Akku-Betriebsspannung-Abschaltverzögerung
mit CMOS-Invertern, MOSFET und
DIL-Leistungsrelais

 

Einleitung

Es gibt einen Elektronik-Minikurs der den MOSFET in Zusammenhang mit verzögerter Abschaltung von einer Batteriespannung zum Thema hat. Dort geht es nur um den Betrieb einer kleinen batteriebetriebenen Schaltung mit Strömen von maximal etwa 50 mA. Als Stellglied dient dort ein PNP-Kleintransistor, z.B. ein BC560C, der im geschalteten (gesättigten) Zustand 100 mA zulässt. Es wird allerdings darauf hingewiesen, dass man mittels eines BD140 und einer geringfügigen Redimensionierung der Schaltung den Strom bis auf maximal 1 A erhöhen kann. Dies hat allerdings den Nachteil, dass ein bipolarer Transistor im geschalteten (gesättigten) Zustand, mit einer niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung von etwa 0.1 V und dies bei einem Kollektorstrom im Ampere-Bereich, nur eine niedrige Stromverstärkung hat. Dies erfordert ein relativ grosser Basisstrom, worüber eine Batterie bezüglich ihrer Lebensdauer nur wenig Begeisterung aufbringen kann. Am Schluss liest man, dass die Alternative eines Power-MOSFET in P-Kanaltechnologie, wegen dessen fehlendem Gatestrom, diesen Nachteil nicht hat. Allerdings ganz so einfach ist das nicht. Hier sei zusätzlich darauf hingewiesen, dass ein MOSFET zu seiner vollen Durchsteuerung, also ganz niedrigem RDS_on, oft eine Gate-Source-Spannung bis 10 V braucht. Eine solche Schaltung kann mit niedrigen Batteriespannungen also gar nich befriedigend funktionieren und weil man bei vorliegendem Schaltungskonzept ein P-Kanal-MOSFET braucht, kommt dazu, dass es den nicht als Logic-Level-MOSFET gibt. Das ist ein MOSFET der mit TTL-Signalen gesteuert werden kann. Dazu kommt, dass herstellungsbedingt der Widerstand RDS_on bei P-Kanal-MOSFETs meist nicht so niederohmig sein kann, wie dies bei N-Kanal-MOSFETs ganz selbstverständlich ist.

Tiefer im Detail thematisiert wird dies dort schon deshalb nicht, weil es auch noch um ein ganz anderes Thema geht. Es geht um den Vorteil des MOSFET gegenüber einem Darlington in Timerschaltungen und der Leser lernt dabei einiges über die beiden Methoden von Transistorschaltungen zusätzlich. Wer sich dafür interessiert, klickt auf den folgenden Link:



Eine kleine Lektion zum Thema Relais

Bezugnehmend auf den eben erwähnten Elektronik-Minikurs (1), kann anstelle eines PNP-Transistors im Leistungspfad (siehe dort in Bild 5 T2) auch ein Relais eingesetzt werden. Dieses eignet sich speziell bei hohen Schaltströmen, wie z.B. bei der Verwendung von Akkus anstelle von Batterien, weil diese sehr oft besonders niederohmige Innenwiderstände haben und der Relaiskontakt den Überstrom bis zum Schmelzen einer Schmelzsicherung sicher und ohne Zerstörung aushalten muss. An solche Dinge muss man denken, wenn z.B. auf Grund von Verlustspannungen (Verlustleistungen) keine elektronische Strom-, bzw. Leistungsbegrenzung in die Schaltung miteinbezogen werden kann. Während bei extremer Überlast ein Halbleiter im Millisekundenbereich zerstört werden kann, sind korrekt ausgewählte Relaiskontakte wesentlich widerstandsfähiger. Wichtig ist dabei auch, dass ein Relaiskontakt - vor allem beim Ausschalten - so schnell wie möglich öffnet. Geschwindigkeitslimitierend sollte einzig die Mechanik des Relais und nicht die vorgeschaltete Elektronik sein. Die sogenannte Freilaufdiode kann das Öffnen des Relaiskontaktes einige Millisekunden verzögern, bzw. verlangsamen. Nicht das Verzögern des Ausschaltens, das Verlangsamen des Ausschaltens ist das eigentliche Problem!

Ein Experiment zeigte mir, dass die Abschaltverzögerung eines 24-VDC-Relais mit einem Spulenwiderstand von 2800 Ohm (Strom = 8.6 mA) mit der Freilaufdiode sich von 3 ms auf 10 ms erhöhte. Man muss sich dabei aber klar sein, dass dadurch sich auch das Öffnen des Kontaktes verlangsamt, weil der Induktionsstrom durch die Relaisspule innerhalb dieser Differenz von 7 ms nicht plötzlich sondern allmählich abnimmt. Allerdings sind diese 7 ms noch relativ wenig. Man kann diese zusätzliche Verzögerungszeit durch einen Seriewiderstand zur Freilaufdiode reduzieren. Die Grösse dieses Widerstandes richtet sich an der Höhe der Selbstinduktionsspannung, die man dem steuernden Transistor zumuten darf. Dies wäre alternativ zur Z-Diode, wovon weiter unten noch zu lesen ist. So etwas muss man, wenn eine solche zusätzliche Abschaltverzögerung überhaupt ein Problem ist, empirisch ermitteln. Wie eine Testschaltung für so etwas aussieht, zeigt Bild 1:

Teilbild 1.1 zeigt einen Rechteckgenerator der über den Basiskreis einen Transistor steuert und dieser schaltet das Relais ein und aus. Mit einem BC550C kann man Relaisspulen bis zu einem Strom von maximal 0.1 A schalten. Der Basisstrom sollte dann etwa 5 mA betragen. Rb richtet sich nach der Ausgangssspannung des Rechtecksignals und diesem Basisstrom. Die Z-Diode dient dazu die Selbstinduktionsspannung so zu begrenzen, dass der Transistor nicht beschädigt werden kann. Beim BC550 ist eine Zenerspannung von 40 V etwa die richtige Wahl. Die Spannung der Z-Diode sollte etwas niedriger sein also die maximal zulässige offene Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors, jedoch etwas höher als +Ub sein, damit beim ausgeschalteten Zustand des Transistors nicht bereits ein kleiner Strom durch die Relaisspule fliesst. Ein anderer wichtiger Grund ist der, dass bei offener Freilaufiode D1 der Selbstinduktionsstrom durch die Spule so gering bleibt, dass es kaum zu einem zusätzlichen Verzögerungseffekt kommt und so die Messung nicht signifikant verfälscht wird. +Ub hat hier einen Wert von +24 VDC, weil das Relais, das mir für diesen Test zur Verfügung stand, eine Spulenspannung von 24 VDC hatte. Mit dem Relaiskontakt wird ein relativ niederohmiger Widerstand Rt (t für Test) synchron zur Frequenz des Rechteckgenerators ein- und ausgeschaltet.

Teilbild 1.2 zeigt die Spannungsdiagramme. UG ist das Generator-Rechtecksignal. Ut1 (t für Test) ist das um 3 ms verzögerte Abschaltsignal des Relaiskontaktes ohne die Einwirkung der Freilaufdiode D1. Schalter S ist ausgeschaltet. Ut2 ist das um 10 ms verzögerte Abschaltsignal des Relaiskontaktes mit der Einwirkung der Freilaufdiode D1. Schalter S ist geschlossen. Die Schaltung kann man nach belieben für andere Spulenspannungen und Spulenströme anpassen. Man kann anstelle des bipolaren Transistors selbstverständlich auch einen MOSFET, wie z.B. BS170, einsetzen, wenn man voraussetzt, dass die Rechteckspannung für den benötigten Drainstrom hoch genug ist. Man konsultiere dazu das Datenblatt.

Abschliessend zu Bild 1 ist noch zu erwähnen, dass man den Transistor durchaus auch mit einer solchen Z-Diode schützen kann, wenn die Flankensteilheit des Anstiegs der Selbstinduktionsspannung nicht zu hoch ist, so dass die Reaktionsgeschwindigkeit der Z-Diode zum Problem wird. Bei einem Relais mit einem Weicheisenkern dürfte dieses Risiko kaum sehr hoch sein. Man kann dies mit dieser Schaltung ganz einfach prüfen. Mit Kondensator C1 = 1nF kann man die Geschwindigeit des Transistors für einen solchen Test noch etwas erhöhen. Sollte sich dieses Problem mit der Z-Diode trotzdem zeigen, kann man eine leichte zusätzliche Reduktion der Flankensteilheit durch ein einfaches RC-Filter im Basis- (NPN-Transistor) oder im Gate-Kreis (MOSFET) bewirken. Eine Flankendauer von einigen 10 µs ist auf jedenfall gross genug.

Wir betrachten jetzt an zwei modernen kleinen Leistungs-Printrelais worauf es ankommt. Ich entnehme diese beiden Relais dem Distrelec-Katalog Ausgabe 2006. Ich möchte an dieser Stelle darauf hinweisen, dass der Markt von solchen Relaistypen sehr gross ist und es viele unterschiedliche Hersteller gibt. Das Angebot in den Katalogen der Elektronik-Distributoren wechselt von Jahr zu Jahr. Dieses langandauernde und sich technisch stets verbesserende Angebot von kleinen Leistungsrelais, meist im DIL-Format, beweist, dass diese im Grunde ältesten Schaltelemente, neben den modernen auf der Basis von Halbleitern, noch heute und in Zukunft ihren festen Platz behalten werden.

Von FUJITSU gibt es ein flaches kleines Printrelais in SIL-Ausführung (SIL =Single-Inline) des Types NY. Es gibt Spulenwerte von 5 VDC bei 24 mA, 12 VDC bei bei 10 mA und 24 VDC bei nur 5 mA. Das ist unglaublich wenig Leistung, wenn man bedenkt, dass man mit diesem Relais einen Strom von 5 A schalten kann, wobei bei Gleichstrom (DC) die maximale Schaltleistung bei 90 W und bei Wechselstrom (AC) sogar bei 750 VA liegt. Wie kommt es zu diesem grossen Unterschied in der Schaltleistung? Vielleicht gibt es mehrere Gründe die ich nicht kenne, aber einer davon ist auf jedenfall der, dass es beim Abschalten von hohem Gleichstrom sehr leicht zu einem Lichtbogeneffekt kommt und den gilt es zeitlich zu begrenzen. Die Temperatur eines Lichtbogen ist extrem hoch. Er kann, wenn er zulange andauert, die Kontakte schnell zerstören. Bei AC ist eine höhere Schaltleistung deshalb möglich, weil ein entstehender Lichtbogen mit jedem Sinusnulldurchgang löscht, sofern sich die Ionisation der Luft genügend abbaut. Dies ist natürlich nur bis zu einer maximalen VA-Schaltleistung möglich, die der Hersteller angibt. Es gibt spezielle Methoden, z.B. mit Widerstand-Kondensator-Schaltungen, den Lichtbogen zu unterdrücken. Verschiedene Relaishersteller liefern dazu Dokumentationsmaterial.

Und jetzt noch zum zweiten Printrelais, diesmal in DIL-Ausführung (DIL =Dual-Inline). Dieses DIL-Relais, von PANASONIC vom Typ DK1a, hat die Spulenwerte von 5 VDC bei 40 mA, 12 VDC bei bei 17 mA und 24 VDC bei nur 8.3 mA. Die Spulenleistung ist etwas höher als beim obengenannten Relais, jedoch ist der maximale Schaltstrom mit 10 A gleich doppelt so hoch. Die Schaltleistung mit 300 W (DC) und 2.5 kVA (AC) mehr als drei mal so hoch. Man vergegenwärtige sich mal kurz diese Leistung: 2.5 kVA (AC) bei einer Spulenleistung von 0.2 W. Das ist eine Leistunsgverstärkung von 12'500 und dies in einem kleinen DIL-Gehäuse. Natürlich gibt es den Begriff Leistungsverstärkung bei Relais nicht. Also bitte nicht danach in Relais-Datenblättern suchen. Trotzdem empfehle ich dem interessierten Leser Datenblätter solcher Relais ein wenig zu studieren. Interessant ist es auf jedenfall.



Welche Diode eignet sich als Freilaufdioden?

Wenn man in Elektronikmagazinen blättert, dann fällt auf, dass als Freilaufdiode meist die 1N914 bzw. 1N4148 zum Einsatz kommt. Eher selten sieht man die Gleichrichterdiode 1N400x (x für 1,2,3,4...). In den Fachdiskussionsforen wird immer wieder behauptet, dass die 1N400x-Serie für so etwas zu träge reagiert. Ich habe das nicht untersucht. Wer diesem Problem aus dem Wege gehen möchte, empfehle ich eine Schottky-Diode die genügend hohen Strom aushalten kann und erst noch sehr flink ist. Damit wäre man auf der ganz sicheren Seite.

Betrachten wir's aber mal von der realistischen Seite. Wie hoch ist denn überhaupt der Strom der die Selbstinduktionsspannung erzeugt, wenn diese durch eine Freilaufdiode kurzgeschlossen wird? Der Kurzschluss-Strom definiert sich durch die Leerlauf-Selbstinduktionsspannung dividiert durch den Spulenwiderstand. Angenommen die Leerlauf-Selbstinduktionsspannung beträgt als Spitzenwert 100 V und der Spulenwiderstand hat einen Wert von 700 Ohm (PANASONIC Typ DK1a 12V/17mA), dann beträgt der Spitzenstromwert 140 mA. Man kann dies auch exakt messen, wenn man in Serie zur Freilaufdiode einen Widerstand schaltet, der einen kleinen Bruchteil des Spulenwiderstandes ausmacht. Über diesem Widerstand misst man mit einem Oszlilloskopen den Spannungsimpuls und errechnet den Stromimpuls. Dieser sehr kurzzeitige Stromspitzenwert interessiert aber meist gar nicht.

Kommen wir zurück zum Test mit der Schaltung in Bild 1. Da wird im vorliegenden Beispiel durch den kurzgeschlossenen Selbstinduktionsstrom erreicht, dass das Relais weitere 7 ms eingeschalten bleibt. Der mittlere Strom während dieser 7 ms entspricht maximal dem Betriebsstrom durch die Relaisspule, der vor der Abschaltung wirkte und der beträgt bei diesem PANASONIC-Relais exakt 17 mA. Dazu reicht eine Kleinsignaldiode 1N914 oder 1N4148 allemal, wobei die 1N4148 mit 150 mA den doppelten maximalen Dauerstrom der 1N914 aushält. Gemäss Datenblatt von ROHM liest man im Diagramm in Figure 5 Surge Current Characteristics, dass bei einem Einzelimpuls von 10 ms 2.5A und bei 1 ms sogar 5 A zulässig sind. Beide Dioden sind mit einer Reaktionszeit von 4 ns sehr schnell.

Ich habe beim Experimentieren mit der Schaltung in Bild 1 die Frequenz so stark erhöht, dass das Tastverhältnis von der Impulsdauer des Selbstinduktionsstromes zur Periode des Rechtecksignales etwa 50 % beträgt. Das ist ein extremer Zustand den es im realen Einsatz gar nicht gibt. Eine Temperaturmessung der 1N914-Diode ergab eine Temperaturerhöhung von wenigen Grad Celsius. Es ist also nicht der Rede wert.

Fazit: Ausser man verwendet Relais oder Schaltschützen, dessen Spulen ziemlich niederohmig sind und ein relativ grosser Spulenstrom fliesst, genügen als Freilaufdioden in der Regel die erwähnten handelsüblichen Kleinsignaldioden 1N914 oder 1N4148, - auf jedenfall bei Relais wie sie hier und in sehr vielen andern Applikationen in Fachzeitschriften vorkommen.



Mit CMOS, MOSFET und Kleinleistungs-Relais

Wir wissen jetzt, dass es wichtig ist, dass das Relais schnell ausschalten soll. Ebenso empfiehlt sich ein schnelles einschalten. Beim Einschalten heisst dies, dass die Relaisspule von der Elektronik sofort die volle Spulenspannung erhält. Das heisst natürlich nicht, dass ebenso schnell der Anker anzieht, denn das Magnetfeld muss erst aufgebaut werden. Dies liegt aber bestenfalls im ms- bis 10-ms-Bereich. Beim Ausschalten soll die Elektronik dafür sorgen, dass die Spule sofort keine Spannung mehr erhält. Dies hätte allerdings den grossen Nachteil zur Folge, dass die dadurch entstehende hohe Selbstinduktionsspannung den Transistor T1 zerstören könnte. Dem beugt man mittels einer sogenannten Freilaufdiode D1 parallel zur Relaisspule in Sperrrichtung vor. Die Selbstsindunktionsspannung schliesst mittels D1 kurz. Darüber liest man weiter oben ausführlich. Damit das Ein- und Ausschalten von seiten der Elektronik so schnell wie möglich stattfindet, kommt in der Schaltung eine positive Rückkopplung in Form der Schmitttrigger-Funktion zur Anwendung. Dies wird durch die entsprechenden Symbole in den Invertern angedeutet.

Bild 2 zeigt eine Abschaltverzögerung von etwa 5 Minuten mit zwei der sechs Schmitt-Trigger-Invertern des verwendeten IC MC14584B, CD4584B oder CD40106B und dem MOSFET BS170 als Schaltverstärker. Er könnte mit einem maximalen Drainstrom von 500 mA durchaus auch kleine Schaltschützen steuern, die in der Lage wären sehr grosse Ströme zu schalten. Dies hat allerdings einen Haken. Wegen dem Widerstand RDS_on des BS170 von typisch 1.2 Ohm und dem Strom von 500 mA beträgt die Drain-Source-Spannung 0.6 V und die Spule des 12V-Schaltschützen erhält gerade noch 11.4 V. Das ist zwar oft noch kein Problem, vor allem dann eher nicht, wenn eine stabilisierte Betriebsspannung von 12 VDC zum Einsatz kommt. Bei Batterie- oder Akkuspannungen, die beim Entladen sinkt, kann dies jedoch problematisch werden, wenn der Schaltschütze auch noch bei fast entladener Batterie oder fast entladenem Akku noch sicher anziehen sollte. Fazit: Man soll es mit dem BS170 nicht übertreiben. Maximal 100 bis 200 mA tun's auch.

Selbstverständlich kann man anstelle des MOSFET auch ein bipolarer NPN-Transistor verwenden, wie dies Teilbild 2.2 zeigt. Für maximale Kollektorströme bis 100 mA eignet sich z.B. ein BC550, bis 500 mA ein BC337-25, - beide ebenfalls im kleinen TO92 Gehäuse wie der MOSFET BS170. Da ein solcher Transistor schalten muss, sollte man die Stromverstärkung nicht zu sehr herausfordern. Ein Wert von maximal 30 genügt. Bei einem Kollektorstrom von 100 mA wird bereits ein Basisstrom von mindestens 3 bis 4 mA gefordert und das überfordert die Ausgangsstufe eines CMOS-Gatter der CMOS-Familie MC14xxx oder CD4xxx, die hier zur Anwendung kommt.

Ist das Relais allerdings sehr genügsam, wie die hier vorgestellten mit einem Spulenstrom von 10 oder 17 mA bei 12 V, dann funktioniert es, weil da nur noch Basisströme von 0.33 mA oder 0.65 mA benötigt werden. Da über dem Basiswiderstand etwa 11 V abfallen, kommen Basiswiderstände Rb von 33 k-Ohm oder oder 15 k-Ohm zum Einsatz. Solange der benötigte Basisstrom niedriger ist als etwa 2 mA, kann man ebenso gut einen bipolaren Transistor, z.B. ein BC550 einsetzen. Von Darlingtons (z.B. BC517) ist ganz abzusehen, weil der minimale Spannungsabfall zwischen Kollektor und Emitter immer minimal 0.7 V beträgt. Fazit: Will man überhaupt keine Gedanken betreffs Belastung des ICs anstellen, ist der Kleinleistungs-MOSFET BS170 bestimmt die beste Wahl. Die Benutzung von nur zwei der sechs Schmitt-Trigger-Inverter erlaubt die restlichen vier für andere Zwecke zu verwenden. Die Eingänge der unbenutzten Inverter müssen entweder mit +Ue oder mit GND verbunden sein.

Mit Drücken auf die Taste START wird CT sofort (Zeitkonstante ist 10 ms) auf +Ue geladen. Der Eingang von IC:A1 ist somit auf +Ue, sein Ausgang invertiert auf GND und der Ausgang von IC:A2 und das Gate von T1 wiederum auf +Ue gesetzt. T1 leitet, das Relais zieht an und +Ua ist mit +Ue verbunden.

Im Gegensatz zur Methode in Bild 5 im oben erwähnten Elektronik-Minikurs (1), wo die Ladespannung an CT direkt das Gate des MOSFET steuert, gibt es hier durch die Funktion des Schmitt-Triggers festgelegte Triggerspannungen. Diese untere und obere Triggerspannung, bzw. die Hysterese der CMOS-Inverter des IC:A sind herstellerabhängig und man hat auf diese Werte keinen Einfluss. Die Grösse der Hysterese und die absoluten Triggerspannungen sind abhängig vom gewählten Typ der drei möglichen ICs und sie sind abhängig von der Betriebsspannung. Diese Abhängigkeit wirkt sich allerdings positiv auf die Stabilität der durch RC und CT bedingte Verzögerungszeit aus, vorausgessetzt CT wird auf +Ue geladen, wie dies hier beim Tastendruck auch der Fall ist. Die Triggerschwellenspannungen ändern sich etwa proportional zur Änderung von +Ue.

Allerdings sei an dieser Stelle betont, dass die hier und in (1) vorgestellten Abschaltverzögerungsmethoden mit langen Zeiten zwar sehr einfach, jedoch ungenau sind. Sie eignen sich wirklich nur für den Einsatz, wo Präzision keine besondere Rolle spielt, wie im Fall einer automatisch verzögerten Abschaltung einer Batterie- oder Akkuversorgung. Die Zeitkonstante RT*CT beträgt etwa 7.8 Minuten. Etwa, weil die Kapazitätstoleranz von ±20 % bei Elkos muss man berücksichtigen. Wegen dem niedrigeren Leckstrom sollte man vorzugsweise Tantal-Elkos einsetzen, deshalb die Bezeichnung 47µ(T) (T für Tantal). Wie lange die Verzögerungszeit wirklich ist, muss man ausprobieren und wenn nötig passt man RT oder CT der erwünschten Abfallverzögerungszeit an. RT kann man leichter variieren. Man kann RT auch aufteilen in die Serieschaltung eines Widerstandes und einem Trimmpotmeter. So lässt sich die Verzögerungszeit elegant abstimmen.

Betrachten wir den Entladungsvorgang von CT über RT. Die Spannung über CT sinkt bis die unterere Triggerschwelle des Schmitt-Triggers im IC:A1 unterschritten wird. Der Ausgang von IC:A1 kippt dann auf +Ue und der Ausgang von IC:A2 auf GND. T1 schaltet aus, die Relaisspule wird stromlos, der Relaiskontakt öffnet und +Ua wird spannungslos. Dadurch fällt die Last an +Ua weg, die Spannung +Ue erhöht sich etwas, wodurch sich auch die Triggerschwellen der Schmitt-Triggerfunktion erhöhen. Diese zusätzlich Mikopplung garantiert die sichere Abschaltung es Relais erst recht.

Ck ist der typische induktionsarme Keramik-Multilayer-Kondensator, der das stabile Funktionieren digitaler aber auch analoger ICs garantiert. Er übernimmt die Speisung sehr kurzzeitiger Stromtransienten wenn Ausgangsstufen umschalten und vermindert das Eindringen von steilflankigen Störtransienten in den Schaltkreis.



Mit Rücksicht auf die eigene Bastelkiste

Ein Leser denkt vielleicht, dass er in seinem Lager jede Menge bipolare Transistoren hat, aber ein MOSFET, wie der BS170, müsste er erst besorgen. Das ist lästig und er grübelt, ob es nicht auch anders geht. Wie es geht, zeigt Bild 3:

Wenn der Strom eines einzelnen Inverters für den benötigten Basisstrom des nachfolgenden Transistors nicht ausreicht, schaltet man einfach mehrere dieser Inverter parallel. Im Gegensatz zu Logikschaltkreisen mit bipolaren Schaltungen, wie z.B. bei TTL, darf man dies bei CMOS. CMOS-Drain-Source-Strecken verhalten sich wie Widerstände und Widerstände, speziell dann wenn sie noch einen positiven Temperaturkoeffizienten haben, darf man parallelschalten. Auch hier, die Eingänge von nicht verwendeten Invertern müssen mit +Ue oder mit GND definiert sein.



Diesmal ohne Transistor

Wenn der Strom durch die Relaisspule sehr niedrig ist, also z.B bei 10 mA liegt (Relais von FUJITSU: 12V/10mA), kann man auf den Transistor T1 verzichten und das Relais direkt aus fünf parallel geschalteten CMOS-Inverterausgängen ansteuern.

Es gilt bis zum Ausgang des IC:A2, welches hier mit IC:A3 bis IC:A6 parallelgeschaltet ist, die selbe Beschreibung wie zu Bild 2. Weil hier der MOSFET T1 fehlt, wird die Spannung einmal weniger invertiert. Dies hat zur Folge, dass das Relais zwischen den Ausgängen der parallelgeschalteten CMOS-Inverter und GND beschaltet werden muss.

Welchen Strom vermögen denn diese fünf parallelgeschalteten CMOS-Ausgänge in die Relaisspule liefern? Der Drain-Source-Widerstand des gerade eingeschalteten IC-internen MOSFET ist stark betriebsspannungsabhängig. Dies ist auch der Grund, warum die maximale Schaltfrequenz dieser Logik-IC-Familien stark betriebsspannungsabhängig ist. Hat +Ue einen Wert von 10 VDC, kann ein Ausgang mit einer Spannung von 9.5 VDC einen Strom von typisch 2.3 mA liefern. Mit fünf parallelgeschalteten Invertern gäbe dies einen Strom von typisch 11.5 mA beim selben Spannungsbafall von etwa 0.5 VDC über den leitenden MOSFETs. Betreiben wir das IC allerdings mit 12 VDC, ist der Spannungsverlust durch die MOSFETs etwas geringer, weil deren RDS_on, wegen dieser zusätzlichen Betriebsspannung von 2 VDC, noch etwas niedriger ist. Dazu kommt, dass der Spannungsabfall noch etwas niedriger ist, weil die Relaisspule bei 12 VDC nur 10 und nicht 11.5 mA aufnimmt. Es ist also durchaus möglich ein DIL-Leistungsrelais mit einer Spulenspannung von 12 VDC und einer Stromaufnahme von 10 mA ohne zusätzlichen Transistor anzusteuern.



Der strom- und leistungslose Zustand

Bei einer (automatischen) Abschaltung von einer Akku- oder Batteriequelle erwartet man selbstverständlich, dass diese Quellen nicht mehr weiter belastet werden. Ist dies in den Schaltungen in Bild 2 bis Bild 4 denn auch der Fall, denn schliesslich hängt das IC noch immer an der Betriebsspannung +Ue? Eindeutig ja! Wenn CT entladen ist, liegt der Eingang von IC:A1, durch RT definiert, auf dem LOW-Pegel (GND). Der Ausgang von IC:A1 liegt somit auf dem HIGH-Pegel (+Ue) und die Ausgänge von IC:A2 bis IC:A6 (Bild 4) wieder auf dem LOW-Pegel (GND). T1 (Bild 2), ob ein bipolarer NPN-Transistor oder ein N-Kanal-MOSFET, sperrt. Es kann weder ein Kollektor- noch ein Drainstrom fliessen, weil kein Basisstrom fliessen bzw. keine Gate-Source-Spannung anliegen kann. Die Relaisspule ist stromlos und der Relaiskontakt ist offen. Und jetzt zum IC:A. Ja, er bleibt dauerhaft mit +Ue in Verbindung und trotzdem fliesst kein Strom. Wohin denn auch? Der Ausgang von IC:A1 liegt zwar auf HIGH-Pegel (+Ue). Dieser Ausgang ist zwar mit bis zu fünf CMOS-Eingängen verbunden, aber diese verursachen keine Ströme. Sie sind extrem hochohmig, solange die Eingangsspannung nicht höher als +Ue oder niedriger als GND ist.

Werfen wir einen Blick in das Datenblatt des MC14584B von Motorola bezüglich Stromlosigkeit im inaktiven Zustand. Unter inaktiv versteht man, dass die CMOS-Ausgänge statische (ruhende) HIGH- oder LOW-Pegelzustände haben und keinen statischen Stromfluss verursachen. Es gibt aber auch einen dynamischen Stromfluss bzw. Leistungsverbrauch, den uns aber hier nicht weiter interessieren muss. Wenn ein CMOS-IC seine Logikpegel ändert, fliesst über +Ue ein Strom. Es wird Leistung verbraucht. Dazu gibt es zwei Gründe. Wenn die Schaltflanke zwischen den Logikpegeln durchschaltet, fliessen sehr kurzzeitig Ströme durch die MOSFETs der CMOS-Stufen, weil kurzzeitig beide Transistoren leitend sind. Ein anderer Grund sind parasitäre Kapazitäten welche ebenfalls Strom benötigen wegen der Reaktanz dieser Kapazitäten. Der durchschnittliche Strom und die durchschnittliche Verlustleistung, die die Wärme des IC verursacht, ergibt sich aus dem Tastverhältnis der kurzzeitigen Stromimpulse zur Dauer der Periode eines rechteckförmigen Taktsignales. Je höher die Frequenz des Taktsignales, um so höher der effektive Strom und die effektive Verlustleistung des IC und zwar auch dann, wenn das IC noch gar nichts Externes steuert. Wir haben es hier aber nur mit einem statischen Zustand zu tun, also wenn der Timer inaktiv ist. Das Datenblatt sagt dazu schlicht und einfach, dass der Ruhestrom bei einer Betriebsspannung von 15 VDC typisch 1.5 nA und maximal 1 µA bei 25 °C beträgt. Bei einer Temperatur von 125 °C sind es maximal 30 µA.

Wie sieht es aber bei den Transistoren aus? Wenn der MOSFET BS170 sperrt, dann beträgt der Drain-Leckstrom maximal 0.5 µA bei einer Drain-Source-Spannung von 25 VDC. Im vorliegenden Beispiel bei 12 VDC ist der Maximalwert eher niedriger. Ich habe das bei einigen Exemplaren nachgeprüft. Die Messungen bei Raumtemeperatur zeigten Werte die gut 20 mal niedriger sind. Im Falle eines bipolaren Kleinsignaltransistors des Typs BC546, BC547, BC550, BC548 oder BC549, beträgt der Kollektor-Basis-Leckstrom bei einer Kollektor-Basis-Spannung von 30 VDC und einer Temperatur von 25 °C maximal nur 15 nA. Das liest man im Datenblatt. Es gibt leider keine Angaben wie hoch der maximale Ruhe-Kollektor-Strom ist, wenn die Basis Emitterpotenzial hat. Ich habe dies beim BC550C und einigen andern Kleintransistoren geprüft und stellte fest, dass der Ruhe-Kollektorstrom etwa den selben Wert im unteren 10-nA-Bereich hat, wobei es egal ist, ob die Kollektor-Emitter-Spannung bei etwa 10 VDC oder in der Nähe der zulässigen Maximalspannung liegt. Es ist ganz ähnlich, wenn man eine niedrige Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.45 V anlegt. Das ist eindeutig unterhalb der sogenannten Basis-Emitter-Schwellenspannung, die je nach Basis- und Kollektorstrom zwischen etwa 0.55 V und 0.75 V liegt. Bei 0.45 V fliesst bereits ein ganz kleiner Kollektorstrom von etwa 1 µA bei Raumtemperatur. Wenn man bedenkt, nur etwa 0.2 V, also knapp 50 % höher und der Transistor ist voll am Arbeiten mit einem Kollektorstrom im mA- oder 10-mA-Bereich.

Fassen wir zusammen: Alles in allem liegt der Ruhestrom der gesamten Schaltung maximal im unteren µA-Bereich. Vernachlässigbar wenig beim Einsatz von Batterien oder Akkus im 100-mAh- oder Ah-Bereich. Bei einer Batterie- oder Akkukapazität von 500 mAh und einem Ruhestrom von 5 µA beträgt die Entladezeit 11.4 Jahre. Da ist die verlustbedingte Selbstentladungszeit bei den meisten Batterien und erst recht bei allen Akkus wesentlich kürzer.

Welchen Sinn hat R2 vor dem Eingang von IC:A1. Alle Eingänge der ICs der CMOS-Familien MC14xxx und CD4xxx sind gegen Überspannungen zwecks Vermeidung eines Latchupeffektes, der bekanntlich zum Kurzschluss der Betriebsspannung führt und das IC zerstört, intern mit einem Dioden-Widerstands-Netzwerk geschützt. Allerdings immer nur dann, wenn die Energie des Überspannungsimpulses genügend niedrig ist. In der Worstcase-Tabelle im Datenblatt wird angegeben, dass an keinem Ein- oder Ausgang, ein Strom von mehr als 10 mA auftreten darf. Es heisst "dc oder transient", und das bedeutet, auch nicht noch so kurzzeitig. Hier vermeidet dies R1 mit einem Wert von 100 k-Ohm. Die Frage ist, wie denn am Eingang des IC:A1 überhaupt eine Überspannung auftreten kann. Ganz einfach, wenn CT durch den Tastendruck voll auf +Ue geladen wird und danach als Folge des Einschalten des Relaiskontaktes +Ue und +Ua wegen einer Stromlast um mehr als etwa um 0.6 V sinken. R2 und die IC-interne Schutzdiode zwischen Gate und VDD sorgen in diesem Fall dafür, dass am Eingang von IC:A1 die Spannung nicht höher als etwa 0.6 V über +Ue liegen kann. Ein Spannungsabfall von z.B. 3 V über R2 (augenblicklich extrem starke Belastung an +Ua), erzeugt durch R2 einen Strom von bloss 30 µA. Damit ist es völlig unmöglich den gefürchteten Latchupeffekt auszulösen.



Ein empfehlenswertes kleines Experiment

Viele Leser könnten auf die Idee kommen, auch IC:A1 in die parallelgeschaltete Gruppe zu schalten um einen zusätzlichen Ausgangsstrom von 2 mA zu gewinnen. Diese Schaltung funktioniert dann so: Durch Druck auf die Taste START wird CT auf +Ue geladen und die Invertergruppe erzeugt ausgangsseitig ein LOW-Pegelsignal, so dass das Relais einschaltet. Der andere Spulenanschluss des Relais muss hier auf +Ue liegen. CT entladet sich über RT. Wenn CT entladen ist, bestimmt RT den LOW-Pegel (GND) an den Eingängen. An den parallelgeschalteten Ausgängen liegt HIGH-Pegel (+Ue), das Relais ist stromlos und der Kontakt offen. Auch in diesem Zustand ist das IC und der Rest der Schaltung stromlos. Funktioniert ebenso. Also warum denn IC:A1 in seiner Funktion separieren?

Um das zu verstehen, lernen wir, was uns Teilbild 5.2 mitteilt. Dazu empfehle ich dies in einem eigenen Versuch selbst zu erfahren. Man benötigt dazu ein MC14069UB (CD4069UB), ein Potmeter P, eine DC-Spannungsquelle von 12 VDC, ein Multimeter mit dem man den Strom ID im mA-Bereich (Strom am Anschluss der positiven Speisung des IC) misst und ein Multimeter mit dem man die Spannung Up am Schleifer des Potmeters P misst. Der MC14069UB (CD4069UB) ist ebenfalls ein Sechsfach-Inverter-IC, pinkompatibel zu MC14584B (CD4584B), jedoch ohne Schmitt-Trigger-Eigenschaften. Dies macht diesen Versuch leichter. Falls im persönlichen Lager oder in der Bastelkiste zur Hand, es eignet sich auch jedes andere logische Gatter der selben CMOS-Familien. Wichtig bei diesem kleinen Experiment ist, die Eingänge aller nicht benutzten Inverters oder Gatters auf logisch LOW oder HIGH zu setzen. Wobei bei einem (N)AND die nicht gebrauchten Eingänge des selben Gatters auf HIGH, beim (N)OR auf LOW zu setzen sind, sonst funktioniert der Versuch nicht!

Wir setzen also die simple Versuchsschaltung von Teilbild 5.2 in Betrieb und bringen den Schleifer des Potmeter P an den Anschlag, sodass die Spannung Up GND-Pegel, also 0 VDC, anzeigt. Wir stellen fest, dass ID 0 mA anzeigt. Bei höherer Messempfindlichkeit würden wir Bruchteile eines Mikroamperes messen. Nun drehen wir P langsam in Richtung +Ue und beobachten abwechselnd Up und ID. Wenn Up noch weniger als 0.2*Ue hat, beginnt ID zu steigen und erreicht bei 0.5*Ue das Maximum von 3 bis 4 mA bei einer Betriebsspannung +Ue von 12 VDC. Erhöhen wir die Spannung Up weiter, geht ID wieder zurück und geht oberhalb von etwa 0.8*Ue wieder gegen 0 mA zurück. Illustriert wird dies mit Teilbild 5.2b. Mit einem Inverter mit der Funktion eines Schmitt-Trigger ist dieses Experiment schwierig, weil beim Verändern von Up stets auch die Mitkopplung wirkt und dadurch ID immer wieder herumspringt.

Wir kommen damit zurück zu Teilbild 5.1. Wenn man alle Eingänge der sechs Inverter parallelgeschaltet direkt mit RT und CT verbindet, verläuft ein Grossteil der ablaufenden Verzögerungsszeit durch den quasi-linearen Bereich bei dem die P-Kanal- und N-Kanal-MOSFETs der Inverter-Eingangsstufen leitend sind. Alle sechs Inverter ziehen am Anschluss VDD einen Betriebsstrom von maximal 20 bis 30 mA und das ist 2 bis 3 mal mehr Strom als das Relais mit seinen 10 mA zieht. Bei einer Betriebsspannung von +Ub = 12 VDC kann dies eine maximale IC-Verlustleistung von beinahe 0.5 W bewirken. Eine Verlustleistung, die besonders bei niedrigen Batterie- oder Akkuleistungen gerne verzichtet wird und dazu kommt, dass dies eigentlich wenig Sinn machen würde, wenn man schon ein Relais mit sehr niedrigem Eigenverbrauch einsetzen will.

Es gibt aber noch einen ganz andern wichtigeres Grund auf diese unseriöse Methode zu verzichten! Die Triggerschwellen der Inverter sind nicht absolut identisch. Es gibt Toleranzen und die führen dazu, dass beim Abschalten der Relaisstrom schrittweise abnimmt und dadurch ein Effekt begünstigt wird, den man möglichst nicht haben will! Begründung dazu siehe weiter oben...



Thomas Schaerer, (älter) ; 29.04.2002 ; 14.03.2002(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 08.09.2006