TTL-CMOS-Converter

 

Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs zeigt einerseits was man tun kann, wenn man alte Digitaltechnik in TTL mit CMOS kombinieren will und anderseits gibt es dem heutigen Azubi und Studierenden im Bereich der Elektrotechnik einen gewissen Einblick in eine Digitaltechnik, die vor dem Aufkommen der CMOS-Technologie hochaktuell war. Wenn jemand sich dafür speziell interessiert, gibt es auch Grundlegendes im Elektronik-Kompendium (das ELKO) unter Digitaltechnik und speziell Schaltkreisfamilien.

In den Zeiten als man digitale Schaltungen mit TTL-ICs realisierte, hatte man für den Test einen Impulsgenerator mit ausreichend hoher einstellbaren maximalen Frequenz, sowie einstellbare Impulsamplitude und einstellbarem Tastgrad. Oder man hatte einen Funktionsgenerator, der dies auch kann und zusätzlich noch Sinus- und Dreieckspannungen erzeugte für Tests an analogen Schaltungen. Solche Geräte waren damals teuer und deshalb musste man sich gut überlegen, ob es sich nicht lohnt für ein Test- oder Praktikumlabor eigene kleine Impulsgeneratoren in einfacher Ausführung zu realisieren, die einzig dem Zweck dienen, TTL-Schaltungen zu testen oder demonstrieren. Es geht dabei um das Taktsignal, den Clock. Oft genügte eine maximale Frequenz von 1 MHz.

Oder es gab die Situation, dass man zum Testen analoger Schaltungen genügend Sinusgeneratoren (z.B. beliebte Produkte von General-Radio) hatte, jedoch gab es nur ein paar wenige Impulsgeneratoren, die es auf nur wenige 100 kHz brachten. Wollte man analog/digitale Mix-Schaltungen testen, genügte der Sinusgenerator, aber der Impulsgenerator nicht. Also war die Situation klar, man baute kleine TTL-Taktgeneratoren mit entsprechend geringem Aufwand. Dafür genügten in der Regel am Ausgang zeitsymmetrische Rechteckspannungen mit einem Tastgrad von 0.5. Wichtig sind einzig genügend steile Impulsflanken. Solche Generatoren bezeichnete man auch Square-Waver.

Als 1980 das Jahrzehnt des CMOS begann (Proklamation von MOTOROLA) änderte sich allmählich die Szene. Es kamen digitale CMOS-Schaltkreise, je länger desto häufiger, zum Einsatz. Diese haben den immensen Vorteil sehr sparsam zu sein, weil CMOS-Schaltreise im taktfreien Zustand, je nach Beschaltung, praktisch keine Leistung benötigen. Die Leistung ist nur noch abhängig von der Taktfrequenz. Es entstanden auch analoge CMOS-Schalter, die von der digitalen CMOS-Logik gesteuert werden. Damit man für den Test solcher Schaltungen die sebst gebauten einfachen Impulsgeneratoren weiterhin benutzen konnte, baute man so genannte TTL-CMOS-Converter, welche den Pegel von TTL nach CMOS anpassen.

Der folgende Inhalt ist in doppeltem Sinne nützlich. Die Schaltungen sind geprüft und anwendbar, wobei die letzte Schaltung mit der diskreten Eingangsstufe, nur auf einem Testboard geprüft wurde. Diese Schaltung vermeidet eingangsseitig ein TTL-IC, die es in absehbarer Zeit kaum noch geben wird. Das gilt verzögernd allerdings ebenso für die CMOS-Familien CD4xxxx und MC14xxxx, mit dem damaligen Vorteil, dass diese einsatzfähig sind bis zu einer maximalen Betriebsspannung von 15 VDC. Obwohl diese CMOS-Bausteine, wenn auch nicht alle Typen, noch lange erhältlich sein werden, liegt der Fokus doch klar in stets niederigerer Betriebsspannung bei noch höheren Taktfrequenzen.

Damit kommen wir zum zweiten Sinn. Aus dem Inhalt lernen Elektronik-Azubis, sowie die Studierenden im Bereich der Elektrotechnik, die praxisorientierte Realisierung einer digitalen Schaltung, die aus einem diskreten und einem integrierten Teil besteht. So etwas lässt sich mit genügend erworbenen Kenntnissen leicht umsetzen für andere Anwendungen. In Verbindung mit einem bereits bestehenden Elektronik-Minikurs lernt man was der Miller-Effekt ist. Ohne Kenntnisse davon, kann man keine schnelle diskrete Schaltung mit Transistoren (BJT oder FET) mit steilen Schaltflanken realisieren, in welchem Zusammenhang diese Schaltung in einem Projekt auch vorkommt.



TTL-CMOS-Converter - das Prinzip

Teilbild 1.1 ist die TTL-Ausgangsstufe einer externen TTL-Schaltung. Dies kann, wie in der Einleitung erwähnt, ein TTL-Taktgenerator sein. Mit 'Eingangsstufe' ist die Schaltung vor der Endstufe aus R, T1, D und T2 zu verstehen, die uns hier aber nicht weiter interessiert. Diese typische TTL-Ausgangsstufe ist hier wichtig. Sie zeigt, dass der HIGH-Pegel nie dem Wert von +Ub (5 VDC) entsprechen kann. Wenn TTL-OUT im Zustand von HIGH ist, leitet T2 nicht. Ist dabei TTL-OUT in Richtung GND unbelastet, fliesst kein Strom durch R. Liegt die T1-Basis möglichst nahe bei 5 V (+Ub), muss man die Basis-Emitter-Spannung von T1 und die Diodenflussspannung von D, mit je etwa 0.7 VDC, subtrahieren. Es bleiben an TTL-OUT gerade noch 3.6 V. In der Realität ist diese HIGH-Spannung etwas niedriger. Der HIGH-Logikpegel ist mit mindestens 2.4 V garantiert, weil der Eingang einer nachfolgenden TTL-Schaltung mindestens 2 V für den HIGH-Pegel beträgt. Damit TTL-OUT im HIGH-Pegel-Zustand nicht weniger als 2.4 V hat, darf eine Widerstandslast zwischen TTL-OUT und GND nicht niedriger sein als 200 Ohm. Dies nur nebenbei erwähnt, weil es einen solchen Widerstand in Regel gar nicht gibt.

TTL-OUT von Teilbild 1.1 führt zu TTL-IN des TTL-COMOS-Converter (Teilbild 1.2). Dieser Converter benötigt zwei Betriebsspannungen. +Ub1 mit ebenfalls 5 VDC speist die interne TTL-Schaltung und +Ub2 speist die darauf folgende interne CMOS-Schaltung, deren CMOS-Ausgangsstufe in Teilbild 1.3 dargestellt ist. +Ub2 kann fix oder variabel sein, abhängig davon mit welcher Betriebsspannung die CMOS-Schaltung arbeiten soll. Typische Werte sind ebenfalls 5 VDC für HCMOS (74HC(T)xxxx) und 12 VDC für CMOS (CD4xxxx, MC14xxxx). Während die TTL-Ausgangsstufe extern ist, ist die CMOS-Ausgangsstufe intern im TTL-CMOS-Converter.

Wenn +Ub2 im Minimum etwas grösser ist als +Ub1, genügt eine Betriebsspannungsquelle. Ist +Ub2 deutlich höher als +Ub1, dann erst recht. Mehr dazu ab Bild 2. +Ub1 und +Ub2 haben einen gemeinsamen GND. Dieser GND ist natürlich auch mit dem GND der externen Taktquelle (Teilbild 1.1) verbunden und ebenso der gemeinsame GND des TTL-COMOS-Converter mit dem GND der nachfolgenden CMOS-Schaltung angschlossen an CMOS-OUT.



TTL-CMOS-Converter (anno 1979)

Die Eingangsstufe IC:A besteht aus dem Open-Collector-Inverter des TTL-IC SN7406 der längst nicht mehr produziert wird. Zum Einsatz kommt nur ein Inverter. Die restlichen fünf bleiben ungenutzt. Im Gegensatz zu CMOS-Eingängen, müssen unbenutzte TTL-Eingänge nicht zwingend auf GND oder +Ub (hier +Ub1) fixiert werden. Die Diode D4 an TTL-IN schützt den Inverter vor einem positiven Überspannungsimpuls, z.B. durch eine extern einwirkende elektrostatische Entladung. Die Ableitung erfolgt über D4 nach +Ub1, identisch mit Uz der Z-Diode 5V1.

Teilbild 2.1, zeigt ein Teil einer TTL-Eingangsstufe mit der integrierten Diode D, die dafür sorgt, dass ein negativer Spannungsimpuls, der grösser ist als die Diodenfluss-Spannung von D keine schädliche Auswirkung hat. Diese negative Spannung wird durch D nach GND abgeleitet. Diese Teilschaltung zeigt auch, dass eine TTL-Eingangsstufe nur dann ein Eingangsstrom verursacht, wenn der Eingang auf logisch LOW (GND-Pegel) gesetzt ist. Der Strom fliesst dann von +Ub1 (5 VDC) durch R und T (Basis->Emitter) nach GND. Bei logisch HIGH am Eingang gibt es keinen nennenswerten Stromfluss.

Zur Speisung des TTL-Inverters IC:A mit 5 VDC genügt eine einfache Zenerdiode mit passivem "Zugemüse". TTL-Schaltungen sind berühmt, dass sie auch im Ruhezustand viel Strom, bzw. Leistung benötigen. Der SN7406 benötigt für seine sechs Open-Collector-Inverter ein Strom von typisch 30 mA, bzw. eine Leistung von 150 mW. Diese 30 mA sind unabhängig von +Ub, wegen der stabilisierenden Funktion der Zenerdiode Z. Der Strom durch Z Iz ergibt sich aus dem Strom durch die parallel geschalteten Widerstände R3 und R4 minus diese 30 mA durch IC:A. Wenn +Ub = 15 VDC (das ist der oberste Limit für diese CMOS-Familie), beträgt der Strom durch die Zenerdiode Iz 44 mA mit einer Leistung von 220 mW. Man kann gerade noch eine Zenerdiode mit einer Maximalleistung von 1/4 Watt einsetzen. Da es sich für die CMOS-ICs CDxxxx- und MCxxxx betreffs Lebensdauer empfiehlt, nicht mehr als 12 VDC zu speisen, reduziert sich der maximale Zenerdioden-Strom Iz auf 22 mA mit einer Leistung von nur 110 mW. Bei +Ub = 15 VDC beträgt die Verlustleistung über den Parallelwiderstände R3 und R4 total 0.74W. Bei +Ub = 12 VDC sind es 0.36W. Man kann an Stelle von R3 und R4 auch ein 1-Watt-Widerstand mit 120 Ohm einsetzen. Die Verlustleistung bei +Ub = 15 VDC bleibt mit 0.83 W immer noch unter der 1-W-Grenze. 1/2-Watt-Widerstände hat man allerdings eher in der Reserve, ob im Labor oder Bastelraum...

Diode D1 schützt die Schaltung vor falscher Polung der Betriebsspannung. Falls dieses Risiko nicht besteht, kann man auf D1 verzichten. Eine 1N4002 erträgt einen Dauerstrom von 1 A im Kurzschlussfall. Dies macht kein Problem, wenn ein Netzgerät mit einstellbarer Strombegrenzung zum Einsatz kommt. Alternativ kann man auch eine passende Schottky-Diode in Serie zu +Ub schalten. Die Betriebsspannung für IC:B reduziert sich dabei um etwa 0.4 VDC.

Der Pullup-Widerstand R2 muss relativ niederohmig sein, damit die Flankensteilheit nicht wesentlich leidet. 1 k-Ohm (R2) eignet sich hier. Die parasitäre Kapazität zwischen der Leiterbahn vom Ausgang des TTL-Inverters zu den CMOS-Eingängen gegenüber GND und andern Leiterbahnen, sollte man durch nicht zu geringen Abstand niedrig halten. Der Open-Collector-Strom des Inverters (IC:A) ergibt sich aus +Ub geteilt durch R2. Bei +Ub = 15 VDC sind es 15 mA. Das entspricht einer Leistung von 225 mW. Bei 12 VDC sind es nur 144 mW. Ein 1/4-Watt-Widerstand ist ausreichend.

Die CMOS-Stufe besteht aus vier parallel geschalteten NAND-Gattern des CD4011B oder MC14011B. Mit CMOS darf man etwas tun, das bei TTL verboten ist. Die Parallelschaltung von Gattern und auch Invertern. Die beiden Dioden D3 und D4 schützen den CMOS-Ausgang vor Überspannungsimpulsen, wie sie durch elektrostatische Entladungen entstehen, durch Stromableitung nach +Ub und GND. Ohne diesen Schutz, könnte es bei diesem Störfall leicht zu einem Latchup-Effekt kommen, der IC:B durch Kurzschluss zwischen +Ub und GND blitzartig zerstört. Mehr zu diesem Thema liest man im Kapitel "Der Latchup-Effekt" im Elektronik-Minikurs Der analoge Schalter II.

Welche praktische Möglichkeiten sich bieten, wenn man CMOS-Inverters parallel schaltet, zeigen diese Elektronik-Minikurse:

Bild 3 zeigt den TTL-CMOS-Converter von Bild 2 als Block mit seinem TTL-Ein- und CMOS-Ausgang. Uns interessiert hier das Verhalten des Ausgangssignales in Funktion der Schaltung selbst und den Längen der BNC-Koaxialkabel am Ein- und Ausgang. Die Impedanz dieser abgeschirmten Kabel beträgt in der Regel 50 oder 75 Ohm. Wenn man mehr dazu erfahren will, empfehle ich den ELKO-Grundlagenkurs Koaxialkabel.

Da wir am Ausgang keine niederohmige Impedanzanpassung vornehmen können, weil dies diese CMOS-Ausgänge gar nicht zulassen, muss man diese HF-spezifische Eigenschaft ignorieren. Das ist zulässig, wenn das Überschwingen der Impulsamplituden, erzeugt durch Reflexion, so klein ist, dass dies nicht stören kann. Was hier zählt ist die kapazitive Belastung durch das BNC-Kabel mit rund 100 pF/m. Mehr als 2 Meter Kabellänge empfehlen sich allerdings nicht. Die Amplituden der Überschwinger sind dann schon recht nahe beim kritischen Bereich. Ein praktischer Test mit einem Oszilloskopen zeigt dies und kann jederzeit selbst erfahren werden. Dies ist ein sinnvolles kleines Experiment zur Bereicherung des Wissen eines Elektronik-Azubi.

Teilbild 3.1 zeigt die Laufzeitverzögerung zwischen TTL-Ein- und CMOS-Ausgang. Dieser Wert liegt bei 50 bzw. 80 ns. Diese Werte ändern sich nicht nennenswert, ob die CMOS-Schaltung mit 12 VDC oder z.B. mit 7 VDC betrieben wird. Diese Verzögerung spielt auch gar keine Rolle, weil nur das Logik-Signal am CMOS-Ausgang des TTL-CMOS-Converter interessiert, bzw. zum Einsatz kommt. Deshalb ist auch die Länge des BNC-Kabels zwischen IMPULS-GENERATOR und dem TTL-Eingang unkritisch. Dieses darf problemlos bis 4 Meter lang sein. Dieser Vorteil illustriert auf einfache Art Teilbild 3.2. Die Flankensteilheit am TTL-Eingang darf in einem relativ grossen Bereich variieren, ohne dass sich dies auf die Flankensteil des CMOS-Logiksignales am Ausgang auswirkt. Dies kommt davon, weil die Verstärkung des TTL-Inverters und der parallel geschalteten CMOS-Gatter so hoch ist, dass sich dies nicht auf die CMOS-Ausgangs-Flankenstelheit auswirkt. Diese hohe Verstärkung kommt dann zur Wirkung, wenn die momentane Spannung der Eingangsflanken etwa im mittleren Bereich der Betriebsspannung liegt. Dies gilt für den TTL-Inverter und für die CMOS-Gatter, jedoch nicht exakt im selben Moment.

Tabelle und Diagramm in Teilbild 3.3 zeigt die Flankensteilheiten in der Abhängigkeit von der kapazitiven Last. Bei einer BNC-Kabellänge von einem Meter beträgt t etwa 70ns (+Ub = 12 VDC) und etwa 100 ns (+Ub = 9 VDC). Man könnte zwar auch noch mit einer BNC-Kabellänge von 2 Meter (200 pF) arbeiten, jedoch die Signalverzerrung wegen der Impedanz-Nichtanpassung (Reflexion) zeigt sich deutlich als überlagerte Spannungsrippel. Daher weniger empfehlenswert. Anstelle eines Koaxialkabels kann man ebenso ein 2-adriges Flachbandkabel verwenden. Eine Länge von 2 Metern ist dabei völlig unproblematisch, wie ich an einem kleinen Experiment feststellen konnte. Die Impulsverzögerung t erhöht sich um etwa 20 % ohne nennenswerten Reflexionen. Die Kapazität beträgt etwa 120 pF.

Das brauchbare Logiksignal am CMOS-Ausgang liegt mit einem BNC-Kabel von 1 Meter Länge bei maximal 3 MHz und bei einer Kurzverbindung mit Drähten (20 cm) sind es 5 MHz. Beides bei einer CMOS-Betriebsspannung von 9 VDC oder 12 VDC. Eine gewisse Verbesserung wäre vielleicht erreichbar, wenn man anstelle eines 4-fach AND- oder OR-Gatter-IC ein 6-fach Inverter-IC verwendet (CD4069B) einsetzt. Dies habe nicht geprüft. Es müssen auf jeden Fall Gatter oder Inverter mit der Bezeichnung B für Buffer eingesetzt werden.



TTL-CMOS-Converter, mit Lowdropout-Spannungsregler

Will man die alte Schaltung in Bild 2 nachbauen, empfiehlt sich betreffs Stromversorgung für das TTL-IC IC:A eine Änderung. Anstelle von R3, R4 und Z könnte man in der heutigen Zeit ebenso ein Lowdropout-Spannungsregler (TL750L05CK) mit einer fixen Ausgangsspannung von 5 VDC verwenden. Low-Dropout, damit man mit dem TTL-CMOS-Converter auch Niedervolt-CMOS-ICs, wie die 74HC(T)xxxx-Serie, schalten kann. Es braucht dann nur wenig mehr als 5 VDC für +Ub, weil die Dropoutspannung niedrig ist. Bei einer Belastung von 30 mA sind es knapp 0.3 VDC. Man darf aber nicht vergessen, dass die maximale Frequenz von IC:B (CD4011B) deutlich reduziert ist, wenn die Betriebsspannung im 5-VDC-Bereich liegt.

Begnügt man sich nur CMOS-Schaltungen zu testen, die zwischen etwa 8 VDC und maximal 15 VDC arbeiten, kann man an Stelle des Lowdropout-Spannungsregler TL750L05CK den viel preiswerteren 7805-Allrounder für 5 VDC (+Ub1) einsetzen. Da bei +Ub = 15 VDC eine Verlustleistung von 300 mW oder etwas mehr auftritt, empfiehlt sich für beide Reglertypen das Gehäuse TO220. Eine zusätzliche Kühlfahne braucht es nicht. Die Verwendung eines Spannungsregler hat noch den Vorteil, dass man problemlos weitere TTL-Elektronik betreiben kann, was auch immer der Grund dafür sein möge...

Zum IC:A, den SN7406 gibt es längst nicht mehr, die Version Lowpower-Schottky SN74LS06 ist aber noch immer erhältlich bei Distrelec und Conrad (Juli 2017).



TTL-CMOS-Converter mit diskreter Eingangsstufe

Diese Schaltung benötigt keine Extrabetriebsspannung für ein TTL-IC. Als Eingangsstufe kommt ein einfacher diskret realisierter Schaltverstärker mit einem NPN-Transistor (NPN-BJT) zum Einsatz. T1 ist ein mittelschneller Schalttransistor. Die Daten findet man im 2N3904-Datenblatt.

Um bessere Flankensteilheiten zu erzielen, ist der Kollektor-Widerstand von T1 R2 von 1 k-Ohm (Bilder 2 und 4) auf 470 Ohm reduziert. Für den Fall, dass die nachfolgende CMOS-Stufe Impulsamplituden von 15 V (+Ub = 15 VDC) erzeugen soll, empfiehlt sich für den R2 ein 1/2-Watt-Typ zu wählen. Da der Tastgrad der Rechteckspnnung bis zu einer Frequenz von etwa 1.5 MHz bei 0.5 liegt, ist der mittlere Leistungsverbrauch von R2 halb so gross. Bei einer höheren Frequenz von 4 MHz (nahe am Grenzbereich) erhöht sich der Tastgrad auf etwa 0.7 und damit entsprechend der mittlere Leistungsverbrauch an R2. Vorausgesetzt dafür ist natürlich, dass am Eingang TTL-IN ein TTL-Taktsignal mit einem konstanten Tastgrad von 0.5 vorliegt. Dieses darf bis zu einem gewissen Grad in der Amplitude verzerrt sein, weil einerseit die Verstärkung von T1 und anderseits die von IC:B während des Schaltvorganges ausgleichend wirkt. Die Frequenzgrenze beträgt bei 12VDC (+Ub) etwa 7 MHz und bei 9 VDC etwa 5 MHz bei einer Kapazität eines angeschlossenen BNC-Kabel mit 1 Meter Länge von 100 pF. Mit einer kurzen nicht abgeschirmten Verbindung zwischen CMOS-OUT und der nachfolgenden CMOS-Schaltung beträgt die maximale Frequenz bei 12 VDC knapp 10 MHz und bei 9 VDC knapp 8 MHz.

Diese Grenzfrequenzen erfährt man am Besten selbst durch das Experimentieren auf einem Steckboard. Eine wesentliche Rolle spielt C3. Gehen wir davon aus, dass die TTL-Quelle, welche an TTL-IN angeschlossen wird, niederohmig ist. Z.B. 50 Ohm. Es können auch wenige 100 Ohm sein, es kommt nicht so drauf an. Angeschlossen ist der Spannungsteiler aus R3 und R4. Aus der Sicht der Basis von T3, bieten R3 und R4 den Wert des Parallelwiderstandes und das sind 3.6 k-Ohm. Dieser Wert bildet mit der parasitären Kollektor-Basis-Kapazität den Miller-Effekt. Dieser Effekt reduziert Frequenzbandbreite, bzw. die Flankensteilheiten beim Schaltvorgang der T1-Schaltung signifikant.

C3 kompensiert diesen Effekt. Da die Versuchs-Verdrahtung auf jedem Steckboard und erst recht auf einem definitiven PCB-Print von meiner Testschaltung abweicht, wird es nötig sein mit C3 zu experimentieren. Bei solch niedrigen Kapazitäten, spielen die parasitären Kapazitäten des Schaltungaufbaus eine nicht zu unterschätzende Rolle.

C3 ist vorzugsweise ein Keramikkondensator. Man wählt eine Frequenz von etwa 3 MHz. Man beobachtet bei einer typischen TTL-Spannung (HIGH ~ 3.5 V) den Tastgrad an CMOS-OUT. Exakt 0.5 ist bei diesen Frequenzen nicht möglich, eine gewisse Approximation schon. Das genügt, weil die Hauptsache ist, dass am Eingang einer folgenden CMOS-Schaltung nach CMOS-OUT, die minimalen HIGH- und LOW-Pegel sicher erreicht werden. Mit der Wahl von C3, kann man den Tastgrad und die Flankensteilheiten in gewissen Grenzen günstig beeinflussen.

Experiment: Die eingestellte Frequenz ist noch immer etwa 3 MHZ. Man entferne C3 im Betrieb. Der Logikpegel an CMOS-OUT geht konstant auf LOW, weil an den Eingängen von IC:B (CMOS) der LOW-Pegel nicht mehr erreicht wird. Jetzt dreht man die Frequenz am Generator langsam runter auf etwa 1.3 MHz oder (je nach Aufbau) etwas mehr oder weniger, dann erscheinen an CMOS-OUT schmale positive Impulse. Dies kommt davon, weil an den Eingängen von IC:B der minimal notwendige LOW-Pegel nur kurzzeitig erreicht wird. Dreht man die Frequenz weiter runter bis auf etwa 500 kHz, sieht man am Oszi (CMOS-OUT) ein "anständig" aussehendes Recktecksignal, das zum Eingangs-Rechtecksignal aber deutlich verzögert ist. Schaltet man jetzt C3 wieder hinzu, erkennt man, dass die Verzögerungszeiten sofort wieder in die Bereiche von etwa 50 bzw. 80 ns zurück gehen, wie dies Teilbild 5.1 zeigt.

Miller-Effekt: Dies hat alles mit dem Miller-Effekt zu tun. Mehr dazu liest man in Schalten und Steuern mit Transistoren II. Der Miller-Effekt reduziert die Grenzfrequenz, bzw. die Schaltfrequenz eines Transistors, ob BJT oder FET. Auch bereits in der Elektronik-Steinzeit mit der Röhrentechnik gab es den Miller-Effekt, nämlich die parasitäre Kapazität zwischen Anode und Steuergitter. Mehr dazu in "Wer ist Miller?". Sei es mit Elektronenröhren, BJT oder FET oder sogar bei Opamps (Kapazität zwischen Ausgang und invertierendem Eingang), der Miller-Effekt ist stets am Werk. Er multipliziert die parasitäre Kapazität mit der Spannungsverstärkung die momentan wirkt zur Miller-Kapazität. Nur, was heisst jetzt momentan? Es bezieht die Schaltfunktion (schaltender Transistor, Komparator etc.) mit ein, denn im Moment des Durchschalten eines elektronischen Schaltelementes wirkt ebenfalls eine Spannungsverstärkung, wenn auch nur sehr kurzzeitig. "Schalten und Steuern mit Transistoren II" berücksichtigt neben dem Miller- auch noch den Sättigungseffekt beim BJT, der ebenfalls den Schaltvorgang verlangsamt. Dazu dieses Bild, dessen Teilbild 2.3 die Kombination zeigt, wie man den Miller-Effekt und den Sättigungseffekt reduzieren kann zu Gunsten einer höheren Schaltgeschwindigkeit (steilere Schaltflanken).

Es liegt beim Leser, ob es besser wäre diese Schaltung, entsprechend angepasst, in die Schaltung von Bild 5 einzusetzen. Wunder in Bezug auf deutlich höhere brauchbare Frequenz und höhere Flankensteil an CMOS-OUT darf man nicht erwarten, weil dann mit Bestimmtheit das CMOS-IC das schwächere Glied der Kette aus zwei Teilen sein wird. Aber ein Versuch kann es trotzdem wert sein. Ein Lerneffekt ist auf jeden Fall garantiert!

D4 dient dazu, dass man auch mit einer symmetrischen Rechteckspannung an TTL-IN arbeiten kann. Die negative Basis-Emitterspannung wird so auf etwa -0.7 V begrenzt. D4 schützt auch generell von einer negativen Überspannung, weil eine negative Basis-Emitter-Spannung von etwa -5 V bei einem NPN-BJT nicht überschritten werden darf.



TTL zu CMOS, intergriert in einem IC

Wenn man sich nicht so sehr dafür interessiert, wie man mit einem leicht erhältlichen CMOS-IC, in Verbindung mit einem TTL-IC oder die diskrete Schaltungsvariante, ein TTL-CMOS-Converter realisiert und lieber eine schnelle Lösung haben will - das gibt es natürlich auch. Das sind spezielle CMOS-ICs. Man sollte aber daran denken, dass dabei das Risiko grösser ist, dass es diese speziellen ICs in absehbarer Zeit eventuell nicht mehr geben wird. Diese Methode empfiehlt sich auch, wenn man viele TTL-Signale nach CMOS konvertieren will. Der Aufwand ist in diesem Fall massiv geringer. Man sollte sich dann vorausschauend, für den Reparaturfall, ein kleines Lager einrichten...

Mir bekannt sind HEF4104B, CD4504B und CD40109B.
Von Distrelec gibt es HEF4104B (teuer und kaum an Lager) und CD40109B (sehr preiswert und viel an Lager) - Stand Juni 2017.




Thomas Schaerer, 30.06.2017