Spannungsregler Spezial:
Das 78xx-, LM317- und das Lowdropout-Prinzip

 

Einleitung

Oft sind gewisse Inhalte von Diskussionen im ELKO-Forum in diversen Elektronik-Newsgruppen des UseNet Auslöser Elektronik-Minikurse zu schreiben. Im vorliegenden Fall regte mich die Tatsache an, dass viele Mitwirkende praktisch keine Ahnung davon haben, wie die allseits bekannten und tradionsreichen dreibeinigen Spannungsregler der 78xx-Familie und des LM317 arbeiten. Das selbe gilt natürlich ebenso für die 79xx-Familie und für den LM337, welche, komplementär zu den andern, negative Ausgangsspannungen erzeugen. Da hier jedoch nur die Funktionsprinzipien interessieren, genügt es, wenn wir uns auf die 78xx-Familie und auf den LM317 beschränken.

Funktionsprinzip bedeutet ein Blick in das Innenleben der integrierten Spannungsregler ohne sich in zuviele Details zu verlieren, die für das grundsätzliche Verständnis wenig hilfreich wären. Es bedeutet auch, dass es hier nicht darum geht, wie man den Spannungsregler genau beschaltet, z.B. welche Abblock-Kapazitäten an Ein- und Ausgang gehören und sonstige wichtige Informationen dieser Art. Dieses Thema wird in den andern Netzteilthemen in meinen Elektronik-Minikursen thematisiert. In einzelnen Schemata sind am Ausgang Abblock-Kondensatoren gestrichelt markiert. Ein solcher Kondensator soll darauf hinweisen, dass dieser für eine möglichst kleine sehr kurzzeitige Über- und Unterspannung während des Regelvorgangs (Bild 2) notwendig ist. Wie die Spannungsregelung arbeitet, ist Teil der nachfolgenden Inhalte.

Ein (angehender) Elektroniker sollte wissen wie ein 78xx und ein LM317 grundsätzlich arbeiten. Es sind zwei etwas unterschiedliche fundamentale Prinzipien der Spannungsregelung, die ebenso in andern ICs für Spannungsregelungen zur Anwendung kommen und man kann solche Schaltungen, falls einmal nötig, mit solchem Wissen, auch leicht selbst quasidiskret realisieren. Quasidiskret bedeutet, dass sowohl einzelne Transistoren und Dioden etc., jedoch auch ICs, z.B. Operationsverstärker (Opamp), zum Eunsatz kommen..

Zusätzlich wird das Funktionsprinzip der Lowdropout-Spannungsregler thematisiert. Das sind Spannungsregler die mit einem sehr niedrigen Spannungsabfall zwischen Ein- und Ausgang einwandfrei arbeiten können. Als Vorlage für die Ausführung mit bipolaren integrierten Leistungstransistoren dient der LM2941 und für die Ausführung mit Power-MOSFETs dient die Serie LP3961 bis LP3964 von National-Semiconductor. Bevor man mit dem Studium dieses Elektronik-Minikurses beginnt, sollte man sich diese Datenblätter besorgen. Es wird auf gewisse Diagramme dieser Datenblätter hier eingegangen.

Damit die Schaltungen übersichtlich bleiben, wird, mit wenigen Ausnahmen, auf die Wiedergabe von Strom- und Leistungsbegrenzungen verzichtet.



Programm zum Berechnen von Spannungsregelschaltungen

Falls früher jemand mit ATARI-ST-Computern arbeitete und heute mit einem ATARI-ST-Emulator unter TOS-1.04 oder TOS-2.06 arbeitet, so stehen ihm einige nützliche und praxisorientierte Anwenderprogramme aus dem Elektroniksektor von mir zur Verfügung. Zum Berechnen von Spannungsregelschaltungen nach dem Funktionsprinzip des LM317 und des 78xx, eignet sich das Programm VOLTREG.PRG, wobei die zugehörige Bilddatei VOLTREG.PAC (STAD-Format) im selben Pfad vorhanden sein muss.

Das erwähnte ATARI-ST-Programm findet man unter vielen andern, ebenso nützlichen Elektronik-Rechenprogramme, in:



Die Funktionsweise der 78xx-Familie

Die hochstabile Referenzspannungsquelle UR liegt zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers RV und GND. Der Ausgang von RV steuert die Basis der Darlingtonstufe, bestehend aus den beiden NPN-Transistoren T1 und T2. Diese Darlingtonstufe arbeitet als Emitterfolger. Der Emitter von T1 erzeugt die Ausgangsspannung Ua. Mit dem Spannungsteiler, bestehend aus R1 und R2, wird ein Teil der Ausgangsspannung über den invertierenden Eingang von RV gegengekoppelt. Im geregelten Zustand (nach einer Änderung des Laststromes ILAST oder der Eingangsspannung Ue) beträgt die Differenzspannung U2-U1 zwischen den beiden Eingängen von RV erneut 0 VDC.

Eine Spannungsänderung an Ue oder eine Laststromänderung an Ua hat zur Folge, dass sich Ua kurzzeitig ändert. Damit verändert sich, über R1 und R2 spannungsgeteilt, auch die Spannung U2 am invertierenden Eingang von RV. Dies erzeugt eine Spannungsdifferenz zwischen den beiden Eingängen des RV. Durch die sehr hohe Leerlaufverstärkung (Open-Loop-Gain) des RV ändern sich die Ausgangsspannungen U3 und Ua dann sehr stark, würden sie sich selbst über den invertierenden Eingang des RV nicht sehr kurzzeitig verzögert entgegenwirken. Dies ist der Gegenkopplungsmechanismus. Wenn die Spannungsänderung an Ue oder die Laststromänderung an Ua langsamer erfolgt als RV nachregelt, entsteht an Ua in keinem Augenblick des Regelvorganges eine Über- bzw. Unterspannung. Ist die Spannungs- oder Laststromänderung jedoch schneller als der Regelvorgang, entsteht an Ua kurzfristig eine Über- oder Unterspannung, wie dies Bild 2 illustriert:

Teilbild 2.1 zeigt eine schnelle Erhöhung der Eingangsspannung Ue. Da der Regelvorgang zu langsam ist, verzögert sich das Einschwingen Ua mit der Verzögerungszeit t. Ua folgt zunächst Ue und während des Regelvorganges regelt sich Ua auf den Wert ein, der die Referenzspannung und der Gegenkopplungsspannungsteiler R1/R2 vorgibt, bis die Differenzspannung zwischen U2 und U1 (Bild 1) erneut 0 VDC wird. Eine schnelle Reduktion von Ue bewirkt das selbe Ua-Phänomen, jedoch in umgekehrter Richtung.

Teilbild 2.2 zeigt eine schnelle Reduktion des Laststromes am Ausgang Ua. Dies kommt einer schnellen Zunahme von Ue gleich. Aber weshalb eigentlich? Die Darlingtonstufe T1/T2 erhält für einen bestimmten Emitterstrom Ie - und das ist der Laststrom ILAST am Ausgang Ua - einen bestimmten Basisstrom Ib2 vom Ausgang des Regelverstärkers RV. Wird der Laststrom an Ua rasch reduziert, ist Ib2 zunächst noch immer gleich gross wie zuvor, weil RV nicht gleichzeitig reagieren kann. Dies erhöht zwangsläufig die Spannung Ua, weil zwischen Ib2, Stromverstärkung von T1/T2 und Laststrom am Ausgang Ua eine feste Beziehung besteht. Ua regelt sich aber danach auf den Wert ein, der die Referenzspannung und der Gegenkopplungsspannungsteiler R1/R2 vorgibt, bis die Differenzspannung zwischen U2 und U1 erneut 0 VDC beträgt. Die Zeit t die dafür benötigt wird, ist von der Geschwindkeit der Regelschaltung abhängig. Da der Laststrom jetzt niedriger ist, hat sich proportional dazu auch Ib2 reduziert. U3 hat im geregelten Zustand stets den Wert von Ua plus die beiden Basis-Emitter-Spannungswerte von T1 und T2 von total etwa 1.4 VDC. Ein schneller Anstieg des Laststromes an Ua bewirkt das selbe Ua-Einschwingphänomen, jedoch in umgekehrter Richtung.

Abhilfe gegen zu hohe Über- bzw. Unterspannungswerte während dem Einschwingvorgang schafft ein Kondensator C am Ausgang Ua, der diesen Vorgang glättet. In den Datenblättern (gilt nicht nur für die 78xx-Familie) sind jeweils Kondensatoren an den Ausgängen mit Kapazitätswerten im Bereich von 100 nF bis in den 10-µF-Bereich und mehr angegeben. Es kommt ganz auf die Schaltung an. Sicher ist, dass Kapazitätswerte um die 100 nF in die Nähe des Ausganges des Spannungsregler gehören, damit der Ausgang HF-mässig niederimpedant ist. Wesentlich höhere Kapazitätswerte ergeben sich oft auch aus der Schaltung, welche mit der Spannungsregelschaltung gespiesen wird.

Damit wäre die Art der linearen elektronischen Spannungsregelung, welche auf dem Prinzip der Gegenkopplung beruht, erklärt. Dieses selbe Regelprinzip gilt auch für die andern Schaltungen in diesem Elektronik-Minikurs, auch wenn der Aufbau ein wenig anders ist. Je nach Art der Schaltung kann ein solcher Einschwingvorgang mit einer zeitlichen Verzögerung t zwischen wenigen Mikrosekunden- bis weit in den 100-µs-Bereich dauern. Es kommt dabei auch sehr auf die Frequenzgangkompensation der gesamten Schaltung an. Diese muss schliesslich garantieren, dass die Schaltung bei starker Gegenkopplung - kleines R1/R2-Verhältnis - noch stabil arbeitet, das heisst keine Tendenz zum Oszillieren aufweist. Diese Frequenzgangkompensation bestimmt sehr stark die Regelgeschwindigkeit. Wer von den Lesern noch keine Ahnung davon hat was die Frequenzgangkompensation bedeutet, empfehle ich das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk. Es gibt ein spezielles Kapitel mit dem Titel "Frequenzgang-Korrektur". Ebenso interessant ist dieser Elektronik-Minikurs:

Dieser Elektronik-Minikurs enthält eine nachbaubare Demoschaltung, die es ermöglicht, die Funktion des Operationsverstärkers vom Verstärker (Gegenkopplung), über den Komparator (weder Gegen- noch Mitkopplung) bis zum Schmitt-Trigger (Mitkopplung) kontinuierlich einzustellen. Ebenfalls kontinuierlich einstellbar, mittels eines kleinen Drehkondensators, ist die Frequenzgangkompensation. Damit lässt sich sehr schön zeigen, bei welcher Verstärkung (Gegenkopplung) welches Mass an Frequenzgangkompensation nötig ist, damit der Operationsverstärker in der Funktion als Verstärker gerade noch nicht schwingt. Man kann ebenso zeigen, wie es sich negativ auf die Geschwindigkeit des Operationsverstärkers auswirkt, wenn man mit der Frequenzgangkompensation übertreibt. Eine solche Demoschaltung eignet sich speziell für den Elektronik-Fachlehrer. Die Demo beeindruckt den interessierten Schüler. Ich weiss dies aus eigener Erfahrung.



Die Funktionsweise des LM317

Während bei der 78xx-Spannungsreglerfamilie die Referenzspannung UR auf GND bezogen ist, bezieht sie sich beim LM317 auf die Ausgangsspannung Ua. Dieser Trick bietet die Möglichkeit mit nur drei Anschlüssen und mittels zwei Widerständen zu bestimmen, welche Ausgangsspannung man haben will. Natürlich hat dies neben diesem Vorteil auch einen Nachteil, der allerdings kaum gravierend ist, ausser man benötigt eine mit Widerständen programmierbare Spannungsregelung mit sehr niedrigem Eigenleistungsverbrauch und ebenso niedriger Dropoutspannung, wie dies in gewissen Batterieanwendungen notwendig sein kann. Wir betrachten dazu in Bild 3 wie der LM317 grundsätzlich arbeitet:

Der geregelte Zustand dieses Spannungsreglertypes ist genauso dann erreicht, wenn die Spannung zwischen den beiden Eingängen des Regelverstärkers RV 0 VDC beträgt. Dies hat zur Folge, dass die Spannung über R2 stets dem Wert der Referenzspannung entspricht, weil der invertierende Eingang des VR auf Ua liegt. Zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des RV und dem Anschluss UADJ liegt UREF, mit einer Spannung von 1.25 VDC, die von der Bandgap-Spannungsreferenz UR erzeugt wird.

Dieser geregelte Zustand kann allerdings nur dann erfüllt werden, wenn der Strom an Ua einen Mindestwert nicht unterschreitet, weil sonst der Betriebsstrom I1 von RV nicht abfliessen kann. I1 ist dann zu niedrig. Deshalb ist es zwingend, R2 so niederohmig zu dimensionieren, damit I1 ausreichend sichergestellt ist. Der Hersteller empfiehlt für R2 einen Wert von 240 Ohm. Die Spannung von 1.25 VDC über 240 Ohm erzeugt einen Strom von I3 = 5.2 mA. Der Strom durch R1 ist natürlich (fast) gleich gross. Fast, weil auch noch der sehr niedrige Strom I2 von der Referenzspannungsquelle UR von maximal 0.1 mA über R1 nach GND abfliesst.

Die kleinst mögliche Ausgangsspannung Ua entspricht dem Wert der Referenzspannung von 1.25 VDC. Dies ist dann der Fall, wenn R1 einen Wert von 0 Ohm hat. An UADJ liegt dann GND. R2 = 240 Ohm. Schaltet man R1 auf eine negative Spannung, die dem Wert der Referenzspannung entspricht, kann man Ua bis auf 0 VDC herunterfahren. Wichtig dabei ist, dass für diese negative Referenzspannung ebenfalls eine hochstabile Bandgap-Referenz, z.B. LM113, verwendet wird, wie dies eine Applicationnote des LM317-Datenblattes illustriert. Interessant ist noch die Tatsache, dass RV mit der minimalen Dropout-Spannung (siehe Datenblatt) als Speisung auskommt. So selbstverständlich war dies noch nicht als der LM317 erfunden worden ist.

Die Referenzspannungsquelle UR: Das etwas eigenwillige Symbol von UR findet man in den Bildern 1, 3, 4, 5 und 7. Im Prinzip besteht die Schaltung von UR aus einer hochstabilen Bandgap-Referenzspannung BGR und einer Konstantstromquelle Iq, wobei diese nicht sehr präzise sein muss. Im Prinzip genügt auch ein Widerstand. Dies hätte allerdings zum Nachteil, dass der Stromverbrauch dieser Teilschaltung UR stark von der Eingangsspannung Ue abhängig ist und unangenehme thermische Effekte auf dem Chip zur Folge haben kann. Dazu kommt, dass ein Widerstand schnell viel mehr Platz auf dem Chip benötigt, als eine kompliziertere elektronische Lösung. Siehe das fein punktiert umrahmte Teilbild in Bild 3 unten links.



Die Funktionsweise des Lowdropout-Spannungsreglers

Unter dem Begriff Dropout-Spannung UDROPOUT versteht man die mininale Differenzspannung zwischen Ein- und Ausgang des Spannungsreglers, den man berücksichtigen muss, damit die geregelte Ausgangsspannung Ua gerade noch aufrecht erhalten wird: Uemin = Ua + UDROPOUT

Lowdropout bedeutet, dass diese minimale Spannungsdifferenz besonders klein sein darf. Während man bei einem Spannungsregler 78xx oder LM317 mit typisch 2 VDC oder sogar mehr rechnen muss, liegt der Wert bei Lowdropout-Spannungsreglern bei 0.5 VDC und eher weniger. Es ist auch gar nicht schwierig, selbst eine Spannungsregelung mit Lowdropout-Eigenschaft zu realisieren, wenn man weiss worauf es ankommt und welchen Nachteil man für diesen Vorteil erkaufen muss.

Bild 4 zeigt das Prinzip eines Lowdropout-Spannungsreglers mit einem PNP-Leistungstransistor T1. Warum an dieser Stelle kein NPN-Typ verwendet wird, hat den einfachen Grund, dass dieser mit seiner Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa 0.7 VDC bewirkt, dass die minimale Dropout-Spannung - hier identisch mit der Kollektor-Emitter-Spannung - grösser sein muss als diese Basis-Emitter-Schwellenspannung, weil es eine Emitterfolgerschaltung wäre. Die Basis eines solchen NPN-Transistors müsste schliesslich auch noch von einer Regelschaltung gesteuert werden, deren Betriebsspannung logischerweise über der Basis-Spannung gegen GND des Leistungs-NPN-Transistors liegen müsste. Wird an Stelle eines einzelnen NPN-Transistors ein NPN-Darlington zwecks höherer Stromverstärkung verwendet, erhöht sich die minimale Dropout-Spannung um weitere 0.7 VDC. Genau diese Situation besteht bei der 78xx-Familie und beim LM317. Das Prinzip des Emitterfolgers eignet sich also für die Spannungsregelung mit Lowdropout-Eigenschaften nicht.

Verwendet man einen PNP-Leistungstransistor für T1, hat dessen Basis-Emitter-Schwellenspannung keinen Einfluss auf die Dropout-Spannung (Kollektor-Emitter-Spannung). Betrachten wir die Spannungsregelung im Falle einer schnellen Laststromerhöhung ILAST am Ausgang Ua durch Reduktion des Lastwiderstandes. Dies verursacht kurzfristig eine Spannungsreduktion an Ua. U1 fällt dabei unter die Referenzspannung UREF. RV reagiert mit einem Anstieg von U3 und U2. U2 erzeugt durch R3 einen höheren Strom, der zur Hauptsache auch der Basisstrom Ib1 von T1 ist. Dies erhöht den Kollektor- (Ic1) und somit den Laststrom an Ua bis die Spannung zwischen den beiden Eingängen des RV wieder 0 VDC ist. Dies ist dann der Fall, wenn Ua wieder gleich gross ist wie vor der Erhöhung des Laststromes. Ib2 ist um den Faktor der T2-Stromverstärkung niedriger als Ic2, bzw. Ib1.

Die Dropout-Spannung über T1 darf dabei fast beliebig klein sein, sofern T1 noch fähig ist den Regelungsprozess zu bewältigen. Man muss dabei bedenken, je niedriger die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 wird, um so stärker fährt T1 in die Sättigung und um so niedriger ist die Stromverstärkung von T1. Dies erhöht zwangsläufig den Basisstrom Ib1 und damit auch die Belastung von T2. Ib2 steigt natürlich ebenso. Um dieses Problem etwas in den Griff zu bekommen, erfand die Halbleiterindustrie den sogenannten Superbeta-Transistor (für den Einsatz von T1) mit höherer Stromverstärkung bei niedriger Kollektor-Emitter-Spannung. Aber auch damit sind Grenzen gesetzt. Für einen niedrigen T1-Kollektor-, bzw. RL-Laststrom bis etwa 100 mA sind Lowdropout-Spannungen von 100 mV leicht realisierbar.

R3 ist etwas ganz Besonderes: In Bild 4 ist R3 deshalb extra fett gezeichnet. R3 arbeitet als Stromgegenkopplung mit Doppelfunktion. Einerseits macht dies die gesamte Regelschaltung stabiler, das heisst, die Schwingneigung wird dadurch zusätzlich gedämpft und anderseits wirkt R3 in gewissen Grenzen als Strombegrenzer bei Kurzschluss zwischen Ua und GND. Wenn der Strom Ib1 als Folge der Zunahme des Laststromes (Kollektorstrom Ic1) steigt, steigt auch die Spannung U2, weil auch Ie2 steigt. Dies hat zur Folge, dass U3 ebenso steigt. U3, die stets um die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 grösser ist als U2, kann eine maximale Spannung nicht überschreiten, die von Ue abhängig ist. Ist dieser Grenzwert erreicht, wird Ib2 begrenzt. Dadurch ebenso Ie2 und Ic2 (Ib1), weil U2 auf U3 folgt. Somit wird in gewissen Grenzen auch Ic1 und damit ebenso der Laststrom am Ausgang Ua begrenzt. Die Stabilität der Ic1-Begrenzung hält sich allerdings in Grenzen, weil Ic1 mit zunehmender Temperatur von T1, als Folge der zunehmenden Stromverstärkung von T1, steigt. Es gibt also ohne zusätzliche schaltungstechnische Massnahmen eine gewisse Überlastbegrenzung, die allerdings sehr kritisch arbeitet.

R3 kann aber noch mehr! Beim Ein- und Ausschalten des Netzteiles, oder bei Unterspannungen der 230-VAC-Netzspannung, verhindert R3 einen unzulässig hohen Basisstrom Ib1 von T1. Das hat auch wieder damit zu tun, dass die Kollektor-Emitter-Spannung über T1, während der Unterspannung, und damit auch die T1-Stromverstärkung sehr niedrig werden. Ib2 von T2 kann ohne R3 einen hohen Wert annehmen, wenn die Spannungsregelung (noch) nicht richtig arbeitet, sofern der Regelverstärker RV genug Strom liefern kann. Bei einer Störung, die zur dauerhaften Unterspannung führt, können ohne R3 besonders T2 und RV sogar massiv aufgeheizt, wenn nicht sogar zerstört werden. Wenn die Netz-Unterspannung so niedrig ist, dass der Ladeelko des Gleichrichterteiles (hier nicht gezeichnet) so wenig Spannung Ue liefert, dass die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 praktisch 0 VDC ist, fliesst von Ue über die Emitter-Basis-Strecke von T1 über die Kollektor-Emitter-Strecke von T2 ein satter zerstörerischer Kurzschlussstrom. Warum? U1 ist unregelbar dauerhaft niedriger als UREF und deshalb liefert der Ausgang von RV seinen Maximalstrom Ib2 in die Basis von T2 und treibt T2 in Sättigung. Ohne R3 können T1 und T2 beim Entladen des Ladeelko des Gleichrichterteiles beschädigt werden. Dies kann relativ leicht geschehen, weil die Entladung, je nach nach Laststrom (RL) recht langsam erfolgt. Dieser Entladevorgang geschieht bei jedem Ausschalten des Netzteiles. Ohne R3 ist nur schon das nicht ungefährlich.

Aber auch mit R3 ist diese Situation der Netz-Unterspannung nicht ganz problemlos. Damit die Regelschaltung richtig arbeitet, darf R3 nur so gross sein, dass im erwünschten Bereich von Ue die Regelung sauber arbeitet. Und weil dies vor allem im Bereich niedriger Kollektor-Emitter-Spannung von T1, und in Folge davon niedriger Stromverstärkung von T1, einen relativ hohen Strom von Ie2 fordert, sind R3 nach oben Grenzen gesetzt. In Falle der Netzunterspannung, ausser wennn die ziemlich niedrig ist, kann dies R3 sehr belasten. Man muss also darauf achten, wie hoch der R3-Leistungsverbrauch in dieser kritischen Lage ist. Diesem Problem könnte man entgegenwirken, in dem man R3 durch eine Konstantstromquelle ersetzt, dessen Begrenzungsstrom knapp über dem Stromwert liegt, der bei minimaler Kollektor-Emitter-Spannung von T1 und maximal zulässigen Laststrom ILAST gefordert ist.

Wozu braucht es R4? Wenn die Regelschaltung kaum belastet ist, ist Ib1 sehr klein und Ib2 ist noch viel kleiner. Wenn sich dabei zusätzlich ebenso sehr kleine Leckströme auswirken, hätte dies zur Folge, das Ua über den korrekt geregelten Spannungswert ansteigt. Dieser Zustand kann auch zu unerwünschten Oszillationen führen. Mit R4 teilt sich der Kollektorstrom Ic2 von T2 in Ib1 und IR4 auf. Bei sehr niedrigem Ausgangsstrom (Ic1), ist der Strom durch R4 grösser als Ib1. Dies wirkt sich stabilisierend auf die Regelschaltung aus. Bei grösserem Ausgangsstrom (Ic1) bleibt jedoch der Strom durch R4 konstant, weil die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 etwa einen konstanten Wert von 0.7 VDC hat. Der Strom durch R4 ist dann viel kleiner als Ib1 und die Stromverstärkung von T1 kommt voll für den Ausgangsstrom zur Geltung.

Fazit zur Schaltung in Bild 4: Es gibt heute eine Vielzahl von integrierten Spannungsreglern die kaum noch Wünsche offen lassen. Aber gerade dann, wenn Lowdrop-Anwendungen erwünscht sind, ist die Auswahl geringer und es kann vorkommen, dass man zu quasidiskreten Lösungen gezwungen ist. Setzt man als Leistungstransistor einen bipolaren Leistungstransistor ein, kommt nur ein PNP-Typ für postive Spannungen (+Ue und +Ua) in Frage, weil nur mit dem PNP-Transistor eine besonders niedrige Kollektor-Emitter- und damit Dropout-Spannung erreichbar ist. Genau dadurch entstehen aber Probleme, wo ein einfaches passives Bauteil, R3, eine zentrale Rolle spielt. Darum wurde dieses Kapitel relativ umfangreich.

Und noch einmal R3! Ich möchte an dieser Stelle ganz herzlich dem olit danken, der mit einer E-Mail an mich Wesentliches zur Erklärung der funktionellen Vielfalt von R3 beigetragen hat. olit ist den Mitwirkenden im Elko-Forums gut bekannt.



Das bessere Lowdropout-Prinzip

Betrachtet man das Datenblatt des "Lowdropout Adjustable Voltageregulator" LM2941, so fällt im Schaltschema auf Seite 9 auf, dass der Leistungstransistor zwei Kollektoren besitzt. Der eine ist der Haupt-Kollektor der den Strom zum Ausgang (Vout) liefert und der Strom des zweiten Kollektors wird in der in der Schaltung selbst weiterverarbeitet. Dieser zweite Kollektorstrom (Steuer-Kollektorstrom) steht in einem festen Zahlenverhältnis zum Haupt-Kollektorstrom. Aus dem Datenblatt gibt es dazu keine näheren Angaben. Dieses Verhältnis beträgt in der Regel 1:100 oder es gibt einen andern hohen Wert. Wichtig ist diese Information für den Anwender nicht. 1:100 bedeutet, dass ein Laststrom von 1 A am Reglerausgang einen Steuer-Kollektorstrom von 10 mA zur Folge hat. Dieser Steuer-Kollektorstrom dient der Laststrombegrenzung. Eine spezielle Elektronik misst diesen Strom und oberhalb einer gewissen Schwelle unterdrückt sie den Basisstromzufluss zum Leistungstransistor. Mit dieser Methode ist es möglich eine präzise Strombegrenzung zu realisieren.

Die Strombegrenzungsschaltung in integrierten Spannungsreglern, wie auch hier, ist in der Regel wesentlich komplexer. Sie ist verknüpft mit der Chiptemperatur. Erreicht diese Temperatur einen bestimmten Wert, reduziert sich der Laststrom derart, dass die Chiptemperatur nicht weiter ansteigen kann. Sie stabilisiert sich auf einem bestimmten Wert. Auch die Dropout-Spannung muss miteinbezogen werden.Dies ganz besonders, wenn bipolare Leistungstransistoren im Einsatz sind, damit die sogenannte Second-Breakdown-Grenze (Safe-Operating-Area = SOA) nicht überschritten werden kann. Wer von den Elektronikanfängern noch keine Ahnung davon hat was die Second-Breakdown-Grenze ist, empfehle ich das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk. Es gibt dazu ein spezielles Kapitel über Grenzdaten von Bipolartransistoren. Diese Angelegenheit ist auch knapp im Elektronik-Minikurs Die Power-Zenerdiode aus Z-Diode und Transistor... (Bild 3) thematisiert.

Die detaillierte Schaltung des LM2941, wie sie im Datenblatt gezeigt wird, eignet sich weniger zur einfachen und schnellen Funktionserläuterung. Dafür geht sie zu sehr ins Detail. Es ist schade, dass es nicht auch ein Blockschema gibt, das auf Anhieb die Funktionen übersichtlich verdeutlicht. Das Prinzipschaltbild in Bild 5 zeigt hier, wie ein integrierter Lowdropout-Spannungsregler mit bipolarem intergrierten PNP-Leistungstransistor grundsätzlich arbeitet. Die Details haben eher symbolischen Charakter. Viele Widerstände sind in integrierten Schaltungen als Stromquellen ausgebildet. Betrachten wir Bild 5 und einer erweiterten Funktionsbeschreibung, welche über die Erläuterung zu Bild 4 im vorherigen Kapitel hinausgeht:

T1 ist der Leistungstransistor mit dem Haupt- und Steuer-Kollektor. Der Steuer-Kollektorstrom Ic1s fliesst durch R5 und erzeugt über ihn die Spannung U2. U2 liegt am nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers für die Strombegrenzung RV2. Erreicht U2 den Wert der Referenzspannung am invertierenden Eingang des RV2, steigt am Ausgang von RV2 die Spannung bis zum Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung des T3. Es fliesst ein Basisstrom Ib3 und somit auch ein verstärkter Kollektorstrom Ic3. Ic3 "stiehlt" Ib2 Strom und dies wirkt sich laststrombegrenzend (Ic1 = konstant) aus:

Versucht man den Laststrom über den Strombegrenzungseinsatz zu überschreiten, in dem man z.B. den Lastwiderstand RL zwischen Ua und GND als wie mehr reduziert, reduzieren sich Ua und U1. U3 geht dabei auf den Maximalwert, weil U1 ständig unter UREF bleibt. Die Spannungsregelung arbeitet jetzt nicht mehr. Ic3 entzieht Ib2 gerade soviel Strom, dass mit dem restlichen Ib2, multipliziert mit den beiden Stromverstärkungsfaktoren von T2 und T1, der Überlast-Begrenzungsstrom (Ic1) konstant gehalten wird. Der Wert des konstanten Überlast-Begrenzungsstromes Ic1 besorgt der Strom Ic1s, der über R5 eine Spannung erzeugt, die der Referenzspannung UREF entspricht. Auf diese Art wirkt die Regelung des Überlast-Begrenzungsstromes. Es spielt für die Stabilität dieses Stromes keine Rolle, dass die Stromverstärkungsfaktoren, z.B. wegen der Temperaturdrift, nicht konstant sind. Solche Abweichungen werden durch die Veränderung des Stromes Ib3 korrigiert, der seinerseits mit T3 Ib2 beeinflusst. Für diesen Regelungsprozess weicht U2 von UREF geringfügigst ab. Diese Spannungsänderung ist allerdings kaum messbar, weil die schon sehr kleine RV2-Ausgangsspannungsänderung, bestenfalls im 10-mV-Bereich, durch die sehr hohe Leerlaufverstärkung (Open-Loop-Gain) von RV2 dividiert werden muss. In der Praxis wird diese Verstärkung mittels Gegenkopplung und zusätzlicher Frequenzgangkomensation allerdings soweit reduziert, dass die Schaltung auch im Strombegrenzungsbetrieb nicht instabil wird und oszilliert.

R7 wirkt auf den Ausgang von RV1 strombegrenzend und erzeugt massgebend die Summe von Ib2 und Ic3. Dies ist nötig, weil U3 im Strombegrenzungsfall auf den Maximalwert gezwungen wird und Ic3 in einem vernünftigen Bereich fliessen muss, um Ib2 korrekt zu reduzieren, wie bereits beschrieben. Weiter fällt auf, dass R3, im Gegensatz zu Bild 4, im Kollektor- und nicht mehr im Emitterkreis von T2 liegt. Er muss in dieser Schaltung nichts zur Strombegrenzung beitragen. Für die Stabilität der Schaltung muss entsprechend frequenzgangkompensiert werden. Betrachtet man das Innenleben des LM2941, erkennt man zwei Kondensatoren zu 20 pF und 4 pF. Diese dienen diesem Zweck. R3 ist im Prinzip überhaupt nicht nötig, weil sich Ib1 stets dem Laststrom (Ic1), geteilt durch den Stromverstärkungsfaktor von T1, anpasst, gleichgültig ob die Schaltung im Spannungsregelungs- oder Strombegrenzungsmodus arbeitet. Würde ich jedoch eine solche Regelschaltung quasi-diskret aufbauen, käme aus Sicherheitüberlegungen R3 dazu. Welchen Vorteil bringt es aber, wenn R3 im Kollektorkreis liegt? Ganz einfach: RV1 und RV2 müssen bloss Ausgangsspannungen liefern welche das Ansteuern von T2 und T3 ermöglicht. Dazu genügen Spannungswerte die stets ganz wenig grösser sind als die Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T2 und T3. Die Betriebsspannung von RV1 und RV2 kann somit sehr viel kleiner sein als Ue. Symbolisiert wird dies durch R6 und Z (Zenerdiode) in Bild 5.

Regelungsvorgänge sind komplex und es ist recht schwierig diese mit Worten zu beschreiben. Ich hoffe, es gelang mir, mich einigermassen verständlich auszudrücken. ;-)


Selbstbau eines Lowdropout-Spannungsreglers

Im Kapitel "Die Funktionsweise des Lowdropout-Spannungsreglers" wies ich darauf hin, dass es u.U. nötig sein kann, dass man selbst einen quasidiskreten Lowdropout-Spannungsregler realisieren muss. Dazu noch einmal ein paar Worte:

Problematisch wird es einen diskreten PNP-Transistor mit einem Steuerkollektor zu finden. Solche Transistoren wurden produziert. Ob das noch heute der Fall ist weiss ich nicht. Man müsste es evaluieren. Man kann die Strombegrenzung auch anders realisieren, z.B. mit einem sehr niederohmigen Shuntwiderstand in der Kollektorleitung des T1. Die Spannung über diesem Shuntwiderstand wird mit RV2 gemessen und die RV2-Ausgangspannung steuert die Basis von T3. Es gibt dazu auch spezielle Strommess-Sensorschaltungen, welche diese Aufgabe übernehmen. Schlecht eignet sich die berühmte Strommess-Sensorschaltung mit Shuntwiderstand und Transistor, weil die Strombegrenzung erst dann eintritt, wenn über dem Shuntwiderstand die Spannung der Basis-Emitter-Schwellenspannung dieses Mess-Transistors liegt. Diese Methode liegt eindeutig im Widerspruch zum Lowdropout-Prinzip. Die Spannung über einem sehr niederohmigen Shuntwiderstand kann im 10-mV-Bereich liegen, wenn der zur Messung verwendete Operationsverstärker für RV2 eine entsprechend niedrige DC-Offsetspannung und eine ebenso genügend niedrige Temperaturdrift aufweist. Bei einem grossen Laststrom eignet sich als Shuntwiderstand auch ein kurzes Stück Kupferdraht. Mit RV2 misst man direkt die Spannung über dem Shuntwiderstand. Darauf im Detail einzugehen, würde diesen Elektronik-Minikurs sprengen. Diese Strommess-Sensorschaltung möge eine kleine Anregung bieten. Es kann auch ein anderer als der angegebene Opamp LMC6482 benutzt werden. Wichtig ist allerdings, dass er singlesupply- und rail-to-rail-fähig ist.

Es gäbe noch die Möglichkeit anstelle von bipolaren Transistoren Power-MOS-Transistoren zu verwenden. Da gibt es solche mit Stromsensorausgängen. Dies ist ein zusätzlicher Drainausgang, dessen Strom im festen Verhältnis zum Hauptdrainstrom steht. Eine solche Regelschaltung ist allerdings ein Thema für sich. Mehr darüber erfährt man in den technischen Unterlagen der Firma INFINEON ("infineon" in eine Suchmaschine eingeben). Falls diese Angabe überholt ist, muss man selbst evaluieren.



Im Vergleich: LM2941 und LM317

Der LM2941 ist ein Spannungsregler, dessen Ausgangsspannung, wie beim LM317, mit zwei Widerständen definierbar ist. Natürlich ist der LM2941 schaltungstechnisch, weil es ein Lowdropout-Spannungsregler ist, trotzdem nicht vergleichbar mit dem LM317. Er hat auch vier und nicht drei Anschlüsse, welche für die Spannungsregelung relevant sind. Ein fünfter Anschluss dient bloss der Ein- und Ausschaltung der Ausgangsspannung. Man vergleiche dazu beiden die Teilbilder 6.1 und 6.2. Die Referenzspannungsquelle bezieht sich beim LM2941 auf GND und nicht auf die geregelte Ausgangsspannung, wie beim LM317. Dieser Unterschied wirkt sich direkt auf die Berechnungsformel aus: R1 und R2 sind vertauscht.

Im Diagramm Quiescent-Current/Input-Voltage (Ruhestrom/Eingangsspannung) des LM2941 (siehe Datenblatt) fällt bei einer Ausgangsspannung von 5 VDC und einem Laststrom von 1 A folgendes auf: Oberhalb einer Eingangspannung von 9 VDC bleibt der Ruhestrom (Eigenstromverbrauch des LM2941) auf einem relativ niedrigen Wert von 30 mA. Unterhalb dieser 9 VDC steigt der Ruhestrom drastisch an und erreicht das erste Maximum von 120 mA bei etwa 7 VDC. Das zweite Maximum von etwas mehr als 130 mA wird bei etwa 6 VDC erreicht und steigt bei weniger Dropout-Spannung nicht mehr weiter an. Unterhalb von etwa 4 VDC fällt der Ruhestrom wieder drastisch ab. Allerdings ist dies der Bereich, bei dem keine Spannungsregelung mehr stattfindet, denn bei 5.5 VDC ist das Ende der Fahnenstange erreicht. Die Dropout-Spannung von 0.5 VDC darf bei einem Laststrom von 1 A nicht unterschritten werden. Hinzu kommt, dass diese 0.5 VDC nur für eine Chiptemperatur von 25 Grad Celsius gilt, was ziemlich unrealistisch ist. Bei 80 Grad Celsius sind es 0.6 VDC und bei 120 Grad Celsius 0.7 VDC.

Beim LM317 ist bei einem Strom von 1 A bereits bei einer Dropout-Spannung von 2 VDC das Ende der Fahnenstange erreicht. Dafür bleibt der Eigenstromverbrauch vernachlässigbar niedrig, auch wenn grosse Lastströme fliessen, weil eine NPN-Darlingtonstufe (siehe Bild 1: T1/T2) eine sehr hohe Stromverstärkung hat, dafür aber als Nachteil eine verhältnismässig grosse Dropoutspannung in Kauf genommen werden muss. Warum es in integrierten Spannungsreglern keine komplementären Darlingtons, bestehend aus NPN- und PNP-Transistoren, gibt, die niedrigere Dropoutspannungen zulassen, entzieht sich meinen Kenntnissen. Mehr zu dieser Art von Darlingtonschaltungen, liest man in den beiden folgenden Elektronik-Minikursen:



Lowdropout mit Power-MOSFET

Dieses Thema soll dieser Elektronik-Minikurs abrunden. Es gibt moderne integrierte Lowdropout-Spannungsregler, welche Power-MOSFETs enthalten. Wer sich dafür interessiert, möge das Datenblatt der speziellen Ultra-Lowdropout-Spannungsregler der Typen LP3961 bis LP3964 lesen.

Diese Spannungsregler erlauben einen maximalen Ausgangs-Laststrom von 800 mA und dies bei einer Dropout-Spannung von typisch nur 240 mVDC. Bei 80 mA sind es nur 24 mVDC. Es fällt dabei sogleich auf, dass wir es mit dem Kanalwiderstand eines MOSFET zu tun haben, weil zwischen Strom und Dropout-Spannung ein lineares Verhältnis besteht. Dazu kommt, dass unabhängig vom Laststrom und von der Dropout-Spannung stets der selbe niedrige Eigenstrom von typisch 4 mA fliesst. Der Fall ist klar, ein MOSFET braucht eine Steuerspannung und keinen Steuerstrom. Wird der Spannungsregler abgeschaltet reduziert sich der Eigenverbrauch auf gerade noch 15 µA (Shutdown-Mode). Bild 7 erläutert das Prinzip der Spannungsregelung mit einem Power-MOSFET:

T1 ist ein P-Kanal-MOSFET des Anreicherungstyps. Das heisst, erst dann wenn die Gate-Source-Spannung UGS einen gewissen Wert überschreitet, beginnt dieser Transistor zu leiten. Weil es ein P-Kanal-MOSFET ist, muss die Spannung des Gate (G) stets negativ zur Source (S) sein. Und so funktioniert die Regelung der Ausgangspannung Ua:

Reduziert sich Ua auf Grund eines spontan steigenden Laststromes am Ausgang Ua oder einer spontan sinkenden Eingangsspannung Ue, reduziert sich U1 kurzzeitig, die im geregelten Zustand der Referenzspannung UREF entsprechen muss. Da dies augenblicklich nicht der Fall ist, erzeugt die jetzt niedrigere Spannung U1 am nichtinvertierenden Eingang von RV eine ebenfalls noch niedrigere Spannung U2, was einer Zunahme von UGS entspricht. Dies öffnet den Drain-Source-Kanal von T1 noch mehr, was einem niedrigeren Drain-Source-Widerstand entspricht. Damit steigt der Laststrom am Ausgang Ua soweit an, bis U1 wieder der Referenzspannung entspricht. Ua hat dann wieder den selben Wert wie zuvor. Die weiter oben erwähnten Spannungsregler des Typs LP3961 bis LP3964 arbeiten nach diesem Prinzip.

Es gibt allerdings einen kleinen Unterschied, der jedoch an der Erklärung zur Spannungsregelung nichts ändert. In Bild 7 ist eine Referenzspannungsquelle gezeichnet. Im Block-Diagramm zum LP3964 im Datenblatt sieht man jedoch eine vom Shutdown-Signal ein- und ausschaltbare Konstant-Stromquelle, die einen Widerstand mit einer Diode in Serie speist. Der Konstantstrom dieser Stromquelle erzeugt über diesen beiden Bauteilen eine konstante Referenzspannung, die auf GND bezogen ist. Dies entspricht blockschaltmässig der Referenzspannungsquelle UR in Bild 7. Die Diode hat wahrscheinlich den Zweck, dass sie mit ihrem negativen Temperaturkoeffizienten von etwa -2 mV/K den positiven Temperaturkoeffizienten der Konstantstromquelle kompensiert. Mehr zum Thema Konstantstromquellen erfährt man in den folgenden drei Elektronik-Minikursen:



Thomas Schaerer, 15.05.2002 ; 02.12.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 06.04.2006 ; 14.09.2009 ; 07.02.2010 ; 15.01.2012 ; 03.08.2014