TRANSIENT-PULSE-CONVERTER

 

Einleitung

Ein TRANSIENT-PULSE-CONVERTER? Was kann das wohl sein? Es ist eine Schaltung, die mit Hilfe eines Rechteck-Signalgenerators dazu dient, mit Impulsen digitale Schaltungen zu testen. Aber beginnen wir damit, was eine Transiente ist. Im Wikipedia liest man u.a. diesen kurzen Satz: "Transient bzw. Transienz steht in der Elektrotechnik und Akustik für einen sehr schnellen, impulshaften Einschwingvorgang, die Transienten."

Diese Formulierung ist etwas zu sehr reduziert, weil es stimmt z.B. nicht, dass der transiente Vorgang schnell sein muss. Genau dies kommt in diesem Artikel Capacitor Transient Response von ALL ABOUT CIRCUITS zum Ausdruck. Fassen wir die einfache RC-Schaltung und die exponentielle Ladekurve in Bild 1 zusammen und diskutieren die Situation:

Mit dem Beispiel R = 10 k-Ohm und C = 100 µF gibt dies eine Zeitkonstante von einer Sekunde, wobei in etwa der 5-fachen Zeitkonstante, also in 5 Sekunden fast die Quellenspannung (Batterie) von 15 VDC erreicht ist. Also ein sehr langsamer Vorgang den man in der englischen Sprache mit "Capacitor Transient Response" bezeichnet.

Wir kommen jetzt zum nächsten Schritt. Wir reduzieren R auf 1 k-Ohm und C auf nur noch 100 pF. Die Zeitkonstante reduziert sich auf nur noch 100 ns. Das Diagramm bleibt genau so exponentiell, aber man sieht auf dem Oszilloskopen nur noch eine steile Spannungsflanke, wenn die Zeitablenkung z.B. auf 10 µs/div eingestellt ist. Dieser einfache praktische Vergleich zeigt, dass die Bezeichnung transient nicht von der Geschwindigkeit bedingt ist.

Zutreffender ist diese Erklärung: "Der Begriff Transient wird im Englischen als vorübergehend, kurzlebig bzw. vergänglich beschrieben. Die lateinische Sprache leitet diesen Begriff von transire ab, was so viel wie durchqueren oder durchziehen bedeutet."

Wir können mit Fug und Recht sagen, dass ein digitales Taktsignal, ob von einem Impulsgenerator oder von einer entprellten Taste, mit den beiden Spannungsflanken rauf und runter, zwei transiente Vorgänge sind, weil die Spannung durchquert ihren Wert zwischen zwei quasi konstanten Endwerten, der Spannung der dem logische LOW- und dem logischen HIGH-Pegel entspricht. Das gewählte Beispiel mit den 100 ns weil wir es hier mit schnellen CMOS-Schaltungen (HCMOS = Highspeed-CMOS) zu tun haben, deren Flankensteilheiten aber deutlich höhere Werte an den Ausgängen haben. An den Eingängen genügen deutlich niedrigere Werte. Als Beispiel dient das D-Flipflop 74HC74.

An den Eingängen ist eine maximale Anstiegs- und Fallzeit der Impulsflanke (Impulstransiente) von 400 ns zulässig. Ist es mehr, gibt es innerhalb des D-Flipflop ein zeitliches Durcheinander der Impulsflanken, so dass nichts mehr richtig funktioniert. Jedoch liefert dieses D-Flipflop an jedem Ausgang stets eine maximale Anstiegs- und Fallzeit von typisch 6 ns (maximal 13 ns). Damit kann ein weiteres Flipflop oder andere sequentielle Schaltung (z.B. Schieberegister) sicher arbeiten. Diese Zeitwerte gelten für den Betrieb an einer Betriebsspannung von 6 VDC. Beim Betrieb von normalerweise 5 VDC erhöhen sich diese Werte leicht. Es gilt dabei die Umgebungstemperatur von 25 ºC.

Wir fassen dies in Bild 2 zusammen. Es fällt auf, dass anstelle eines D-Flipflop ein Monoflop gezeigt wird. Dies deshalb, weil es ab hier in Richtung TRANSIENT-PULSE-CONVERTER geht, der aus einer eingangsseitigen Spannungsflanke ausgangsseitig ein Impuls mit einer steigenden und einer fallenden Spannungsflanke erzeugt. Die Impulszeit ergibt sich aus RT und CT. Das Problem mit der eingangsseitig minimalen Flankensteilheit bleibt die selbe. Wenn eine sequentielle Logikschaltung (Flipflop, Monoflop, Schieberegister, Counter, Divider etc.) mit einer steigenden oder fallenden Flanke getriggert wird, nennt sich dies flankengetriggert.

74HC4538 und 74HC221 sind so genannte Dual-Monoflops, weil diese ICs je zwei Monoflops enthalten. Beide gehören zur HCMOS-Technologie, wobei der 74HC4538 stammt aus der älteren CMOS-Familie (CD4538B, MC14538B) und der 74HC221 aus der TTL-Familie (74221, 74LS221). Die 4538-er sind retriggerbar und die 221-er sind es nicht. Die 221-er haben bei den Eingängen A und B je einen Schmitt-Trigger. Die 4538-er haben dies nicht. Dieser Unterschied kommt in Bild 2 zum Ausdruck. Falls ein Leser den Begriff 'retrigger' für Monoflops nicht kennt, wird dies im Kapitel "Zwei unterschiedliche Methoden von retriggerbaren Monoflops!" in diesem Elektronik-Minikurs thematisiert:

Teilbild 2.1 zeigt den 74HC4538. Weil es IC-intern nach den Eingängen A und B keine Schmitt-Trigger gibt, darf die Anstiegszeit 400 ns nicht überschreiten. Dies betrifft eine Spannungsänderung zwischen LOW (0V) und HIGH (+5V) und entspricht einer Flankensteilheit (Slewrate) von 80 ns/V. Ganz anders beim 74HC221 in Teilbild 2.2. Wegen seinen Schmitt-Triggern nach den Eingängen A und B darf die Spannung beliebig langsam steigen oder sinken, weil die IC-internen Schmitt-Trigger für die genügend hohe Flankensteilheit sorgen. Man darf z.B. eine 50Hz-Sinusspannung, dessen Spitzenwerte zwischen HIGH- und LOW-Pegel liegen, direkt an Anschluss A oder B schalten, wobei aus Sicherheitsgründen vor A oder B ein Widerstand von 10 bis 100 k-Ohm in Serie sinnvoll ist. Weil CMOS-Technologie, muss bei einer Überspannung und Unterspannung sicher gestellt sein, dass der Strom so niedrig ist, dass es nicht zu einem zerstörerischen Latchup-Effekt kommt. Liegt die Eingangsspannung zwischen +Ub und GND, ist der Eingangswiderstand praktisch unendlich hoch. Es kann kein Strom hinein und nicht hinaus fliessen. Ganz anders, wenn die Eingangsspannung höher als +Ub oder negativer als GND ist. Dann fliesst ein Strom. Zum Thema Überspannungsschutz und Latchup liest man in den folgenden beiden Elektronik-Minikursen:

Obwohl die Spannungsflanken an den Ausgängen Q und /Q mit 6 ns sehr niedrig sind, trifft dies auf die minimalen Impulszeiten nicht zu. Diese sind mit 147, bzw. 140 ns bei zulässigen Minimalwerten von RT und CT relativ hoch. Genau das ist auch der Grund, dass es nicht möglich die Schaltung des TRANSIENT-PULSE-CONVERTER mit der HCMOS-Version zu modernisieren. Man ist daher auf die Low-Power-Schottky-TTL-ICs angewiesen, die nach wie vor bei Distrelec, Farnell und Conrad (August 2017) erhältlich sind.

Bild 3 zeigt ein Beispiel zur Erzeugung einer mit der Netzfrequenz von 50 Hz synchronen Impulsfrequenz mit dem Monoflop 74HC221. 74HC221 eignet sich hier besonders wegen den Schmitt-Trigger-Eingängen, weil die Eingangsspannung sich langsam ändert. Der Spannungsteiler R1/R2 teilt die AC-Spannung auf ein vernünftiges Mass. Damit eine Überspannung sicher keinen Schaden anrichten kann, dienen D1 und D2 als Stromableiter und R3 schützt den Eingang B zusätzlich. Eine solche Schaltung eignet sich z.B. zur Synchronisation eines elektronischen Systems mit der Frequenz der 230-VAC-Netzspannung. In dieser Schaltung (Bild 6 eines andern Minikurses) realisiert mit dem Schmitt-Trigger-NAND-Gate (74HC132). Dies genügt dann, wenn am Ausgang der Synchronisierschaltung keine konstante Impulszeit benötigt wird. Dies erreicht man nur mit einem Monoflop, wie dies Bild 3 zeigt. Mehr zu diesem Thema mit dem soeben gezeigten verlinkten Bild "Schaltung" hier:



Der TRANSIENT-PULSE-CONVERTER

Hier kommen beide Monoflops des selben Low-Power-Schottky-TTL-IC 74LS221 (IC:B1 und IC:B2) zum Einsatz. Die zeitbestimmmenden RC-Glieder RT und CT aus Bild 2) sind hier Rx und Cx, passend zur Bezeichnung im Datenblatt. Betreffs Impulszeitbereich sind beide Monoflops gleich dimensioniert mit C1 (C2), R1 (R3), R2 (R4), P1 (P3), P2 (P4) und den beiden Umschaltern S2 (S3). Die Impulszeit an OUT1 und OUT 2 ist zwischen 50 ns bis 250 ns (Schalterstellung A) und zwischen 150 ns und 3.2 µs (Schalterstellung B) einstellbar. Das sind die beiden Schalter S2 und S3. S4 dient zum Ein- und Ausschalten der beiden Monoflops am Clear-Eingang, den man besser geeignet mit Reset bezeichnet.

Die beiden Monoflops (IC:B) sind eingangsseitig durch NAND-Gatter und ausgangsseitig an OUT2 mit invertierenden Treibern (IC:C1,C2) - auch schlicht einfach als Inverter bezeichnet - und an OUT1 mit nichtinvertierenden Treibern (IC:D1,D2) mit Tristate-Eigenschaften geschützt. Einfacher Grund für den Schutz, längstfristig wird es leichter sein TTL(LS)-Logik-ICs zu erhalten, als TTL(LS)-Logik-Monoflops. Dies vor allem, weil es gerade um einen speziellen Typ geht. IC:D1-D4 haben auch eine Schaltfunktion, darum die Tristate-Ausführung. Die Inverter IC:C1,C2 dienen zusätzlich der Kompensation der Impuls-Zeitverzögerung durch IC:D1-D4.

OUT1 ist speziell. Einerseits kann man an OUT1 Impulse erzeugen mit dem Monoflop IC:B1. Die Impulszeit in Funktion der Trimmpot-Einstellungen von P3 und P4 und der Schalterstellung von S3. Dabei ist die Position des Schalters S1 auf PULSE gesetzt. Dadurch liegen die Tristate-Eingänge von IC:D3,D4 auf HIGH und der von IC:D1,D2 auf LOW, weil der Inverter IC:C3 den Logikpegel invertiert. Die Punkte an den Tristate-Eingängen weisen darauf hin, dass diese Treiber LOW-Pegel-aktiv sind. Dies bedeutet, dass OUT1 die Impulse vom Monoflop IC:B1 bekommt. Anderseits kann man an OUT1 Rechtecksignale (Square-Waves) liefern, wenn Schalter S1 auf SQUARE gesetzt ist. In diesem Fall leiten IC:D3,D4 von IN1 die Rechtecksignale zum Ausgang OUT1. Inverter IC:C4 invertiert dieses Signal für /Q an OUT1.

Wenn Schalter S5 eingeschaltet ist, sind die beiden Eingänge IN1 und IN2 identisch. Ein Eingangssignal an IN1 oder IN2 steuert beide Monoflops. Dies eignet sich dann, wenn man zwei unterschiedliche Impulszeiten haben will, welche durch einen gemeinsamen Takt synchronisiert sind, dies jedoch um 180 Grad phasenverschoben, wenn an IN1 oder IN2 ein zeitsymmetrisches Rechtecksignal (Tastgrad exakt 50 %) anliegt, weil IC:B1 positiv (Pin B) und IC:B2 negativ (Pin A) flankengetriggert ist. Will man dies nicht, muss man an IC:B1 die Trigger-Eingänge A und B vertauschen. Steht ein Taktgenerator mit zwei synchronen Ausgängen Q und /Q zur Verfügung, benötigt es keine Änderung, weil man verbindet einfach Q mit IN1 und /Q mit IN2 oder umgekehrt. Schalter S5 ist dabei ausgeschaltet.

Durch Drücken der SINGLE-PULSE-Taste Ta, kann man OUT1 und OUT2 stoppen, wenn S5 geschlossen ist. Ist S5 offen , kann man nur OUT1 stoppen, gesteuert durch IN1. Diese Stoppmethode ist zwar nicht gerade elegant, weil das TTL-Signal von aussen kurzgeschlossen wird. Dies kann aber kaum einen Schaden anrichten. Vor allem dann nicht, wenn die Signalquelle echte TTL-Ausgänge hat. In der Regel sind Signalgeneratoren kurzschlusssicher. Taste Ta dient dem Zweck prellfreie Einzelimpulse auszulösen, wenn dabei nichts an IN1 angeschlossen und S5 offen ist. Damit ist der eigentliche Zweck der SINGLE-PULSE-Taste Ta mit dem Entprell-RS-Flipflop aus IC:A2,A3 auch gleich erklärt.

Weitere Vaianten: Zwei unterschiedliche TTL-Quellen sind mit IN1 bzw. IN2 verbunden. Schalter S5 ist offen. An den Ausgängen von OUT1 und OUT2 hat man zwei unterschiedliche Impulsquellen mit unterschiedlichen Impulszeiten nach Wahl. Für OUT1 gibt es zusätzlich die Wahl zwischen Impulse und Rechtecksignal. Dieses kommt direkt von der TTL-Quelle an IN1. Die Umschaltung folgt mit Schalter S1.

Schalter S5 ist offen und an IN2 ist eine TTL-Quelle angeschlossen. An OUT2 folgen die Impulse gemäss eingestellter Impulszeit an IC:B2. IN1 ist offen. An IN1 und an Pin5 von IC:A3 liegt ein HIGH-Pegel, gegeben durch den Pullup-Widerstand R7. Ein Tastendruck auf Ta liefert dem Monoflop IC:B1 an Pin B eine steigende Flanke und diese löst an OUT1 einen Impuls aus mit der entsprechend eingestellten Impulszeit. Beim Loslassen der Taste geht der Pegel an Pin B von IC:B1 wieder zurück auf LOW. Man hat auch hier mit S1 die Wahl zwischen Impuls oder Rechtecksignal, wobei hier der der logische Pegel an OUT1 abhängig ist von der Position des Tastenkontaktes (Ta).



IC-Wahl und Pegelanpassungen zu höherer Logikspannung

Wie allgemein bekannt, betreffs der hohen Flankensteilheit kann man anstelle von LSTTL-ICs oft auch HCMOS-ICs einsetzen. Dies gilt leider nicht für den Dual-Monoflop 74LS221, der bei kurzen Impulszeiten nicht durch den 74HC221 ersetzt werden kann. Hier limitiert nicht die Flankensteilheit. Es ist die IC-interne Timing-Schaltung mit Rx und Cx, welche die minimale Impulszeit festlegt. Deshalb bleibt es beim Einsatz des 74LS221. Für IC:A (NAND-Gatter), IC:C (Inverter) und IC:D (Tristate-Treiber) kann man ebenso gut HCMOS-ICs einsetzen. Weil in Kontakt mit TTL-Ein- und Ausgängen (schaltungsintern 74LS221), sollte man allerdings die Version HCTMOS einsetzen, damit der Signal-/Störabstand stimmt. Ist an OUT1 und/oder an OUT2 der HIGH-Pegel zu niedrig, muss man Pegelconverter-Schaltungen einsetzen. Dazu gibt einen anderen Elektronik-Minikurs, der weiterhilft mit dem Titel TTL-CMOS-CONVERTER.



Pegelanpassungen zu niedrigerer Logikspannung

Alternativ zur HCMOS-Logik-ICs mit einer typischen Betriebsspannung von 5 VDC, gibt es so genannte Low-Voltage-CMOS-Logic-ICs mit einem weiten Betriebsspannungsbereich zwischen 1 VDC und 5.5 VDC. LV-CMOS eignet sich jedoch optimal für 1 VDC bis 3.6 VDC. Die typische Betriebsspannung ist 3.3 VDC. Mehr liest man im LV-CMOS-Datenblatt zum 74LV00. Der 74LV00 ist das Low-Voltage-CMOS-Pendant zur High-Speed-CMOS-Version 74HC00. Wie bei allen CMOS-Schaltungen gilt auch hier, dass die HIGH-Pegel-Spannung am Logik-Eingang den Wert der Betriebsspannung plus 0.5 V nicht überschreiten darf, weil sonst ein Latchup-Effekt entsteht und das IC als Folge eines Kurzschlusses zerstört wird. Das selbe passiert auch beim Unterschreiten des GND-Pegels von mehr als -0.5 V.

Will man HCMOS-Ausgänge (Ub = +5 VDC) an LV-CMOS-Eingängen (Ub = +3.3 VDC) anpassen, muss man einen geeigneten Pegelwandler-IC evaluieren oder man hilft sich selbst. Das lohnt sich, wenn man nur wenige Logiksignale konvertieren muss. Weil die folgende Schaltung CMOS-Eingänge hat und deshalb sehr hochohmig ist, kann man sich leicht mit einem Spannungsteiler behelfen. Der Trick ist dabei, vor allem bei hohen Taktfrequenzen, wo auch steile Schaltflanken wichtig sind, den guten Kompromiss der Widerstandswahl zu finden. Ckk spielt dabei auch eine Rolle. Man beachte jetzt bitte schon jetzt Teilbild 5.3 vom nachfolgenden Kapitel.

Ist der Seriewiderstand des R1/R2-Spannungsteiler zu niederohmig, wird der Ausgang der treibenden HCMOS-Schaltung zu sehr belastet. Ist er zu hochohmig, verzerrt die parasitäre Kapazität Cp in Richtung LV-CMOS-Eingang an dieser Stelle die Impulsspannung. Ausser der Widerstandsoptimierung gibt es noch die Möglichkeit der Kompensation der parasitären Kapazität Cp mit einem Kondensator Ckk parallel zu R1. An Stelle eines TTL-Ausganges gilt hier ein HCMOS-Ausgang. Die Fragezeichen deuten darauf hin, dass man die Werte je nach nachfolgendem HIGH-Logikpegel anpassen muss, weil man die LV-CMOS-ICs mit niedrigerer oder höherer Betriebsspannung als nur mit 3.3 VDC speisen kann oder es kann auch eine andere CMOS-Schaltung sein. Man berechnet den R1/R2-Spannungsteiler (Widerstandsverhältnis), und ermittelt empirisch die passenden Werte. Dies ebenfalls in der Wahl von Ckk der ein Keramikkondensator (Kerko) sein sollte. Die Impulsflanken sollten beim Anpassen so steil wie möglich sein, jedoch nicht so steil, dass es zum Überschwingen kommt. Noch ergänzend: Der CMOS-Ausgang "sieht" den Seriewiderstand von R1 und R2 und der Eingang des LV-CMOS "sieht" den Parallelwiderstand von R1 und R2.

Da wir es mit dem TRANSIENT-PULSE-CONVERTER mit TTL-Ausgängen zu tun haben, gilt mit Bild 5 die Aufmerksamkeit der TTL-Schaltung. Eine gewisse Abwechslung bietet dies dem Elektronik-Azubi der Neuzeit, der nur noch mit CMOS "aufgewachsen" ist. Er kennt die einfache Schaltung eines CMOS-Inverters, bestehend aus einem N- und P-Kanal-MOSFET. In einem 74HC04 enthält ein Inverter in Wirklichkeit drei solche in Serie geschaltet. Diese Pufferung dient der Vermeidung von Rückwirkungseffekten vom Ausgang zum Eingang. Der Azubi weiss kaum, wie aufwendig ein TTL-Inverter mit bipolaren Transistoren (BJT) realisiert ist. Teilbilder 51 und 5.2 zeigen dies.

Uns interessiert die einfachste TTL-Logikschaltung mit dem Inverter 7404, weil diese Schaltung am Leichtesten zu verstehen ist. Für den Einsatz eignet der wesentlich ältere 7404 sowie die Lowpower-Schottky-Version 74LS04. Erhältlich sind nur noch die LS-Versionen der TTL-ICs. Es geht hier darum, wie man mit dem TRANSIENT-PULSE-CONVERTER 3.3-VDC-Logig-CMOS-Schaltungen (LV-CMOS) ansteuern kann.

Teilbild 5.1 und 5.2 zeigen die Schaltung des TTL-Invertes 7404. Es interessiert uns der HIGH-Pegel am Ausgang Ua. Dafür muss der Eingang Ue auf LOW sein und das heisst weniger als 0.8 V, wie im Datenblatt beschrieben. Ist diese Spannung deutlich höher als nur schon die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2, fliesst ein Teil des Stromes von Ib1 in die Basis von T2 und vom Emitter via R3 nach GND. Erreicht die Spannung an R3 die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4, beginnt T4 zu leiten und der HIGH-Pegel an Ua wird instabil in Richtung LOW-Pegel. Erst dann wenn die minimale HIGH-Spannung an Ue erreicht ist, liegt Ua stabil auf dem LOW-Pegel. Dies nur zur Vollständigkeit. Wir bleiben beim Ua im Zustand des HIGH-Pegels.

Ua ist in Teilbild 5.1 unbelastet. An Ua liegt eine HIGH-Spannung von etwa 4 V. Dies bedeutet, dass sich die Differenzspannung von 1 V (5V-4V) aufteilt auf die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 und Diode D von je etwa 0.5 V. An R2 liegt keine Spannung, weil kein Strom fliesst, da T2 sperrt. weil Ue = LOW und an Ua liegt keine Last nach GND.

Ua ist in Teilbild 5.2 belastet. Wenn ein TTL-Eingang angeschlossen wäre, ist die Stromlast extrem niedrig. Im Datenblatt des 74LS04 liest man einen Eingangsstrom von maximal 0.1 mA wenn die Eingangsspannung auf dem Grenzwert von 7 V liegt. Bei einer Last an Ua bei nur schon niedrigem Strom von weniger als 1 mA, sinkt an Ua die HIGH-Spannung von etwa 4 V auf etwa 3.7 V, weil die Basis-Emitter-Spannung von T3 und die Diodenflussspannung von vorher je 0.5 V auf etwa 0.65 steigt. Das gibt zusammen etwa 1.3 V. Erhöht man diesen Strom um mehr als einen Faktor 10 auf etwa 10 mA (Rx = 300 Ohm), dann liegt an Ua die HIGH-Spannung bei etwa 3 V. Damit hat man die logische HIGH-Spannung für die Low-Voltage-CMOS-IC mit einer Betriebsspannung von typisch 3.3 VDC.

Wie kommt es zu diesen 3 V? 10 mA sind es weil Rx = 300 Ohm. Für die Diode und die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 rechnen wir mit je etwa 0.7 V, ergibt 1.4 V. Also haben wir an der Basis von T3 eine Spannung von etwa 4.4 V. Über R2 mit 1.6 k-Ohm bleibt noch eine Spannung von 0.6 V und das ergibt einen T3-Basisstrom von knapp 0.4 mA. In Richtung T2-Kollektor, fliesst kein Strom, weil T2 offen ist. Für den Kollektorstrom von T3 bleiben noch 9.4 mA. Dies ergibt über R4 mit 130 Ohm eine Spannung von etwa 1.2 V. Damit liegt die T3-Kollektorspannung an 3.8 V. Dies ergibt eine Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung an T3 von 0.1 V. Gerade richtig, so muss es sein für einen Transistor (BJT) im Schaltbetrieb.

Fazit: Mit einem einzigen Widerstand Rx haben wir mit nur einem Inverter- oder auch einem Gatter-IC einen TTL-LowVoltage-CMOS-Wandler. Man kann Rx zu höherer oder niedrigerer HIGH-Pegelspannung experimentell anpassen. So einfach ist das. Falls man viele solche Wandler benötigt, dann summieren sich die 10mA-Ströme die u.U. stören. Abhilfe zeigt die Schaltung in Teilbild 5.3, die bereits weiter oben im gleichen Kapitel beschrieben ist, dort beim Einsatz mit HCMOS- statt TTL-ICs. Die Dimensionierung R1 und R2 ist etwas unterschiedlich, weil die HIGH-Ausgangsspannung von TTL und HCMOS unterschiedlich sind.



Die alternative diskrete Monoflop-Schaltung

Ein Monoflop ist vergleichbar mit einer Pistole. Beim einmaligen Betätigen des Abzuges löst sich ein Schuss. Es löst sich immer nur ein Schuss, ob man den Abzug nur kurz betätigt und danach beliebig lange festhält oder nicht. Erst wenn man den Abzug loslässt und erneut betätigt, löst sich ein weiterer Schuss. Genauso so verhält es sich beim Monoflop. Und darum wundert es auch nicht, dass man ein Monoflop auch als One-Shot bezeichnet. Es gibt in der älteren Literatur noch eine andere Definition. Die aufwändige Schaltung (Teilbild 6.1) mit einer Rückkopplung, die einen bestimmten Zweck erfüllt, nennt sich Monoflop und die einfachere Schaltung (Teilbild 6.2) als One-Shot. Im folgenden Text gilt die One-Shot-Definition für die einfachere Schaltung ohne Rückkopplung.

Monoflop: Diese Schaltung in Teilbild 6.1 erzeugt an Ua eine Impulszeit, gegeben durch CT und RT. Da diese Schaltung flankengetriggert arbeitet, hat die Impulszeit an Ue keinen Einfluss auf die Monoflop-Impulszeit an Ua. Die Impulszeit an Ue muss nur solange dauern bis Ua von HIGH auf LOW umschaltet und dieser LOW-Pegel an Pin 2 vom NAND-Gatter IC:A1 sicher anliegt. Diese Zeit ergibt sich aus der maximalen Propagation-Delay-Time von beiden 74HC00-NAND-Gattern und das sind bei +Ub = 5VDC maximal 40 ns. Da CT und RT als Differenziator (Hochpassfilter) wirken, gibt das keine nennenswerte Zusatzverzögerung wenn für CT ein Kerko zum Einsatz kommt.

Wenn nach der Triggerung (fallende Flanke an Ue) Ue wieder auf HIGH schaltet, dann ist Ua, rückgekoppelt an Pin 2, weiterhin LOW. Damit bleibt U1 an Pin3 weiter auf HIGH. Es beginnt das Laden von CT durch RT und dabei sinkt die Spannung an U2. Je grösser die Spannung an CT, um so kleiner die U2 an RT und Pin 4,5. Unterschreitet diese Spannung den Wert von Ut (t = trigger), schaltet Ua zurück auf HIGH (Ende der Impulszeit von Ua). Dieser Vorgang wird durch die Mitkopplung von Ua nach Pin 2 beschleunigt, wodurch eine steile Schaltflanke an Ua garantiert wird.

Schutzdiode: Was passiert mit der Spannung an CT am Ende der Impulszeit? CT erreichte die maximale Spannung U1-U2. U1 geht mit steiler Flanke von HIGH auf LOW. Dabei verschiebt sich mit der selben Geschwindigkeit die gesamte Spannung von CT in den Negativwert. Weil aber diese NAND-Gatter nach den Eingängen ein Diodennetzerk haben für den (bedingten) Latchupschutz, erreicht die negative Spannung nur einen Wert von etwa -0.7 V (-Ud), eben die Diodenflussspannung einer Siliziumdiode. Der Stromimpuls könnte aber noch immer kritisch sein, je nach Dimensionierung von CT und +Ub. Man vermeidet dieses Problem, in dem eine externe Diode D diese Aufgabe übernimmt. Diese Diode D sollte vorzugsweise eine Schottkey-Diode sein wegen der niedrigeren Diodenflussspannung von etwa nur 0.4 V. Dies entlastet die IC-interne Schhutzdiode vollständig. Betreffs U2: Die Spannung sinkt als Folge des Aufladen von CT exponentiell. Einfachheitshalber ist diese Funktion linear skizziert.

Fazit: Das Monoflop ist flankengetriggert. Es reagiert auf die fallende Flanke an Ue. Die durch RC und CT bedingte Impulszeit an Ua wird nicht durch die Impulszeit an Ue beeinflusst. Dies hat zur Konsequenz, dass dieses Monoflop nicht retriggerbar ist. Man kann an Ue nicht innerhalb der Monoflop-Impulszeit (Ua) mit erneuten fallenden Flanken an Ue triggern, so dass die die Impulszeit durch Nullsetzen erneut startet. Der nächste Trigger-Impuls an Ue darf erst dann erfolgen, wenn die Monoflop-Impulszeit beendet ist. Im Impulsdiagramm in Teilbild 6.1 punktiert angedeutet.

One-Shot: Diese Schaltung in Teilbild 6.2 hat den Nachteil, dass an Ue die Impulszeit länger dauern muss, als die RT*CT-bedingte Impulszeit an Ua. Für viele Anwendungen genügt dies wie in unserer Anwendung hier. Mit zwei solchen One-Shot-Schaltungen kann man ein Doppelmonoflop wie der 74HC221 ersetzen. Vorteil dieser Schaltung ist die viel kürzere minimale Impulszeit, nachteilig ist, sie hat keinen Schmitt-Trigger-Eingang. Dies stört hier jedoch nicht, weil an Ue Rechteckspannungen mit steilen Flanken anliegen.



TRANSIENT-PULSE-CONVERTER mit One-Shot

Es geht in hier in Bild 7 nicht darum die vollständige Schaltung von Bild 4 wieder zu geben, mit der Änderung, dass anstelle des TTL-Monoflopp-IC 74LS221 die quasidiskrete One-Shot-Schaltung (Teilbild 7.2) mittels HCMOS-Inverter zum Einsatz kommt. Es geht nur um das Teil der One-Shot-Schaltung. Die Integration in die Gesamtschaltung (Bild 4) kann der Leser selbst vornehmen. Für den Elektronik-Azubi ist dies eine hervorragende Praxisübung.

Mit dem TTL-Monoflopp 74LS221 ist es möglich eine minimale Impulszeit von 50 ns einzustellen. Realisiert man die gesamte Schaltung mit HCMOS-ICs, dann werden alle NAND-Gates (74LS00), Inverters (74LS04) und Tristate-Treiber (74LS125) durch 74HC00, 74HC04 und 74HC125 ersetzt. Das 6fach-Inverter-IC kommt auch in der One-Shot-Schaltung (Teilbild 7.2) zum Einsatz und darum geht es in diesem Kapitel.

Die Teilbilder 7.1 (aus Teilbild 2.2) und 7.2 vergleicht die minimal mögliche Impulszeit zwischen der integrierten HCMOS-Version 74HC221 mit 140 ns und der HCMOS-Schaltung mit den HCMOS-Invertern 74HC04 mit 20 ns.

Teilbild 7.2: Auffallend ist die Parallelschaltung von vier HCMOS-Invertern (IC:A1-A4). CMOS-Drain-Source-Strecken verhalten sich wie Widerstände und Widerstände, speziell dann wenn sie einen positiven Temperaturkoeffizienten haben, darf man parallel schalten. Eine praktische Anwendung zeigt dieser Zweiphasen-Spannungsvervielfacher aus diesem Elektronik-Minikurs.

Die Parallelschaltung von IC:A1-A4 ist notwendig um den Ausgangswiderstand so niederohmig wie wie möglich zu halten, damit die nachfolgende RC-Schaltung ebenfalls so niederohmig wie möglich realisiert werden kann. Wenn das nicht geht, riskiert man Instabilität durch Oszillation, die sich in den Flanken des Impulses an Ua und /Ua auswirkt. Dies kann in einer nachfolgenden Logikschaltung zur Fehlfunktion führen. Selbstverständlich muss, wie üblich, in IC-Nähe die Speisung zwischen Pin 14 und 7 mit einem Kerko (100 nF) abgeblockt sein.

Wenn Kontakt k offen ist, wirkt CT1 (1 nF) mit RT (22 Ohm) und P (500 Ohm). Damit kann man am Trimmpot P eine Impulszeit von 20 ns bis 400 ns einstellen. Wenn Kontakt k geschlossen ist, wirkt CT1 + CT2 (11 nF) mit RT (22 Ohm) und P (500 Ohm). Dies erlaubt eine Einstellung der Impulszeit zwischen 150 ns und 4.5 µs. Zwecks feiner Abstimmung, falls erwünscht, sollte man für P ein 10- oder 20-gang-Trimmpot einsetzen, vorzugsweise ein hochwertiges CERMET-Trimmpot.

Kontakt k kann ein 1-poliger DIL-Switch sein. Dies eignet sich dann, wenn die Schaltung nicht in ein Gehäuse eingebaut wird. Sonst eignet sich ein Miniatur-Kippschalter mit möglichst kurzen Drahtverbindungen zu CT1 und CT2. Damit die kapazitive Störung beim Abstimmen der Impulszeit vernachlässigbar klein ist, muss man den Schleifer des Trimmpot mit GND verbinden, wie dies Teilbild 7.2 zeigt. Zur Bereichsumschaltung aus Distanz einet sich ein kleines Readrelais. Die elektronische Umschaltung, z.B. mittels JFET als Schalter, eignet sich nicht, weil der Drain-Source-Widerstand im eingeschalteten Zustand für diese Anwendung zu hochohmig wäre. Falls dies möglich wäre, würde man wenigstens noch eine zusätzliche negative Spannung benötigen. Ein MOSFET kommt nicht in Frage wegen zu hoher Eigenkapazität.

Messwerte: Der Quellenwiderstand des Inverterblock IC:A1-A4 liegt bei etwa 15 Ohm. Dies kann man einfach feststellen mit Hilfe einer Widerstandsdekade, angeschlossen zwischen "Test" und GND. Der Logikpegel am Ausgang hat die halbe Spannung von +Ub (+5V), wenn der Widerstandswert an der R-Dekade 15 Ohm beträgt. Die Stromaufnahme der Schaltung ist am Grössten, wenn k eingeschaltet ist (CT1+CT2), die Eingangsfrequenz maximal auf etwa 5 MHz und P auf 0 Ohm eingestellt sind. Die Ausgangsimpulszeit beträgt 150 ns. Der Strom am Eingang +Ub liegt bei 50 mA. Wenn k offen ist, beträgt Ausgangsimpulszeit, wie es sein muss, 20 ns. Der Strom ist mit etwa 25 mA halb so gross. Reduziert man die Frequenz auf 1 MHz beträgt der Strom etwa 6.5 mA. Dies zur Information eher nebenbei, speziell wichtig ist sie nicht, ausser die Schaltung arbeitet nicht richtig, dann kann die Strommessung u.U. mithelfen zu analysieren, wo der Fehler liegt.




Thomas Schaerer, 25.08.2017 ;