensionierung des PWM-Generators: Dazu dient der Elektronik-Minikurs zum LMC/TLC555, der sich speziell dem 50%-Duty-Cycle-Generator widmet. Siehe Kapitel "50%-Duty-Cycle-Generator mit nur einem Widerstand und einem Kondensator" mit Bild 2. Es gibt zwischen den beiden Schaltungen einen signifikanten Unterschied betreffs des Timingwiderstandes RT. Hier in Bild 2 ist RT aufgeteilt in zwei Strompfade durch die Dioden D1 und D2. Wenn der Schleifer von P auf die Mitte abgeglichen ist, dann sind beide Teilwiderstände von P mit je der Hälfte genau gleich gross. Gäbe es D1 und D2 nicht, fliesst durch beide Teilwiderstände zur gleichen Zeit der selbe Strom. Daraus resultiert als RT die Hälfte eines der Teilwiderstände und das bedeutet P/4. Mit dem Einsatz von D1 und D2 ändert sich das, die beiden Teilwiderstände von P summieren sich zum Widerstandswert von P. Dies bleibt sich gleich, bei welcher Schleiferposition auch immer. Als Timingwiderstand gilt somit der Wert von P plus R1x. R1x ist mit 0.01*P jedoch praktisch vernachlässigbar. Diese Eigenschaft sorgt dafür, dass die Frequenz des PWM-Generators unabhängig konstant von der P-Schleiferposition und somit vom d/T-Tastgrad ist. Bei niedriger Betriebsspannung +Ub resultiert eine Generatorfrequenz die deutlich niedriger ist als die nach der Formel errechnete. Ursache dafür sind die Schwellenspannungen von D1 und D2. R1x vehindert bei den beiden Schleiferenden das Kurzschliessen vom Ausgang Pin 3 mit CT. R1x kann auch gezielt der Einstellung eines minimalen und maximalen Tastgrades dienen.

Eine Möglichkeit, dass es zu keinem rückwirkenden Einfluss kommt von der LED-Treiberschaltung zum PWM-Generator, besteht darin, dass man ein Buffer dazwischen schaltet, die eingangsseitig hochohmig und ausgangsseitig niederohmig ist. Teilbild 3.1 zeigt die gesamte Schaltung. Während in der Versuchsschaltung in Teilbild 2.1 +Ub mit +6 VDC mit einem geregelten Netzteil erzeugt wird, ist das für die Schaltung in Teilbild 3.1 nicht zwingend. +Ub stammt von einer ungeregelten Gleichrichter-Elko-Schaltung, so wie es in der Schaltung in Bild 4 hier zum Ausdruck kommt. Man kann exakt den selben Trafo und die dort dimensionierte Gleichrichter-Elko-Schaltung verwenden. Damit ist es auch möglich Power-LEDs mit einem maximalen Strom von 1 A einzusetzen. Dazu braucht es nur die Verdopplung des Konstantstromes von 0.5 A auf 1 A mit der Halbierung des Wertes von R4. Angedeutet ist dies mit einem zusätzlichen parallelen gleichwertigen Widerstand R4' mit gestrichelten Anschlusslinien. An den Werten von R1, R2, R3 und C1 ändert sich nichts. Damit die restliche 100-Hz-Rippelspannung vom Ladeelko des Gleichrichters und die Rippelspannung, die durch das Schalten des LED-Stromes entsteht, den PWM-Generator nicht störend beeinflusst, bedarf es ein zusätzliches passives RC-Tiefpassfilter, gegeben aus Rf1 und Cf1. Je nach gewähltem LED-Strom muss man die Werte durch Ausprobieren noch etwas anpassen.

Die R3*C1-Frequenzgangkompensation: Die Schwingungsmessung erfolgt beim Shuntwiderstand R4. Das Verhältnis von R3 zu R4 ist bereits im Text zu Bild 2 erklärt. Die Überlegung hier ist, wie geht man mit der Dimensionierung des R3*C1-Tiefpassfilter um. Der praxiserfahrene Analogtechniker weiss in welcher Grössenordnung C1 bei gegebenem R3 etwa richtig sein kann. Ich hatte Glück mit der spontanen Wahl von C1 = 100 pF. Die Schaltung oszillierte fast nicht mehr. Es zeigte sich nur noch eine stark gedämpfte aperiodische Schwingung, - weniger als Teilbild 3.2c zeigt. Hat man diese "Analogsensibiliät" noch nicht, so empfiehlt sich folgendes: Man misst mit dem Oszilloskopen die Flankensteilheiten dieser parasitären hochfrequenten Schwingung (schwarze Flächen in Teilbild 3.2) und wählt für C1 einen Wert, dass es für die Zeitkonstante R3*C1 einen Wert gibt, der ähnlich so gross ist wie gemessene Flankensteilheit. Im vorliegend Fall sind das knapp 60 ns. Damit ist man in guter Näherung. Beobachtet man an den PWM-Flanken keine aperiodische gedämpfte Schwingung - man sieht also ein schönes Rechtecksignal - reduziert man den Wert von C1 bis eindeutig eine aperiodische gedämpfte Schwingung sichtbar wird. So erfährt man die kritische Grenze. Danach erhöht man den Wert von C1 bis sicher keine Schwingung auftreten kann. Im umgekehrten Fall, wenn beim erstmaligen Einsetzen von C1 die Schaltung noch immer, jedoch vielleicht gedämpfter schwingt, muss man C1 so weit erhöhen, bis mindestens fast keine Schwingung (weniger als Teilbild 3.2c zeigt) mehr sichtbar ist. Will man ganz sicher sein, erhöht man C1 noch etwas. Anstelle von C1 darf man, im Sinne der Erklärung im Text zu Bild 2, auch R3 variieren.

Buffer: Diese Komparatorschaltung zeigt eine Methode, wie man den PWM-Generator von der LED-Treiberschaltung unabhängig machen kann. Die Werte von Rko1 und Rko2 (ko = Komparator) entsprechen den Werten von R2 und R3 in Bild 7 bei praktisch identischer Anwendung. Es wird hier mit dem TLC3702 ein LinCMOS-Komparator mit Rail-to-Rail-Eigenschaft an Ein- und Ausgang vorgestellt. Die Treiberfähigkeit ist jedoch eher etwas schwach beim HIGH-Pegel am Ausgang. An Stelle eines solche Komparators gibt es die Alternative eines Hex-Noninverter-Buffer (Teilbild 3.3) mit geringerem Bauteilaufwand. Alle Ein- und Ausgänge sind unter sich parallel geschaltet. Bei CMOS ist dies erlaubt. Kaum aufwändiger ist nach Teilbild 3.4 ein Buffer mit einem weiteren LMC/TLC555. Allerdings invertiert dieser. Die einzige Konsequenz besteht darin, dass die Potmeter-Enden "hell" und "dunkel" vertauscht sind. Man kann auch auf solche Buffer verzichten, wenn man dem LED-Treiber einen zusätzlichen NPN-Transistor gönnt. Siehe Bild 4:

Zwei LED-Treiber im Vergleich: Teilbild 4.1 wiederholt den LED-Treiber von Teilbild 3.1 um einen Vergleich mit dem erweiterten LED-Treiber in Teilbild 4.2 anzutreten. T3 arbeitet als Impedanzwandler (Kollektorschaltung) und das befähigt ihn zum schnellen Schalten im Vergleich zur Emitterschaltung. An dieser Stelle empfiehlt sich der C-Typ, also den BC550C, wegen seiner höheren Stromverstärkung. (Ich setze stets den BC550C ein.) Wenn vom PWM-Generator ein HIGH-Pegel vorliegt, begrenzt T2 auf den mit R4 (und R4') eingestellten Drain- bzw. LED-Strom. T1 sorgt mit seinem Kollektorstrom dafür, dass sich die passende Gate-Source-Spannung von T2 einstellt. Zwischen dem Kollektor von T1 und GND (gleich Basis von T3 und GND) stellt sich eine Spannung ein, die sich aus der Spannung über R4, der Gate-Source-Spannung von T2 plus der Basis-Emitter-Schwellenpannung von T3 ergibt. Bei einem LED-Strom von 1 A ergibt das eine Uce(T1) von etwa 3.8 V. Wenn z.B. +Ub = 6 VDC, hat der HIGH-Pegel des PWM-Generator die selbe Spannung an seinem Ausgang. Der PWM-Strom beträgt bei R1 = 4.7 k-Ohm nur 0.5 mA (100-kHz-Anwendung) und bei R1 = 22 k-Ohm nur etwa 0.1 mA (25-kHz-Anwendung). Die Rückbeeinflussung zum d/T-Tastgrad des PWM-Generator ist nicht mehr nennenswert, - auch nicht für die Anwendung mit maximal 100 kHz. Die Spannung über R5 beträgt rund 3.2 V, die einen R5-Strom von 6.8 mA bewirkt. In diesem Zusammenhang jetzt die Betrachtung zum Quellwiderstand für den T2-Gate-Eingang. Wenn T3 leitet, ist sein Quellwiderstand am Emitter abhängig vom T3-Basisstrom, also abhängig von R1. Das gilt hauptsächlich für den statischen Quellwiderstand, also dann wenn der Spannungspegel am T3-Emitter gerade HIGH ist. Was uns hier jedoch interessiert, sind die ansteigenden und abfallenden Flanken. Da fällt auf, dass beide Flanken, gemessen an R4, mit etwa 100 ns den selben Wert haben. Das selbe stellte ich fest bei der langsameren Schaltung in Teilbild 4.1 mit je etwa 400 ns. Das macht den Eindruck, dass, gemäss vorliegender Dimensionierung, dieser dynamische Quellwiderstand für beide Flanken den selben Wert aufweist. Die vernünftig maximalen Frequenzwerte, liest man an den Eingängen vor R1 bei beiden Schaltungen. Vernünftig bedeutet, dass für den relativ hohen und niedrigen d/T-Tastgrad noch ausrechend grosse Flankensteilheiten vorliegen. Das bedeutet niedrige Verlustleistung an T2.

Das Problem mit dem Wirkungsgrad: Grundsätzlich erreicht man mit einer PWM-Steuerungen einen exzellenten Wirkungsgrad, weil entweder ist der Leistungs-MOSFET vollständig verlustarm eingeschaltet bei sehr niedrigem Drain-Source-Widerstand oder er ist ausgeschaltet. Das stimmt wenn ein elektrischer Verbraucher zur Anwendung kommt, der mit einer Spannung betrieben wird, wie z.B. eine Glühlampe oder auch einen Motor, wie dies hier zum Ausdruck kommt. Anders ist die Situation, wenn wie bei einer (Power-)LED nur Stromsteuerung möglich ist. Bild 5 schildert das Problem:

Situation des Wirkungsgrades: Teilbild 5.1 ist ein Ausschnitt von Teilbild 4.2, wobei für die Aussage hier, auch Teilbild 4.1 in Frage kommt, weil die Verlustbetrachtung ist die selbe. Welche Verluste treten in Teilbild 5.1 auf? Eine Power-LED kann leicht eine Spannung von 3 V oder mehr aufweisen. Wir gehen hier von 3 V aus. Die Spannung an R4 (plus parallel R4') entspricht der Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa 0.65 V. Bei einem Strom von 1 A und R4 = 0.6 Ohm beträgt die Verlustleistung 0.65W. Die LED selbst verbraucht 3 W. Die Verlustleistung am Power-MOSFET T2 ist mit etwa 2.4 W etwas geringer als die der LED. Man könnte, wie Teilbild 5.2 zeigt, auf die Idee kommen, anstelle eines einfachen Transistors ein Opamp zur Stromregelung einzusetzen. Da könnte man einen so genannten Niederohm-Widerstand mit 20 Milliohm einsetzen. Die Verlustleistung sinkt bei ebenfalls einem Strom von 1 A auf 20 mW, dafür steigt die Verlustleistung von T2 auf etwa 3W. Die Idee mit dem Opamp bringt nichts, weil der Wirkungsgrad bleibt bei etwa 50%. Man könnte für eine kleine Verbesserung des Wirkungsgrades +Ub reduzieren. Das lässt sich sehr genau anpassen, vorausgesetzt +Ub wird mit einem verlustarmen Schaltregler erzeugt. Damit begehen wir einen ganz kleinen Schritt in die richtige Richtung, wie wir noch bemerken werden...

Damit kommen wir zur modernen Methode, wie heutzutage mit hohem Wirkungsgrad Power-LEDs eingesetzt werden, nämlich mit getakteten Konstantstromquellen. Im vorliegenden Fall käme ein Step-Down-Wandler zum Einsatz, mit einem relativ grossen Bereich der Eingangsspannung und eine niedrige Spannung für den strombegrenzten Einsatz von einer bis vielen in Serie geschalteten Power-LEDs. Das ist so zu verstehen: Je grösser die Ausgangsspannung ist, auf Grund in Serie geschalteten LEDs, um so grösser ist natürlich die Leistungsaufnahme, bzw. bei gegebener Eingangsspannung der Eingangsstrom, bei etwa gleich bleibendem hohen Wirkungsgrad. Die Verlustleistung wird durch die Energiespeicherung in der verwendeten RC-Beschaltung sehr niedrig gehalten, wodurch erst der hohe Wirkungsgrad möglich ist. Um Power-LEDs zu treiben, gibt es auch das Gegenteil, nämlich Step-Up-Wandler. Diese ermöglichen es, mit einer niedrigen Batteriespannung von z.B. nur 1.5 VDC eine höhere Spannung zu erzeugen, um eine Power-LED mit einer Flussspannung von 3 oder 4 V ebenfalls strombegrenzt zu betreiben. Mit diesem Verfahren sind allerdings nicht gleich gute Wirkungsgrade erreichbar, wie bei den Step-Down-Wandlern. Eine solche LED-Taschenlampe enthält dann einen superminiatur kleinen Step-Up-Wandler, wenn sie mit nur einer 1.5V-Batterie gespiesen wird, weil keine LED im Bereich des sichtbaren Lichts arbeitet mit so niedriger Spannung.

ICs und Module: Für solche Step-Down- und Step-Up-Wandler gibt es heute spezielle ICs, wie der LM3406 und der LM3410 von National Semiconductor. In beiden ICs sind die Power-MOSFETs integriert. Wegen der relativ niedrigen Maximalströme im unteren Ampere-Bereich, sind die Drain-Source-Widerstände nicht allzu niederohmig. Trotzdem, der Wirkungsgrad lässt sich sehen. Für höhere LED-Ströme gibt es andere ICs bei denen ein externer Power-MOSFET zum Einsatz kommt. Interessant ist der MAX16801B und MC16802B von MAXIM, von dem es auch ein Evaluation-Kit gibt. Für diese drei eben erwähnten ICs mit Datenblattlinks, gibt es die interessante spezielle Elektronik-Webseite GSG-Elektronik mit dem Thema LED-Treiber für ein langes Leben der LEDs.

Diese ICs sind natürlich nur eine winzige Anzahl von Typen wovon es von andern Firmen noch viele gibt. Den meisten gemein ist, dass sie einen Dimmereingang haben, damit die Helligkeit der Power-LEDs gesteuert werden kann. Verlustarm geht das natürlich nur mittels PWM-Steuerung und dazu kann selbstverständlich die PWM-Schaltung mit dem LMC/TLC555 von Bild 2 (ohne LED-Treiberschaltung) zum Einsatz kommen.

Power-LEDs an 230 VAC: Das sind alles Switch-Mode-Treiberschaltungen für Power-LEDs, die mit DC-Niederspannungen arbeiten. Der Vollständigkeit halber sei noch erwähnt, dass es solche Schaltungen gibt, welche direkt ab 230 VAC mit der notwendigen aktiven Powerfaktor-Korrektur (PFC) arbeiten. Dazu empfehle ich vom Schweizerischen Fachmagazin für Industrieelektronik und Automation POLYSCOPE den Artikel LED-Treiber sorgen für "sauberes" Licht. In diesem Artikel steht für Interessierte die Wirkungsweise des PFC im Fokus.

Alternative PWM-Quelle mit Dreieck: Anstelle mit dem traditionsreichen LMC/TLC555 kann man ein PWM-Signal auch noch ganz anders erzeugen. Ein Komparator IC:C3 vergleicht den Pegel der Dreieckspannung mit der Eingangs-Steuerspannung Ue. Die Diagramme 6.2a bis 6.2c illustrieren wie das PWM-Signal Upwm erzeugt wird. Durch Vertauschen des invertierenden und nichtinvertierenden Einganges an IC:C3, wird das PWM- (Upwm) zum Dreiecksignal (Ud) invertiert.

Der abgebildete Dreieckgenerator entspricht Bild 7 aus dem Elektronik-Minikurs Dreieckgenerator mit Operationsverstärker. Dort lernt man im Kapitel "Im Endspurt zum Dreieckgenerator" in kleinen Schritten ganz genau, wie es zu dieser Dreieckspannung mittels Integrator und als Schmitt-Trigger beschalteten Komparator kommt. Wie man Frequenz und Amplitude berechnet, liest man dort im folgenden Kapitel "Definitve Schaltungen im Einsatz".

Dieser Dreieckgenerator kommt in einem weiteren Elektronik-Minikurs im EMG-Testgerät zum Einsatz und deshalb hier das Dimenionierungsbeispiel mit einer Frequenz von 270 Hz bei einer Spannung von 2 Vpp. Wenn es nur darum geht die Frequenz zu ändern, braucht man gar nicht viel zu rechnen. Man ändert proportional zum Frequenzverhältnis R4 oder/und C6, wobei man berücksichtigen muss, dass der Opamp IC:C1 durch zu niederohmigen R4 nicht überlastet wird. Siehe dazu das TLC2(M)74-Datenblatt.

Kriterien bei höheren Frequenzen: Bei höheren Frequenzen muss man sich um eine passende Wahl des Opamp und des Komparator bemühen. Im vorliegenden Beispiel kommt die Mediumpower-Version des LinCMOS-Quadopamp TLC27M4 zum Einsatz. Es gibt auch noch den TLC27L4, der noch langsamer ist und dafür noch weniger Leistung verbraucht. Eine solche Unterteilung ermöglicht es, eine Schaltung für den Batteriebetrieb zu optimieren. Empfehlenswert für den kHz-Bereich ist der leistungsfähigste TLC274 dieser Opamp-Familie. Für höhere Frequenzen im 10-kHz-Bereich empfiehlt es sich für IC:C1 und IC:C3 den Einsatz von relativ schnellen LinCMOS-Komparatoren, wie z.B. den TLC3702. Weil in diesem Fall nur ein Opamp benötigt wird, empfiehlt sich der Single-LinCMOS-Opamp TLC271, eingestellt auf die schnellste Option. Mehr zu diesen LinCMOS-ICs erfährt man in den einschlägigen Datenblättern von Texas-Instruments oder hier im Datasheetcatalog.com. Selbstverständlich kann man auch ganz andere Produkte einsetzen. Zu bedenken ist, dass der Komparator TLC3702 eine CMOS-Ausgangsstufe besitzt und deshalb keinen Pullupwiderstand bedarf, wie dies bei vielen andern Komparatorprodukten der Fall ist.

Zum PWM-Komparator IC:C3: Was bedeuten Rh1 und Rh2? Diese beiden Widerstände ermöglichen die Bildung einer ganz schwachen Hysterese (Schmitt-Trigger-Eigenschaft), falls an Upwm die Flanken des Rechtecksignales zum Oszillieren neigen. Um dies zu vermeiden, genügt meist eine sehr schwache Mitkopplung in der Grössenordnung 1:100 bis 1:1000. Man kann in diesem Fall für Rh1 1 k-Ohm und für Rh2 100 k-Ohm bis 1 M-Ohm ausprobieren. Falls nicht nötig, kann man Rh1 überbrücken und beide Widerstände weglassen. Das h in Rh bedeutet Hysterese. Bei der Verwendung des TLC3702 ist der Einsatz von Rh1 und Rh2 gemäss meinen Erfahrungen nicht nötig. Man kann Pin 7 von IC:C2 direkt mit dem Eingang von IC:C3 verbinden. Weil der TLC3702 aus zwei Komparatoren besteht, kann man mit dem zweiten einen zusätzlichen invertierten Ausgang /Upwm erzeugen, wie dies nachfolgend im Teilbild 7.1 zum Ausdruck kommt. Den zweiten Komparator des TLC3702 im Dreieckgenerator einzusetzen (IC:C1), kann wegen Übersprechungseffekte Probleme machen, weil beide Komparatoren im selben IC-Gehäuse mit steilen Schaltflanken arbeiten. Störungen durch parasitäre kapazitive Kopplungseffekte könnten die Ursachen sein. Man muss es in einem sauberen Testaufbau ausprobieren. Ich habe dies nicht untersucht.

Spannung Ue oder Potmeter P: An Stelle einer Spannung Ue kann man auch ein Potmeter P einsetzen. Zwecks feiner Abstimmung im Bereich des niedrigen Pegels, also im Bereich des niedrigen d/T-Tastgrades des PWM, darf man auch ein logarithmisches Potmeter einsetzen. Eine alternative Methode nichtlinearer Steuerung zeigt nachfolgend Bild 7. Die beiden Vorwiderstände Rp1 und Rp2 (p = beim Potmeter) ermöglichen eine Bereichsbegrenzung zur Anpassung an die Amplitude der Dreieckspannung. Es ist natürlich auch möglich eine höhere Dreieckamplitude zu dimensionieren. Mehr dazu und für die Berechnung der Frequenz wähle man diesen Link.

Nichtlineare PWM-Steuerung: In der Audioanwendung ist es vorteilhaft, wenn man im Bereich der leisen Töne mit dem Potmeter einen relativ grossen Drehwinkel hat. Dies erreicht man mit einem logarithmischen Potmeter. Die Einstellung fällt so leichter. Ob es bei der LED-Beleuchtung ebenso erwünscht sein kann, weiss ich nicht. Wenn dem so wäre, dann bietet die Schaltung in Teilbild 7.1 eine Lösung an. Anstelle eines logarithmischen Potmeters P und einen Dreieckgenerator in Bild 6, geht es auch anders. Es muss nicht unbedingt eine logarithmische Kennlinie sein. Es eignet sich auch die exponentielle Ladekurve eines Kondensators, der mit einem Widerstand aus einer Spannungsquelle geladen wird. So hat man die Möglichkeit mit einem linearen Potmeter oder einer linearen Spannungsänderung von Ue den fast selben Effekt zu erzielen.

"Mysteriöse" Entladung von CT: Der LMC/TLC555 arbeitet als eine Art Sägezahngenerator. Eine Art, weil die ansteigende Flanke nicht linear ist, sondern der RT*CT-Ladekurve entspricht. Wenn bei der Ladung von CT durch RT die Spannung Uct den oberen Triggerpegel REF2 knapp überschreitet, wird das RS-Flipflop FF zurückgesetzt. Dieser Zustand bleibt allerdings nur extrem kurzzeitig. Fast gleich- und ebenso kurzzeitig ist der MOSFET T eingeschaltet und entladet CT blitzartig im 10ns-Bereich bis hinunter auf den GND-Pegel. Nur, wie ist das möglich, schliesslich schaltet unterhalb der Referenzspannung REF1 T aus, weil FF an /S gesetzt wird. CT kann sich über T gar nicht weiter entladen als bis zu einem Wert von 1/3*Ub, weil das ist der Spannungswert von REF1. Das ist richtig, wenn man es quasi statisch betrachtet und es ist auch der Fall, wenn CT einen wesentlich höheren Wert als 1 nF hat. Schon bei 2.2 nF erfolgt die Entladung bis auf 0.3 V, bei 3.3 nF sind es nur 0.7 V und bei 10 nF gerade noch 1.5 V. Dies entspricht beinahe der REF1-Spannung bei +Ub = 5 VDC.

Was passiert da!? Ganz einfach, wenn wegen der Entladezeitkonstante CT*R(T_rds_on) die Entladezeit bis zum GND-Pegel kürzer ist, als die Verzögerungszeit zwischen der Zustandsänderung beim Komparator KB, Flipflop FF und MOSFET T, dann ist T eben länger eingeschaltet (Drain mit GND verbunden), als es zur vollständigen Entladung von CT nötig ist. Genau dieser Effekt kommt hier zur Wirkung. So ist es möglich mit dem Trimmpot P1 eine vollständige Ladekurve von 0 V bis approximativ +Ub einzustellen. Dies zeigt Teilbild 7.2 rechts. Die Ladung von CT erfolgt vom GND-Pegel bis zur REF2-Spannung (~5 V). Diese Ladekurve wird mit P1 eingestellt und sie erzeugt eine Teilladung wie im linken Diagramm (dunkle Fläche) als Beispiel dargestellt. P1 ist dabei auf einen niedrigen Spannungswert eingestellt. Je kleiner der Abschnitt der Ladekurve, die Ladespannung von CT ist, um so kürzer ist Ladezeit bis zur folgenden Entladung und um so höher ist die Wiederholfrequenz. Diese liegt bei etwa 100 kHz im vorliegenden Beispiel. Ist die P1-Einstellung für die volle Ladekurve, ist die Ladezeit entsprechend länger und die Wiederholfrequenz liegt bei etwa 20 kHz. Eine Anpassung an die gewünschte Wiederholrequenz erfolgt durch Änderung von RT. CT darf man auch ändern, jedoch nicht wesentlich höher als 1 nF. Man sollte auch nicht wesentlich unter 100 pF gehen, weil sich sonst parasitäre Kapazitäten durch den Schaltungsaufbau bemerkbar machen.

Dieser volle Spannungsbereich der Ladekurve vom GND-Pegel bis zu fast +Ub, ist nur dann verwertbar, wenn man in der nachfolgenden Schaltung einen Komparator aussucht, der ein- und ausgangsseitig rail-to-rail-fähig ist. Damit sind wir wieder beim TLC3702. Hier kommen gleich beide Komparatoren zum Einsatz. IC:B1 erzeugt das PWM-Signal Upwm und IC:B2 das invertierte /Upwm. Will man beide Signale einsetzen, gilt es eine Verzögerungszeit von etwa 100 ns zu berücksichtigen. VORSICHT: Das habe ich an einigen wenigen TLC3702-Exemplaren gemessen. Man sollte eher mit etwas höheren Werten rechnen. Allerdings gelten nicht die hier viel zu hohen Werte im TLC3702-Datenblatt unter "Switching Characteristics". Die Bedingungen dort sind anders. Diese Information ist wichtig, falls man beide Signale in der selben Schaltung nutzen will.

Das PWM-Diagramm 7.3: Ue1 bis Ue5 sind mittels P2 oder direkt am Anschluss Ue fünf eingestellte Ue-Spannungswerte. Upwm1 bis Upwm5 zeigen die zu Ue1 bis Ue5 zugehörigen d/T-Tastgrade. Man sieht an diesem Beispiel sehr gut wie bei der relativen Ue-Spannung von 57 % (Ue3), der Tastgrad von Upwm3 erst etwa 20 % beträgt. Ue5 mit etwa 87 % (0.87*Ub) ergibt es einen Tastgrad von erst 60%. Ein Tastgrad von 100 % wird erst knapp bei fast 5 V (Ue) erreicht. Auf diese Weise hat man im unteren Bereich des Tastgrades einen grösseren Einstellbereich der Eingangsspannung.



Thomas Schaerer, 16.10.2011 ; 27.06.2014 ; 04.08.2014 ; 18.03.2015