Einschaltstrombegrenzung für Netzteile
mit mittelgrossen Ringkerntrafos

• Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis   WICHTIG: Diverse technische Infos
• Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
• Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
• Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
• Autor:   Thomas Schaerer      Opamp-Buch   Timer555-Buch

1.   Vorwort

Verwendet man nur schon mittelgrosse Ringkerntrafos im unteren 100-VA-Bereich in Netzteilen, gibt es Probleme. Ohne Begrenzung des Einschaltstromimpuls (alternativer Begriff: Einschaltstromstoss) kann man sie kaum vernünftig einschalten. Bei solchen Ringkerntrafos müssen superträge Sicherungen oft nur deswegen mit einem überhöhten Stromwert im Primärkreis eingesetzt werden, weil die Trägheit beim Nennstromwert nicht ausreicht. Dies jedoch reduziert die Betriebssicherheit der gesamten Netzteilschaltung. Der vorliegende Elektronik-Minikurs zeigt wie mit relativ geringem Aufwand dieses Problem gelöst werden kann. Trotzdem ist die Angelegenheit nicht ganz so einfach wie sie aussieht, wenn man Wert auf hohe Funktionssicherheit legt. In einer praktischen Anwendung wurde diese Schaltung mit geringfügigem Mehraufwand mit einer Antiploppschaltung für Audio-Leistungsendstufen erweitert. Die gesamte Schaltung wurde in einem Audiometriemessplatz erfolgreich eingesetzt.

Am 12.06.2005 wurde dieser Elektronik-Minikurs mit Lerninhalten wesentlich erweitert. Man muss mehr lesen, aber das lohnt sich!

Man erlernt den praktischen Umgang mit dem Heissleiter (NTC) im Einsatz zur Einschaltstrombegrenzung und welchen Trick man anwenden muss, damit der Heissleiter im Betriebszustand der Schaltung oder des Gerätes kalt bleibt. Dies wird an einem praktischen Beispiel mit Schaltschema und Diagrammen illustriert. Es wird gezeigt, dass das Zusammenspiel von hohem Einschaltstromimpuls durch den Trafo und der sekundären Gleichrichter-Elko-Schaltung komplex, aber trotzdem möglich ist, auch ohne grossen mathematischen oder/und simulativen Aufwand, Lösungen zu finden. Es wird die ewige Frage beantwortet, warum man NTCs und keine Leistungswiderstände einsetzen sollte und es wird am Beispiel des so genannten zweiten Durchbruchs bei bipolaren Transistoren erklärt, warum man NTCs nicht parallel schalten darf.

Die Schmelzsicherung mit den Eigenschaften von flink bis superträge und was das Ausschaltvermögen bedeutet, ist ein weiteres Thema, so auch der Kaltleiter (PTC) als Ersatz für Schmelzsicherungen. Überstromverursacher, wie Halogenglühlampen und Motoren, werden mit dem Trafo kurz verglichen und es gibt auch noch eine einfache Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung einer Halogenglühlampe mit einer Leistung von 250 W, welche sich in der Praxis bewährt hat.

2.   Einleitung

Speziell Ringkerntrafos lassen sich nur mit hohen Einschaltstromimpulsen einschalten. Dies besonders dann, wenn auf Grund der momentanen Phasenlage, nach dem letzten Ausschalten, erst den im geschlossenen Eisenkern gespeicherten Restmagnetismus abgebaut werden muss. Der hohe Stromimpuls kommt zustande, wenn der Sinusstrom in die Primärwicklung die restliche Magnetisierung im Eisenkern diesen in Sättigung treibt. In diesem Zustand fehlt zum niederohmigen resistiven Widerstand der Primärwicklung der deutlich höherohmige induktive Widerstand (Induktanz). Darum ist der primäre Stromimpuls, auch völlig ohne Last an der Sekundärwicklung, hoch.

Beispiel: Der Restmagnetismus hat einen positiven Wert. Beim Einschalten treibt dann eine zufällig positive Stromhalbwelle den ebenfalls positiven Rest-Magnetisierungswert so weit hoch, dass der Eisenkern massiv in die Sättigung gerät. Dieser Vorgang zeigt, dass ein Einschalten bei Phase-Nulldurchgang der Sinusspannung nicht die Lösung sein kann! In diesem Zustand wirkt zunächst nur noch der ohmsche Widerstand der Primärwicklung und der ist bei leistungsstarken Ringkerntrafos ganz besonders niedrig. Erst nach wenigen Sinusperioden läuft die Magnetisierung mit dem Primärstrom synchron und der Eisenkern bleibt bei Nennlast sicher unterhalb der Sättigungsgrenze. Bevor es soweit ist, muss eine Strombegrenzungsmassnahme wirken. Eine sehr gute Aufklärung zu diesem Problem bietet der folgende Artikel von der Firma EMEKO:

• Sanfter Start durch Vormagnetisierung (Fraunhofer Patent)


• Weitere Artikel zum Thema ebenfalls von EMEKO

Bevor es solche so genannte Trafoschaltrelais (TSR) zum Kaufen gab, hat man dieses Problem selbst gelöst mit einem Leistungswiderstand im Primärkreis, um den Einschalt-Stromimpuls zu dämpfen und danach zeitverzögert mit einem Relais diesen Widerstand überbrückt. Schon sehr lange gibt es Heissleiter, die NTCs. Die gibt es ganz klein für den Zweck von Temperaturmessungen. Der NTC ist ein Widerstand mit einem negativen Temperatur-Koeffizienten. Solche NTCs gibt es auch im grösseren Format für hohe Leistungen. Von diesen ist hier die Rede. Vorteilhaft ist, dass der Widerstand mit dem strombedingten Ansteigen der Temperatur kleiner wird und so, richtig dimensioniert, die Verlustleistung stark begrenzt wird. Je nach Anwendung benötigt es die zeitverzögerte Überbrückung mittels Relaiskontakt nicht. Oft empfiehlt sich dies trotzdem, weil man vermeidet ein unnötig heisses Teil im Gerät. Dazu kommt, die Realisierung mit einem Leistung-NTC und zusätzlicher Elektronik vermeidet die Abhängigkeit von einem Spezialprodukt (TSR). Dieser Elektronik-Minikurs befasst sich mit dem Eigenbau. Die TSR-Methode eignet sich aber vor allem dann, wenn es um sehr hohe Trafo-Leistungen, im kVA-Bereich geht, was hier nicht zutrifft.

Ab hier Marke Eigenbau mit Leistungs-NTC (Heissleiter):
Wenn auf der Sekundärseite eine Gleichrichterschaltung mit einem Siebkondensator (Elko) mit hoher Kapazität erfolgt, erhöht sich der Spitzenenergieverbrauch im Moment des Einschaltens zusätzlich. Dies wird in einem andern Kapitel speziell thematisiert. Die einfachste Vorbeugung gegen den hohen Einschaltstrominpuls ist ein im Primärkreis in Serie geschalteter Heissleiter (Leistungs-NTC). Ein NTC ist ein Widerstand mit einem negativen Temperatur-Koeffizienten. Der NTC erhitzt sich auf einen relativ hohen aber stabilen Wert und reduziert dabei seinen Widerstand rasch auf einen vernachlässigbar niedrigen Wert. Beim einmaligen Einschalten funktioniert die Strombegrenzung problemlos. Was passiert jedoch nach einem kurzzeitigen Netzausfall oder wenn unabsichtlich kurz aus- und wieder eingeschaltet wird? Dann kann der Heissleiter seine Funktion nicht erfüllen, weil er noch immer heiss und niederohmig ist. Der Einschaltstromimpuls wird dann nicht begrenzt.

Diesem Problem trägt meine Schaltung in Bild 1 im folgenden Kapitel 3 Rechnung. Die Schaltung stellt fest, ob die Netzwechselspannung vorliegt und schaltet gegebenenfalls um einige hundert Millisekunden verzögert ein Relais ein, dessen Kontakt den Heissleiter überbrückt, damit dieser sich abkühlen kann. Erfolgt ein Netzunterbruch von minimal einer Sinushalbwelle, wird die Verzögerungsschaltung zurückgesetzt, das Relais fällt ab und die Verzögerung arbeitet bei Wiederkehr der Netzspannung von Neuem mit der selben Verzögerungszeit bis zur erneuten Überbrückung des Heissleiters durch den Relaiskontakt. Damit erreicht man zusätzlich, dass bei sehr kurzem Netzunterbruch das Relais nicht angezogen bleibt. Dies würde ebenso, wie ein heisser Heissleiter, die Einschaltstrombegrenzung verhindern.

3.   Schaltung und Diagramm

3.1   Wie die Schaltung arbeitet

Die Zahlen in ()-Klammern weisen auf die Messpunkte in Bild 1 und auf die zugehörigen Signale in Bild 2 hin. Die einfache Stabilisierungsschaltung, bestehend aus R3, ZD und C1, speist den Hex-CMOS-Schmitt-Trigger IC:A. D6, D7, R4, R5 und C2 erzeugen aus dem Trafosekundärkreis eine Rippelspannung, welche durch D3 und ZD auf das Betriebsspannungsniveau UZD des IC:A begrenzt wird. R4, R5 und C2 sind so dimensioniert, dass der untere Wert der Rippelspannung (2), bei Vollast des Netzteiles und zulässiger minimalen Netzspannung, noch sicher oberhalb der Triggerschwelle des IC:A1 liegt. Diese entspricht etwa der halben Betriebsspannung des IC, also UZD/2. Mit dem Überschreiten der Rippelspannung des Wertes von UZD/2 (2) steigt die Spannung an (3) von logisch LOW auf HIGH.

Die Zeitkonstante, gegeben durch R8 und C3, verzögert diese Pegeländerung um den Betrag (T-Delay) von einigen hundert Millisekunden nach (4) und (5). Nach Überschreiten der C3-Ladespannung von etwa UZD/2 schaltet (4) von HIGH auf LOW und invertiert dazu (5) von LOW auf HIGH. Dieses Signal schaltet den Kleinleistungs-MOSFET T1 ein und Relais Rel1 zieht an. Bei einem Netzunterbruch von minimal etwa einer halben Sinusperiode schaltet (3) von HIGH auf LOW. Dadurch entlädt sich C3 sofort über D4 und R6 zum Ausgang des IC:A2. R6 dient nur der Begrenzung des Entladungsstromes von C3, damit die Ausgangsstufe von IC:A2 nicht beschädigt wird. (4) schaltet von LOW auf HIGH, invertierend dazu (5), T1 öffnet und Rel1 ebenfalls. Bei Wiedereinschaltung der Netzspannung wiederholt sich das Ganze. (4) und (5) können zusätzlich zur Steuerung einer nachgeschalteten Elektronik genutzt werden.

Da der Hex-CMOS-Schmitt-Trigger IC:A noch zwei weitere Schmitt-Trigger-Tore besitzt, lässt sich eine weitere gleichartige Einschaltverzögerung ohne grossen Zusatzaufwand realisieren. Diese Möglichkeit nutzte ich als Antiploppschaltung für mehrere Audioendstufen. Die Einschaltverzögerung wird durch die Zeitkonstante, gegeben durch R9 und C4 bestimmt. Diese muss so gross gewählt werden, bis sich alle Arbeitspunkte der Verstärkerstufe stabilisiert haben, damit beim Einschalten des oder der Lautsprecher keine Knackgeräusche mehr hörbar sind. Die ebenfalls sofortige Abschaltung der Lautsprecher bei Netzunterbruch verhindert, dass es zu verzerrenden und andern unangenehmen Geräuschen kommt.

3.2   Weitere Überlegungen zur Dimensionierung der Schaltung

IC:A arbeitet, typisch für diese CMOS-IC-Familie, in einem Betriebsspannungsbereich von 3 bis 15 VDC. Je niedriger die Betriebsspannung ist, um so schlechter ist der Störabstand. Wählt man diese Spannung allzu nahe bei der maximal zulässigen Betriebsspannung, reduziert man die statistische Lebensdauer. Ein vernünftiger Wert für die Wahl der Z-Diode ZD, als Spannungsquelle für IC:A, sind Werte zwischen 6 bis 12 VDC. R3 begrenzt den Strom durch ZD. Dieser muss so hoch gewählt werden, dass IC:A in seiner kritischen Phase des quasi linearen Bereiches, wenn die Spannung an C3 oder/und C4 langsam die halbe Betriebsspannung durchschreitet, sicher versorgt wird. 10 mA sind sicher ausreichend. C1 ist ein Multilayer-Keramik-Kondensator (Kerko) der in die Nähe der IC-Speiseanschlüsse Pin 7 und Pin 14 gehört, um das IC vor Schwingneigungen zu bewahren. C1 versorgt auch die schnellschaltenden Ausgänge des IC:A mit Energie, weil der Stromverbrauch während dieser Phase, im 100-ns-Bereich, erhöht ist. Dieser Stromimpuls kann ohne C1 den Betrieb der Schaltung wegen der parasitären Induktivität der Leiterbahnen mit UZD und GND stören.

D6 und D7 dienen der Doppelweggleichrichtung und D3 arbeitet als Überspannungsschutz am Eingang von IC:A1. R4 wählt man so gross, dass ohne C2 beim Sinusmaximalwert nicht mehr als maximal etwa 1 mA über D3 in ZD fliesst. Dies genügt, weil der CMOS-Eingang das R4/R5-Netzwerk praktisch nicht belastet. Die Zeitkonstante R4*C2 wählt man so niedrig, dass an C2 die Ladungskurve praktisch der steigenden Sinusflanke folgt, bis diese durch UZD begrenzt wird (2). Eigentlich müsste man bei der C2-Aufladung R5 als parallelgeschaltet zu R4 betrachten. Dies ist praktisch jedoch nicht nötig, weil R5 wesentlich höher ist als R4. Unterschreitet die Spannung an C2, bei Rückkehr der Sinushalbwelle, den Wert von UZD, wird C2 über R5 entladen. R4 führt jetzt keinen Strom, weil D6 und D7 gerade sperren. Diese R5*C2-Zeitkonstante ist so zu dimensionieren, dass im Betriebszustand die untere Rippelspannung sicher oberhalb des Triggerpegels bleibt (2), jedoch bei Netzunterbruch von nur einer Sinushalbwelle (1) den Triggerpegel sicher unterschreitet und deshalb die Relais Rel1 und Rel2 ausschalten. Die Hysterese (Schmitt-Trigger-Funktion von IC:A-Inverter) ist in den Diagrammen einfachheitshalber nicht dargestellt.

Es empfiehlt sich keinen grossen Rechenaufwand zu betreiben. Die einfache "Daumenpeilrechenmethode" genügt, den Rest erledigt man mit Oszilloskop, mit und ohne vorgesehener Last zwischen +Ub und GND und einem Variac (Autotrafo mit einstellbarer Ausgangsspannung) am Eingang des Ringkerntrafo um den Zustand auch bei Netzüber- und Netzunterspannung zu messen. Dies erfolgt mit dem Oszilloscop zweikanalig. Kanal 1 verbindet man mit Messpunkt (2) und Kanal 2 mit Messpunkt (3). Wenn nötig muss man vor allem mit R5 etwas experimentieren.

Die Spulennennspannung von Rel1 und Rel2 ist so zu wählen, dass sie von der Gleichspannung +Ub betrieben werden kann. Um eine allfällige Differenz zwischen +Ub und der Spulennennspannung auszugleichen sind entsprechende Vorwiderstände R1 und R2 in Serie zu schalten. Die Dioden D1 und D2 verhindern hohe Selbstinduktionsspannungen im Moment des Abschaltens, damit T1 und T2 nicht zerstört werden können. Die Funktion von D1 und D2 nennt man auch Freilaufdiode.

Mit gar keiner bis geringfügiger Änderung kann die selbe Schaltung auch an einer symmetrischen Gleichrichterschaltung betrieben werden. Entweder man betreibt sie zwischen +Ub und -Ub oder ebenfalls zwischen +Ub und GND, wie Bild 1 illustriert.

MOSFET-Gate-Schaltung: Kommen wir zum Schluss zu den seltsamen Widerständen R10 und R11 an den Gate-Eingängen der MOSFETs T1 und T2. Wer es nicht weiss, denkt, das sei ein Unsinn, weil der MOSFET ist am Gate-Eingang sehr hochohmig und deshalb spannungsgesteuert. Das stimmt, nur darum geht es nicht. Beim Durchschalten arbeitet der MOSFET sehr kurzzeitig im linearen Bereich. Eine geringe Störspannung auf der Gate-Leitung wirkt sich verstärkend auf die Drain-Source-Spannung aus. Eine parasitäre Rückkopplung von Drain zum Gate wäre prinzipiell eine Gegenkopplung. Dabei erzeugt die Drain-Source-Kapazität eine Phasenverschiebung. Für hohe Frequenzen trägt diese Phasenverschiebung so viel dazu bei, dass der MOSFET oszillieren kann. R10 (R11) vermeidet diesen Effekt, vorausgesetzt er ist nahe mit dem Gate verlötet. So wirkt R10 (R11) mit der Gate-Source-Kapazität als wirksames passives Tiefpassfilter. Dies vermeidet das Risiko zur Oszillation beim Durchschalten des MOSFET. Der Widerstandswert von R10 und R11 ist unkritisch. Es können locker Werte sein zwischen weniger als 100 Ohm und mehr als 10 k-Ohm. Mit hochohmigen Werten darf man es vor allem bei hohen Schaltfrequenzen (z.B. Schaltnetzteile) nicht übertreiben, weil dabei leidet die Flankensteilheit der Drain-Source-Spannung und dies erzeugt unnötige Verlustleistung. Da für R6 und R7 bereits 1-kOhm-Widerstände zum Einsatz kommen, sind für R10 und R11 die selben Werte im Einsatz. Achtet man auch auf so etwas, kann man die Bestellliste vereinfachen.

4.   Dimensionierung des Heissleiter (NTC)

Bei der Wahl des Heissleiters (NTC) ist zu beachten, dass der maximal zulässige Strom für eine Umgebungstemperatur von 0 bis 65 Grad Celsius gilt. Dies liest man in den allgemeinen Informationen der Datenblätter zu den Heissleitern (NTC). Wir verwenden hier NTCs der Firma TDK-EPCOS (früher EPCOS-Components), weil mir diese aus der Praxis bekannt sind. Der Trafo selbst hat einen Primär-Nennstrom von 0.52 A, daher ist der Trafo mit einer trägen Schmelzsicherung von 0.63 A ausreichend abgesichert. Es gibt von EPCOS einen NTC mit den Werten von 220 Ohm (bei 25 Grad Celsius) und einem maximalen Dauerstrom von 2 A. Dies ist der Typ B57234S0221M000. Der Widerstands- und der Stromwert des NTC ist für die vorliegende Schaltung ideal. Der kurzzeitige Spitzenstrom von etwa 1 A belastet eine träge Schmelzsicherung von 0.63 A nicht nennenswert. Die Schmelzsicherung wird weiter unten speziell thematisiert.

Die Sekundärwicklung des Trafo enthält eine Gleichrichterschaltung mit einem Brückengleichrichter BG und einem Lade-Elektrolytkondensator CL. CL hat eine hohe Kapazität und muss bei der Wahl des NTC mit einbezogen werden. Im Datenblatt des B57234S0221M000 gilt für eine gleichrichtete Spannung von 230 VAC (kein Trafo im Einsatz!) eine maximal zulässige Kapazität von 500 µF. Bei 110 VAC sind es nicht 1000 µF, es sind 2000 µF. Grund dafür ist die Impulsenergie die der NTC verarbeiten muss und da gilt das Verhältnis der Spannungen im Quadrat. Diese Kapazität wird im Datenblatt mit CT bezeichnet. CT gilt als Mass für die Impulsbelastbarkeit des NTC-Einschaltstrombegrenzer von EPCOS. Bei einer Trafo-Gleichrichter-Sekundärschaltung gilt nach EPCOS folgende Formel:

   CPRIM = CSEK * USEK² / UPRIM²

Bei der vorliegenden Schaltung in Bild 1 hat es auf der Sekundärseite nach dem Gleichrichter einen Lade-Elko mit einer Kapazität 10'000 µF. Dies entspricht gemäss obiger Formel einem Lade-Elko von 231 µF, wenn dieser von der gleichgerichteten Primärspannung geladen würde. Dies bedeutet also, der oben genannte NTC eignet sich mit einem gewissen Vorbehalt von dem gleich die Rede sein wird, weil sein CT-Wert eine Kapazität von 500 µF bei 230 VAC zulässt.

Komplexe Situation: Bis hierher haben wir allerdings nur die Impulsladung des Ladeelko berücksichtigt und noch nicht die Einschwingdauer des Ringkerntrafo und wie gross während dieses Impulses im Bereich von etwa 40 bis 60 ms (zwei bis drei Sinusvollwellen) der mittlere Impulsstrom sein könnte. Eine genaue Bestimmung des NTC ist bei einer solch komplexen Anordnung nur durch entsprechende Messung oder vielleicht auch mittels Simulation möglich. Für die Simulation muss vom Hersteller das Einschwingverhalten des Trafo bekannt sein. Komplex ist die einfache Schaltung aus Trafo, Gleichrichter und Ladeleko deshalb, weil es in der Einschwingphase des Trafo, wenn der Eisenkern während weniger Sinusphasen aus der Sättigung heraus gesteuert wird, schwierig ist, den Sekundärstromanstieg und die Ladecharakteristik des Ladeelko zu bestimmen. Das Zusammenspiel von beidem, also Einschwingvorgang des Trafo und die Ladung des Elko, bestimmt die Energie des Einschaltimpulses, die vom NTC ertragen werden muss.

Praxis orientiert und leichter: Nun ganz so kompliziert muss man es sich nicht machen, wenn nicht eine bauteil-optimale Lösung, z.B. aus Kostengründen, verlangt wird. Wenn eine Überdimensionierung der NTCs keine Rolle spielt, geht es auch ein wenig mit "Try and Error" und so unseriös ist das gar nicht. Ich machte selbst folgende Erfahrung: Als ich das Netzteil gemäss Bild 1 realisierte, beachtete ich die Sache mit dem Ladeelko auf der Sekundärseite nicht. Ich wollte ganz einfach den Einschaltspitzenstrom auf etwa 1 A begrenzen, was damit zu tun hatte, dass man gleichzeitig acht solche Einheiten einschalten musste. Die Schmelzsicherung im Schaltkasten hatte einen Wert von 10 A (flink oder träge) und so wollte ich, dass dieser Strom keinesfalls oder nur sehr knapp überschritten wurde. Darum benutzte ich den NTC B57234S0221M000 mit 220 Ohm / 2 A und das funktionierte sehr gut, weil der NTC nur den halben Maximaldauerstrom als Impulsstrom ertragen musste. Dadurch erwärmte sich bei einer einzigen Einschaltung der NTC bis zur Überbrückung durch den Relaiskontakt nur schwach. Erst als ich spielte und mehrmals sehr schnell hintereinander das Netzteil aus- und einschaltete, passierte es einmal, dass ein NTC kaputt ging. Ich entschied mich also für den Einsatz dieses NTC, weil als Spielzeug ist das ja nicht gedacht.

Alternativ NTCs in Serie schalten: Wenn man auf Nummer Ganzsicher gehen will, kann man diesen einzelnen NTC mit dreien des Typs B57236S0800M000 mit 80 Ohm / 1.6 A in Serie schalten. Dies ergibt bei einem gesamten NTC-Kaltwiderstand von 240 Ohm ein Spitzeneinschaltstrom von weniger als 1 A. Der CT-Wert beträgt bei diesem NTC bei 230 VAC zwar nur 400 µF, bei einem drittel der Spannung pro NTC erhöht sich dieser CT-Wert allerdings auf das 9-fache von 3600 µF. Bei diesem Wert spielt die Kapazität CL von 10'000 µF praktisch keine Rolle mehr, CL dürfte sogar einen Wert 150'000 µF haben.

Beim Kauf von NTCs mit der Funktion als Heissleiter - auf englisch heisst es "Inrush-Current-Limiter" - besteht bei Elektronik-Distributoren das Problem, dass das Angebot klein geworden ist und je länger je mehr nur die niedrigen Ohmwerte in den Ohm- und 10-Ohm-Werten angeboten werden. Es bleibt oft nichts anderes übrig als sich bei der Herstellerfirma um Einzelstückzahlen zu bemühen, wenn man nur wenig NTCs benötigt. Im Falle der Firma TDK-EPCOS schreibt man am besten an geeigneter E-Mailadresse eine E-Mail.

Dazu kommt noch, dass ich das Datenblatt, mit den Erläuterungen und der Formel zur Auswirkung des Ladeelko auf den Einschalt-Stromimpuls, nicht mehr finden kann. Ich dachte damals leider nicht daran, solche Datenblätter zu speichern, so dass ich sie gegebenenfalls alternativ erneut anbieten kann. Daraus habe ich gelernt...

5.   Warum Heissleiter (NTC) und nicht Leistungs-Widerstand?

Es ist natürlich auch möglich an Stelle eines NTC einen Leistungswiderstand zu benutzen, der genau so wie Bild 1 illustriert, nach einer definierten Verzögerungszeit mittels Relaiskontakt überbrückt wird. Nachteilig dabei ist, dass bei voller Nennlast des Trafo ein Leistungswiderstand mit seinem konstanten Widerstand ständig einen relativ hohen Spannungsabfall hat und so auch eine hohe Leistung verbraucht, der bei der Dimensionierung des Leistungswiderstandes Rechnung getragen werden muss. Alleine schon deshalb, damit kein Brand entstehen kann, falls die Elektronik eine Störung aufweist und das Relais nicht anziehen kann. Bei einem Primärstrom von 0.5 A und einem Widerstand von hier 220 Ohm beträgt die Verlustleistung 55 W, eine Leistung die thermisch abgeleitet werden muss. Das ist ein recht hoher Aufwand. Es geht aber nicht nur darum. Wenn bei Trafonennlast der Relaiskontakt den Leistungswiderstand überbrückt, muss dieser Kontakt eine noch immer hohe Schaltleistung aufbringen.

Beim NTC ist das anders. Wenn die Sekundärseite des Trafo so beschaltet ist, dass der Trafo mit dem Einschalten gleich die volle Nennlast hergibt - dies ist hier mit einer Audioendstufe nicht der Fall! -, dann erhitzt sich der relativ kleine NTC sehr schnell, weil die Verlustleistung schon am Anfang sehr hoch ist. Aber dann sinkt der Widerstand sehr schnell und steil ab. Bei einer Temperatur von von 150 Grad Celsius hat der 220-Ohm-NTC noch einen Widerstand von weniger als 4 Ohm. Die Verlustleistung beträgt bei einem Strom von 0.5 A gerade noch 1 W, - dies in Relation zu den 55 W bei einem Leistungswiderstand. Der Spannungsabfall über dem NTC beträgt gerade noch 2 VAC und dafür absorbiert der Relaiskontakt nur eine geringe Schaltleistung, wenn dieser den NTC überbrückt.

6.   NTC-Parallelschaltung streng verboten!

Bei bipolaren Transistoren gibt es den so genannten "Zweiten Durchbruch" oder auch "Durchbruch zweiter Art" genannt. Diese schlechte Eigenschaft reduziert die maximale Verlustleistung dieser Transistoren beträchtlich. Bei grosser Verlustleistung auf dem Siliziumchip des Transistors wird nicht mehr genügend Wärme ans Gehäuse und von dort zum Kühlkörper abgeleitet. Die Temperatur ist hoch. Überschreitet sie einen kritischen Wert, kommt es wegen schwachen Inhomogenitäten der Leitfähigkeit und der thermischen Kopplung der Teilbereiche spontan zu einer besseren Stromleitung eines bestimmten Bereiches auf dem Chip. Strom und Temperatur steigen in diesem Bereich auf Kosten der restlichen Chipfläche. Es entsteht eine positive Rückkopplung, der Prozess schaukelt sich hoch und der Transistor geht sehr schnell kaputt, weil die Temperatur im bevorzugten Strombereich zu hoch wird.

Genau diesen Effekt hat man immer, wenn man es mit elektrischen oder elektronischen Bauteilen mit einem negativen Temperaturkoeffizienten (NTC-Effekt) zu tun hat. Anstelle eines einzigen Leistungstransistors (z.B. 2N3055) könnte man hundert Kleinsignaltransistoren (z.B. BC550) parallel schalten, also Kollektor mit Kollektor, Emitter mit Emitter und Basis mit Basis. Der Effekt des Durchbruchs zweiter Art wäre ganz extrem, weil es zwischen diesen Einzeltransistoren ausser Luft keine thermische Kopplung gibt und auch die Parameter stark von einander abweichen, wie z.B. die Stromverstärkungen und die Basis-Emitter-Schwellenspannungen.

Genau so verhält es sich mit NTCs und deshalb darf man diese zwecks Leistungserhöhung niemals parallelschalten. Schon ganz am Anfang der Erwärmung würde der NTC mit dem geringstfügig niederigerem Kaltwiderstand das Szepter in der Stromführung übernehmen und die parallelgeschalteten Nachbarn bleiben praktisch kalt. NTCs darf man nur in Serie schalten, so wie es weiter oben thematisiert ist.

7.   Die Schmelzsicherung

Eine flinke, träge und eine superträge Schmelzsicherung unterscheidet sich in der Verzögerungszeit vom Beginn des Überstromes bis zur Abschaltung. Man nennt dies die Zeit-Strom-Charakteristik. Eine flinke Sicherung muss bei einem Überstrom schnell abschalten, eine träge langsam und eine superträge noch langsamer. So leuchtet es ein, dass es notwendig ist, träge oder sogar superträge Sicherungen einzusetzen, wenn ein Einschaltstromimpuls mit hoher Energie ertragen werden muss.

Bei Trafos mit niedrigen Leistungen bis zu maximal etwa 50VA, genügt eine träge bis superträge Sicherung ohne NTC-Einschaltstrombegrenzung, wobei dies lediglich mein persönlicher Erfahrungswert mit Ringkerntrafos ist. Ich habe dies nirgends nachgelesen. Es ist auch abhängig davon wie hoch die Sekundärspannung und die Ladekapazität nach der Gleichrichterschaltung ist. Es gibt eine kritische Obergrenze der VA-Leistung des Trafo und der sekundären Gleichrichter-Elko-Schaltung, sofern es eine solche hat, wo der Maximalstrom einer superträgen Sicherung wesentlich über den Nenn-Primärstrom des Trafos erhöht werden muss, damit diese Sicherung durch den Einschaltstromimpuls nicht ausgelöst wird. Damit wird der Trafo jedoch nicht mehr ausreichend vor Überlast geschützt. Diese Massnahme, die leider immer wieder praktiziert wird, ist unseriös! Der Trafohersteller gibt in der Regel den Primär-Maximalstrom der trägen oder superträgen Primärsicherung an, die eingesetzt werden muss. Wenn dies nicht mehr ausreicht ist eine NTC-Einschaltstrombegrenzung angezeigt. Durch diese elegante Massnahme ist es meist auch möglich, wenn eine superträge Sicherung gefordert wäre, eine träge einzusetzen und diese ist leichter erhältlich.

8.   Der Kaltleiter (PTC), die alternative Sicherung

Es gibt so genannte Polyfuses, Multifuses, Polyswitches und PTCs. All diese Bezeichnungen haben die selben Eigenschaften, nämlich dass sie PTCs, also Widerstände mit positivem Temperaturkoeffizienten sind. Wie bei den NTCs gibt es auch bei den PTCs solche die für reine messtechnische Zwecke gedacht sind. Hier interessieren uns ebenso nur die Leistungs-PTCs die in der Lage sind mit ihrer Eigenschaft bei zuviel Strom oder Kurzschluss der (beinahen) Stromabschaltung zu dienen, um Geräte bei Überströmen und Kurzschlüssen zu schützen. Diese Bauteile haben die Funktion einer Sicherung mit der Eigenschaft, dass sie nach dem Abschalten des Gerätes und nach einer Abkühlzeit wieder voll einsatzfähig sind. Man benennt diese Bauteile auch als rückstellende Sicherungen. Sie dienen als Alternative zu Schmelzsicherungen. Ihre besondere Eigenschaft ist der sehr steile nichtlineare Anstieg des Innenwiderstandes oberhalb der so genannten Schalttemperatur. Der PTC ist selbststabilisierend. Er regelt sich auf eine bestimmte Verlustleistung und einer Temperatur von etwa zwischen 120 und 180 Grad Celsius, je nach Typ. Dazu erhöht sich der Innenwiderstand entsprechend und dadurch reduziert sich der Strom zu einem vernachlässigbarem kleinen Bruchteil des Nennstromes der zu beschützenden Schaltung. Solche PTCs sind ebenso scheibenförmig wie NTCs und sie sind auch etwa gleich gross.

Nebenbei erwähnt, es gibt auch spezielle PTCs als Heizungen mit der Eigenschaft, dass sich die Temperatur unabhängig von einer von aussen einwirkenden Temperaturschwankung in einem engen Bereich konstant hält.

Polyfuses, Multifuses und Polyswitches eignen sich vor allem für den Einsatz von niedrigen Betriebsspannungen bis zu hohen Strömen und die mit PTC bezeichneten PTCs gibt es auch für den Einsatz für die 230-VAC-Netzspannung, jedoch für diese hohe Spannung nur für Nennströme unter 1 A. Man informiere sich u.a. in den Katalogen von Farnell, Distrelec und Schuricht oder bei Herstellerfirmen wie TDK-EPCOS, BOURNS, TYCO-Electronics und WICKMANN.

Für den Einsatz in der Schaltung in Bild 1 mit einem maximalen Betriebsstrom von 0.5 A eignet sich ein PTC mit einem Nennstrom von 0.65 A, einem Auslösestrom von 1.3 A, einem Innen-Kaltwiderstand von 2.6 Ohm und einer Auslösezeit von weniger als 8 s beim Auslösestrom. Ein solcher PTC hat also eine typisch träge Eigenschaft und man erhält ihn bei TDK-EPCOS unter der Bezeichnung B59810C120A70 oder direkt bei diversen Elektronik-Distributoren, z.B. bei Distrelec.

Es gibt von mir einen Elektronik-Minikurs bei dem zwei PTCs als Alternative zu Schmelzsicherungen zur Anwendung kommen. Es ist eine automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos. Die Schaltung erkennt automatisch ob der Trafo am 115-VAC- oder am 230-VAC-Netz betrieben wird und schaltet zwei primäre 115-VAC-Wicklungen parallel oder seriell. Der Grund weshalb ich PTCs anstelle von Schmelzsicherungen eingebaut habe: Das Gerät wurde transportabel in Ländern mit 230-VAC- und 115-VAC-Netzspannungen eingesetzt und da wollte ich vermeiden, dass man im Falle einer Überlast nach Ersatz für Schmelzsicherungen suchen muss. Damals gab es noch keinen zum Projekt passenden Schaltregler, der einsetzbar wäre zwischen 90 und 250 VAC, wie das heute (2018) State-of-the-Art ist:

• Automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos

9.   Bauteil-Liste zu Bild 1

Einige der Bauteile sind speziell auf die damals realisierte Audioanlage dimensioniert. Falls die Einschaltstrombegrenzungsschaltung mit kleineren oder grösserer Leistungen, Strom- und Spannungswerten von Trafo, Gleichrichter und Siebung eingesetzt wird, müssen die Bauteile NTC, BG, CL, R1, R2, R3, R5 und evtl. Rel1 und Rel2 (Spulenspannungen, Kontaktströme) angepasst werden. Es ist auch möglich, dass man, falls nicht benötigt, auf die Steuerung der Lautsprecher verzichtet. Die entsprechenden Bauteile entfallen hiermit.

 
 Halbleiter:

    D1, D2, D3, D4, D5      1N914 oder 1N4148
    D6, D7                  1N4004
    ZD                      Z-Diode 8V2  (Betriebsspannung = 8.2 VDC)
    BG                      Brückengleichrichter 3.5A / 200V
    T1, T2                  BS170
    IC: A                   CD40106 oder CD4584 (NSC-Familie) oder
                            MC140106 oder MC14584 (Motorola-Familie)

 Widerstände:

    R1, R2                    2k2     0.5 Watt
    R3                        4k7     0.5 Watt
    R4                       22k
    R5                      220k
    R6, R7, R10, R11          1k
    R8                      560k
    R9                        3M3

 Kondensatoren:

    CL                   10'000µ / 63 VDC
    C1                      100n   (Multilayer)
    C2                      470n
    C3, C4                    1µ   (vorzugsweise Tantal)


 Diverses:

    Trafo                   Ringkerntrafo mit Schirmwicklung
                            230VAC / 35VAC  120VA
                            * entspr. vorliegender Audio-Anwendung)

    NTC (Heissleiter)       220 Ohm / 2A  B57234S0221M000 (EPCOS)
                            * oder ähnliches Produkt
                            * siehe Text!
            
    Relais Rel1, Rel2       JS-24M-K  24VDC / 2350 Ohm (Takamisava) 
                            * oder ähnliches Produkt
 
    F1                      Gerätesicherung  630 mA träge
    F2                      Gerätesicherung    4  A träge 
 

Leserbeitrag:
10.   Einfache Einschaltstrombegrenzung mit NTC und Relais

Der Schaltungstipp von Bild 3 lieferte mir Ulrich Grosse. Der Text dazu stammt von mir. Diese Schaltung arbeitet mit einem 230-VAC-Wechselspannungsrelais, betrieben mit der 230-VAC-Netzspannung und parallelgeschaltet mit der Primärwicklung des Trafo. Im Augenblick des Einschaltens erzeugt der Trafo, im Falle einer Einschaltstromspitze, praktisch einen Kurzschluss. Der Heissleiter (NTC) begrenzt diesen Einschaltstrom. Fast die ganze Netzspannung liegt über ihm. Der Trafo verlässt kurz darauf den Kernsättigungsbereich und wenn die Sekundärseite entsprechend belastet ist, heizt der Heissleiter und sein Widerstand sinkt. Beide Vorgänge lassen an der Primärwicklung die Spannung ansteigen, das Wechselspannungsrelais zieht an, sein Arbeitskontakt überbrückt den NTC, dieser kühlt sich ab und damit ist er wieder bereit für den nächsten Start.

Damit die Wiedereinschaltung sauber funktioniert, muss ein Netzspannungsunterbruch länger als die Abfallverzögerung des Relais dauern. Weil das Wechselspannungsrelais bei einer Frequenz von 50 Hz vollständig angezogen bleiben muss, wird beim Abschalten die Abfallverzögerung wesentlich mehr 20 ms (eine Sinusperiode) sein. Ich kenne keine Werte. Wenn sich dafür jemand interessiert, muss man selbst evaluieren.

11.   Andere Überstromverursacher

Ich werde per E-Mails immer wieder angefragt, ob man das selbe Schaltungsprinzip auch für ganz andere Überstromverursacher einsetzen kann, wie z.B. beim Einschalten von Halogenglühlampen, dessen Glühfaden im Kaltzustand sehr niederohmig sind oder beim Einschalten von Motoren unter Last, welche beim mechanischen Anlauf einen grossen Strom ziehen.

Beim Einschalten von Halogenglühlampen ist das selbe Prinzip wie beim Trafo am ehesten möglich. Beim Trafo geht es um Einschaltzeiten von etwa zwei bis drei Sinusperioden, eine Verzögerungszeit von einigen 100 ms bis der NTC mit Relaiskontakten überbrückt wird, ist etwa richtig. Bei Halogenglühlampen dürfte dies etwa in der gleichen Grössenordnung liegen, wobei man natürlich auch ein wenig die Leistungsklasse der Lampe berücksichtigen muss. Bei sehr hohen Lampenleistungen sollte der NTC-Heissleiter grosszügig dimensioniert sein und die Verzögerungszeit der Relaiseinschaltung etwa bei einer Sekunde liegen.

Ich habe mal für einen Kollegen, dem eine spezielle 12-V-Halogenglühlampe mit einer Leistung von 250 W beim Einschalten oft durchbrannte und sehr teuer war, eine Einschaltstrombegrenzung mit mehreren in Serie geschalteten NTCs realisiert. Im Vergleich zum Trafo ist die Sache bei der Lampe etwas weniger heikel. Wenn es zu einem sehr kurzen 230-VAC-Netzunterbruch kommt, bleibt der Glühfaden der Lampe, weil noch immer sehr heiss und leicht glühend, hochohmig genug, dass selbst bei noch geschlossenem Relaiskontakt oder heissen NTCs kein nennenswerter Überstrom auftritt. Diese Schaltung ist in Bild 4 wiedergegeben:

Ich hatte viele dieser 60-Ohm-NTCs zur Verfügung. Der Kaltwiderstand von total 240 Ohm mit vier in Serie geschalteten NTCs bedeutet, dass der primäre Trafostrom gleich beim Start gar nie grösser werden kann wie der Nennstrom, wenn die Lampe mit voller Kraft leuchtet. Damit ist von vornherein die Lebensdauer der Lampe bezüglich auf die Einschaltung maximiert. Nach dem Einschalten erhitzen sich die NTCs, ihr Widerstand sinkt und die primäre Trafo- und die sekundäre Lampenspannung steigen. Damit steigt auch die gleichgerichtete Spulenspannung des Relais REL, der Kontakt zieht an, überbrückt die NTCs und diese kühlen ab. Mit R3, D und C2 kann man die Einschaltverzögerungszeit definieren, die relativ stark von der Netzspannung abhängig ist. Bei 230 VAC sind es mit der vorliegenden Dimensionierung etwa 1 bis 1.5 s. Bei einer Netzunterspannung von nur 200 VAC sind es mehr als 3 s. Dies gilt für die Wiedereinschaltung, wenn die NTCs durch die Überbrückung des Relaiskontaktes ausgekühlt sind.

Bei Motoren ist die Sache komplizierter. Da sind die Anlaufströme, mechanisch bedingt, oft sehr hoch und sie dauern meist auch wesentlich länger. Darum eignet sich dafür vor allem eine elektronische Anlaufsteuerung mit einer verlustarmen Impulsbreitenmodulation (PWM) für Gleichstrommotoren und Phasenanschnittsteuerungen für Wechselstrommotoren. Diese beiden Möglichkeiten bieten sich natürlich ebenso für Halogenglühlampen an. Besonders dann wenn es wegen Parallelschaltung von vielen Lampen zu sehr hohen Einschaltstromimpulsen kommt. Hier kann man mit langsamem Hochfahren der durchschnittlichen Betriebsspannung sehr viel zur Belastungsbegrenzung der Spannungsquelle beitragen.

Zusätzliche Details zur Schaltung: R3 bildet mit der Reaktanz von C1 (kapazitiver Widerstand bei einer Frequenz von 50 Hz) ein Spannungsteiler. Durch Veränderung des Wertes von R3 kann man den Strom von C1 zur Relaisschaltung und damit die Einschalt-Verzögerungszeit beeinflussen. Es steht so eine gewisse Ablgleichmöglichkeit zur Verfügung. Man sollte allerdings nicht auf die Idee kommen für R3 ein Trimmpotmeter zu verwenden, weil dann, je nach Einstellung, die Leistung für ein kleines Trimmpoti zu gross werden könnte.

Wozu R1 und R2 in Serie? Wenn die Schaltung zufällig einmal ohne Trafo und mit oder ohne Lampe am 230-VAC-Netz ist und man trennt die Schaltung vom 230-VAC-Netz und man hat dann das Pech den herausgezogenen Stecker zu berühren, dann bekommt man einen elektrischen Schlag. Das ist zwar nicht gerade lebensgefährlich, jedoch lästig und unnötig. Diese Aufgabe einer schnellen Entladung von C1 übernehmen R1 und R2 in Serie. Warum R1 und R2 in Serie? Wenn man wie üblich kleine 1/4-Watt-Widerstände einsetzt, halten diese maximal nur 200 Vrms aus und das ist zuwenig. Die Entldezeitkonstante von R1 und R2 mit C1 beträgt 0.25 s.

Thomas Schaerer, 19.06.2000 ; 07.03.2002 ; 29.04.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 06.08.2004 ; 12.06.2005 ; 27.09.2009 ; 28.11.2011 ; 27.06.2014 ; 21.02.2018