EXOR-Logik mit IC oder Transistoren (BJT)
Überwachung Motorrad-Lampen

 

Einleitung

Dies ist ein weiterer Elektronik-Minikurs in der Rubrik

Thematisiert ist die logische Funktion des Exklusiven Oder-Gatter, abgekürzt EXOR- oder auch nur XOR-Gatter genannt. Logik in Verbindung mit dem Begriff XOR ist in der Fachliteratur etwa 4.5 mal häufiger als die selbe Verbindung mit dem Begriff EXOR (Google-Suche). Deshalb verbleiben wir hier beim Begriff XOR. Diese Bezeichnung passt auch zum invertierenden Gegenstück XNOR. EXNOR wirkt etwas seltsam...

Zunächst, ein XOR-Gatter mit nur zwei Eingängen. Ein XOR-Gatter liefert nur dann ein logisches HIGH am Ausgang, wenn nur einer der beiden Eingänge ebenfalls auf logisch HIGH liegt. Sind beide Eingänge auf LOW oder HIGH, ist der Ausgang konsequenterweise ebenfalls auf LOW. Genau das trifft auf die "normale" Oder-Funktion nicht zu. Ob nur ein oder beide Eingänge auf HIGH sind, der Ausgang liegt auf HIGH. Im weiteren Text wird für den logischen Pegel von HIGH und LOW auf das Wort logisch verzichtet, ausser bei wenigen Ausnahmen.

Während es bei den ICs mit AND-, NAND-, OR- und NOR-Gatter solche gibt mit mehreren Eingängen, gibt es dies bei den XOR- und XNOR-Gatter nicht. Der Grund liegt darin begründet, dass ein XOR-Gatter nicht genau das tut, was man gerne erwartet und dies bei schon nur drei Eingängen. Ein XOR-Gatter mit drei Eingängen kann man leicht erzeugen durch die Kaskade von zwei XOR-Gattern mit je zwei Eingängen. Dazu betrachten wir die folgende Wahrheitstabelle mit einer XOR-Schaltung mit drei Eingängen. Als XOR-Schaltung und nicht als XOR-Gatter bezeichnet, weil es eben eine Schaltung ist, die aus mehr als einem Gatter bestehen muss.

Von einem XOR-Gatter erwartet man, dass der Ausgang immer dann auf HIGH liegt, wenn nur ein Eingang ebenfalls auf HIGH liegt. Das stimmt wenn Eingang A, B oder C einzeln auf HIGH liegen. Liegen zwei Eingänge auf HIGH, liegt der Ausgang, wie es sein muss, auf LOW. Dies erwartet man ebenfalls, wenn alle drei Eingänge auf HIGH sind. Fehlanzeige! Der Ausgang liegt auf HIGH und nicht auf LOW.

Dies zeigt, dass eine 3-Eingang-XOR-Schaltung mit einer einfachen Kaskade mittels zwei XOR-Gattern mit je zwei Eingängen nicht vollständig funktioniert. Genau das wird auch in der Fachliteratur beschrieben. Darum ist diese XOR-Schaltung mit drei Eingängen nur dann zulässig, wenn die Schaltung davor, den verbotenen Zustand nicht erzeugt. In unserem Beispiel, mit der Überwachung von Motorradlampen, trifft dies zu, wie wir noch in Bild 2 sehen werden. Soviel schon jetzt: Es kann nur ein Blinker zur gleichen Zeit blinken, entweder der linke oder der rechte. Eine komplexere Form von XOR-Schaltungen, welche diesen Mangel nicht aufweisen mit noch mehr Eingängen, ist nicht Gegenstand dieses Elektronik-Minikurses. Mehr zum Thema XOR mit mehr als zwei Eingängen findet man in Google z.B. mit dem Eintrag "xor mit drei Eingängen".

Motivation: Warum beschäftigen wir uns hier mit der logischen XOR-Funktion? Auslöser war ein Motorradfahrer, der mich fragte, wie man das Problem lösen kann, mit einer einzigen LED den linken und rechten Blinker und das Abblendlicht seines Motorrades zu überwachen. Daraus resultierte die praktische Lösung mit einer XOR-Schaltung. Allerdings nicht mit ICs. Es ist eine XOR-Schaltung mit einzelnen bipolaren Transistoren (BJTs). Mehr dazu liest man hier im Kapitel "Diskrete XOR-Schaltung mit BJTs" mit Bild 3.



Was ist die Aufgabe der Schaltung?

Teilbild 1.1 zeigt das Logikdiagramm der beiden Eingänge des Abblendlichtes (ABL-Input) und Blinker (BL-Input) und den Ausgang LED-Output. BL-Input wird durch ein Signal dargestellt, obwohl der linke und der rechte Blinker zu verstehen ist. Da aber nur einer der beiden gleichzeitig aktiv sein kann, genügt ein Signal.

Dabei fällt auf, wenn beide Eingangspegel auf LOW (L) oder HIGH (H) sind, ist der Ausgangspegel zur LED auf LOW (L). Man beobachte die beiden senkrecht punktierten Linien mit den Markierungen X und Y. Nur dann wenn ein Eingang auf HIGH ist, dann ist auch der Ausgang zur LED auf HIGH. Damit ist der Wunsch des Motorradfahrers erfüllt: Die LED leuchtet konstant wenn das Abblendlicht eingeschaltet ist und die LED blinkt, wenn das Abblendlicht ein- oder ausgeschaltet ist, wenn der Blinker aktiv ist. Das ist die typische Exklusiv-Oder-Verknüpfung. Der einzige Unterschied beim Blinken der LED ist der:
Ist das Abblendlicht ausgeschaltet, blinkt die LED im Gleichtakt mit der Blinklampe. Ist das Abblendlicht eingeschaltet, blinkt die LED im Gegentakt mit der Blinklampe. Man kann es auch als invertiert bezeichnen. Da man nicht gleichzeitig Blinklampe und blinkende LED betrachtet, dürfte das kaum stören.

Integrierte Schaltungsvariante: Teilbild 1.2 zeigt ein typisches Vierfach-NAND-Gatter mit je zwei Eingängen. Der 74HC00 ist die Highspeed-CMOS-Version (HCMOS) und der CD4011B die CMOS-Version, geeignet für eine höhere Betriebsspannung bis 15 VDC. CMOS-ICs kämen hier zur Anwendung, wenn es eine integrierte Lösung sein soll. Man könnte ebenso ein einzelnes XOR-Gatter mit zwei Eingängen verwenden, allerdings macht dies wenig Sinn, wenn wegen Nichtgebrauchs drei EXOR-Gatter im IC übrig bleiben und das IC selbst gleich viel Platz auf dem Print benötigt. Allerdisngs werden wir im nächsten Kapitel erkennen, dass zwei XOR-Gatter eingesetzt werden. In der HCMOS-Familie gibt es den 74HC86 und in der CMOS-Familie den CD4030B und den CD4070B, angedeutet in Teilbild 1.3. Teilbild 1.4 zeigt die XOR-Wahrheitstabelle. Weiter unten im Text folgen die Links zu den Datenblättern dieser beiden ICs.

Steuerbarer Inverter: Eine XOR-Schaltung kann man auch noch unter einem ganz andern Aspekt betrachten, nämlich als logisch steuerbarer Inverter, dargestellt in Teilbild 1.5. Liegt der Kontrolleingang C auf LOW (Schalter S geschlossen), arbeitet das XOR-Gatter nichtinvertierend. Der logische Pegel am Eingang E erscheint nichtinvertiert am Ausgang A. Liegt der Kontrolleingang C auf HIGH (Schalter S offen), arbeitet das XOR-Gatter invertierend. Der logische Pegel am Eingang E erscheint invertiert am Ausgang A. R dient als Pullup-Widerstand.

Diskrete Schaltungsvariante (BJT): Diese Schaltung verzichtet auf eine integrierte Schaltung. Die XOR-Funktion wird mit vier üblichen NPN-Transistoren realisiert, die auch direkt die LED steuern. Eine Spannungsstabilisierung entfällt.

Der Blinkgeber: In den beiden Varianten sieht man zwei Blinkgeber BLG. Jeder einzelne steuert je eine Blinklampe BLL (L=links) und BLR (R=rechts). Diese kleine Skizze hat nur einen symbolischen Charakter, weil in Wirklichkeit gibt es nur einen Blinkgeber für beide Blinklampen. Dies ist aber komplizierter darzustellen, deshalb diese Vereinfachung. Sie erfüllt exakt den selben Zweck.



Integrierte XOR-Gatter im Einsatz

Der Akku und seine Betriebspannung: +Ub ist die Akkuspannung. Es ist, wie üblich bei heutigen Motorrädern, ein 12V-Bleiakkus im Einsatz. Dabei gilt, dass die geladene Akkuzelle eine Spannung von 2.3 VDC und eine entladene 1.9 VDC aufweist. Die Akkuspannung variiert mit ihren 6 Zellen also zwischen 13.8 VDC und 11.4 VDC. Damit ist die Spannung am Akku im Betrieb eines Motorrades oder auch Auto noch nicht ganz erklärt. Es gibt Störspannungen aus verschiedenen Ursachen, die bei der Dimensionierung einer elektronischen Schaltung eine wichtige Rolle spielen.

Der Akku und seine Überpannung: Um zu erfahren, wie hoch Überspannungen am Akku im Auto- oder Motorradbetrieb sein können, ist es das Einfachste, man liest, wie dies seriös getestet wird. Die Application-Note von SGS-Thomson Microelectronics empfiehlt sich:
PROTECTION STANDARDS APPLICABLE TO AUTOMOBILES
Um einen ersten Eindruck zu bekommenn, betrachte man die Figures 3 bis 9 und liest den zugehörigen Text. Der Startvorgang mit dem enormen Akkuspannungseinbruch in Figure 6 muss uns hier jedoch nicht interessieren, weil dies keinen Einfluss auf den Betriebszustand unserer Schaltung hat. Sie muss während des Startvorganges auch noch nicht funktionieren. Eine andere Schaltung mit z.B. einem 7805-Spannungsregler, arbeitet während mehr als 110 ms (siehe t1+t2) nicht korrekt und das könnte, je nach Art der Schaltung, böse Folgen haben.

Die positiven und negativen Überspannungsimpulse haben in der Darstellung gemeinsam, dass T die gesamte Impulsdauer bedeutet. Nehmen wir z.B. Figure 4, so beträgt die Impulsdauer T = 2 ms. Tr mit 1 µs ist der Flankenanstieg. Diese hat viel mit transienten Störrisiken zu tun, die hier jedoch keine Rolle spielt. Was die Impulsbreite T, die mittlere Impulsbreite T' (rot eingetragen) bei etwa dem halben Überspannungswert und die Periode t1 betrifft, da geht es um die thermische Belastung betroffener Bauteile. Obwohl die Spannungskurve nicht gerade linear erfolgt, genügt eine grobe Schätzung, dass T' = T/2 = 1 ms etwa der halben Impulsspannung von 50 V entspricht. Die Periode ist t1 = 500 ms (maximum 5 s). Wir haben es also mit einem minimalen Tastgrad von T'/t1 = 1 ms / 500 ms zu tun. Aus der mittleren Impulsspannung von 50 V bildet sich ein Gesamtmittelwert von gerade noch 0.1 V. Das ist etwa die Spannung die an einer ohmschen Last thermisch wirksam wird, wenn die Temperaturträgheit des Bauteils gross genug ist. Das bedeutet, dass dieses Bauteile während etwa 1ms keine signifikante Temperaturzunahme erfahren darf. Weil 1 ms sehr kurz ist, dürfte dies bei einem kleinen Widerstand noch kein Problem sein. Ein 1/4W-Widerstand mit 10 k-Ohm verkraftet gerade noch dauerhaft eine Spannung 50 V. Wenn nur 1ms bei einem grossen Tastgrad, der fast einem Einzelimpuls gleichkommt, kann man davon ausgehen, dass während diesen 1 ms etwa das Vierfache von 1 W zulässig ist. Davon kann man ausgehen, wenn ein solches Ereignis nur selten auftritt. Ob bei hohen Stromspitzenwerten vielleicht mikrofeine Defekte in der Widerstandsschicht auftreten, kann ich nicht beurteilen, wenn man es übertreibt. Es eignen dafür evtl. besser Metallfilm- statt Kohlenschichtwiderstände.

Anders sieht es aus, wenn ein solcher Kleinwiderstand mit 0.25 W während 100 ms oder sogar 300 ms belastet wird, wie dies Figure 7 zeigt. Da geht es um ein Einzelimpulsereignis. Die durchschnittliche Erwärmung stellt sich bei einem kleinen Widerstand, während diesen Zehntelsekunden ein. Die etwa halbe Impulsspannung von 40 V bei der etwa halben Impulsdauer von 150 ms wirkt sich auf einen z.B. 1/4W-Widerstand deutlich aus. Ein solcher 1/4W-Widerstand sollte deshalb nicht wesentlich niedriger als 6.4 k-Ohm sein.

Welche Schutzmassnahmen bei der hier dargebotenen Schaltungen eingesetzt werden, siehe in den folgenden Themen. Es folgt die Schaltung mit der integrierten XOR-Version:

Betriebsspannung: Die digitalen CD40xxx- und funktionsidentischen MC14xxx-IC-Familien in CMOS-Technologie erlauben eine maximale Betriebsspannung von 15 VDC. Die Worstcase-Spannung (Absolute Maximum Ratings) beträgt 18 VDC. Dazu kommt noch etwas, das man kaum in einem Datenblatt liest: die Lebensdauer im oberen Bereich der Betriebsspannung reduziert sich drastisch. Aus dieser Tatsache empfiehlt sich 12 VDC nicht zu überschreiten. Man sollte, wenn möglich, mit der Betriebsspannung auch nicht untertreiben, weil die Empfindlichkeit auf Störtransienten steigt mit abnehmender Betriebsspannung steil an. Das ist auch ein Grund weshalb CMOS-Schaltkreise deutlich weniger störsensibel sind als die alten TTL-Schaltkreise. Zum Einsatz kommt ein CMOS-IC mit vier XOR-Gatter mit je zwei Eingängen. Es ist der CD4070B oder CD4030B.

Spannungsstabilisierung: Mit einer sehr einfachen Spannungsstabiliserung mittels Widerstand R5 und Zenerdiode Z2 wird eine Betriebsspannung +Ubz (z für Zenerdiode Z2) von knapp 7 VDC erzeugt. Es fragt sich, warum 7 VDC und nicht 10 VDC (Datenblatt-Kondition). Wenn Ubz = 10 VDC, beträgt die Spannungsdifferenz über R5 zwischen Akku-Vollladung und Akku-Entladung zwischen 3.8 VDC und 1.7 VDC. Das ist ein Faktor von 2.2. Wenn Ubz = 7 VDC, beträgt die Spannungsdifferenz über R5 zwischen Akku-Vollladung und Akku-Entladung zwischen 6.8 VDC und 4.7 VDC. Das ist ein Faktor von nur 1.4. Damit hat man die bessere Reserve in Richtung Akku-Tiefentladung und der Zenerstrom ändert sich deutlich weniger. +Ubz mit 7 VDC ist dadurch stabiler. Die dafür etwas schlechtere transiente Störimmunität spielt hier keine Rolle, da kein sequentieller Schaltkreis (Flipflop, Counter, Register, etc.) im Einsatz ist.

Überspannungsschutz: +Ubz für die CMOS-Schaltung und die LED mit T1 werden mit der unidirektionalen Transient Voltage Suppressor Diode (TVS-Diode) Z1 mit einer Zenerspannung von 22 V geschützt. Zum Einsatz kommt P6KE22A von Multicomp. P6KE22A ist leicht erhältlich bei Farnell (April-2016). Die weiteren Details liest man im Kapitel "Diskrete XOR-Schaltung mit BJTs" im Abschnitt "Schutzmassnahmen".

Figure 9 ist des negative Gegenstück mit der selben negativen Impulsspannung und einer mittleren Impulsdauer von etwa 50 ms. Dies interessiert aber nicht, weil die Kleinleistungsdiode D3 die negativen Impulsspannungen sperrt. So auch die Impulsspannung mit -300 V gemäss Figure 8 aus der weiter oben genannten Test-Applicationnote. Z1 mit P6KE22A hat eine Reverse-Recovery-Time von 2 µS. Die Flankenzeit in Figure 3 und 4 betragen 1 µs. Figure 4 ist unkritisch, weil die Impulsspannung positiv ist und deshalb die Stromrichtung durch R3 unverändert bleibt. Kritisch ist Figure 3, weil die Impulsspannung negativ ist und deshalb die Stromrichtung umkehrt und deshalb die Reverse-Recovery-Time von 2 µS von Z1 herausfordert. Dies hätte zur Folge, dass D3 während der ersten Mikrosekunde die Impulsspannung von -100 V nicht sperrt und deshalb etwa die halbe Impulsspannung von -50 V erscheint. IC:A ist davon nicht gefährdet, weil bevor Z2 rückwärts als Diode leitet, R1 mit C1 und C2 derart kurze Spannungsimpulse genügend dämpft. Vor allem C2 ist wirksam bei steilen Flanken, weil C2 ein Keramik-Kondensator (Kerko) ist mit praktisch keiner parasitären Induktivität. Der Schaltkreis LED und T1 ist durch die R6*C4-Zeitkonstante von 50 µs ausreichend geschützt.

BLL, BLR und ABL: Die drei gleichen RD-Netzwerke dienen dem Zweck die drei HIHG-Pegels (Akkuspannung +Ub) für die XOR-Gatter-Eingänge auf den Wert der IC-Betriebsspannung zu begrenzen. Die Akkuspannung +Ub variiert zwischen 13.8 VDC und 11.4 VDC im Normalfall. Extremwerte können höher (Überladung) und niedriger (Tiefentladung) sein. Gleichgültig wie hoch +Ub ist, sie ist stets grösser als +Ubz. Mit einem Spannungsteiler die Akkuspannung +Ub reduzieren, bringt nichts. Die HIGH-Pegelspannung muss sich automatisch an die Ubz-Spannung anpassen und dies funktioniert am Einfachsten, wenn eine zu hohe positive Eingangsspannung mit einem Strom über R1 und D1 nach Z2 abgeleitet wird. Eine negative Spannung wird über R1 und D2 mit einem negativen Strom nach GND abgleitet. R1 ist mit 100 k-Ohm so gross, dass selbst eine Überspannung von 300 V nur einen Strom von 3 mA bewirkt. Wichtig ist, dass für R3 ein Widerstand zum Einsatz kommt, der geeignet ist für mehr als 300 V, gemäss Figure 8 der Test-Applicationnote. Das selbe gilt auch für R3, der einzig dem Zweck dient, dass der LOW-Pegel garantiert ist, wenn die Lampe defekt (durchgebrannt) und ausgeschaltet ist am Schalter ABLS bzw. BLS. Wegen den Überspannungsimpulsen sind die R3-Widerstände absichtlich mit 100 k-Ohm hochohmig gewählt, damit man dafür nicht extra eine TVS-Dioden-Schutzschaltung benötigt. Man muss dafür achten, dass die Schaltkontakte sauber und frei sind von Feuchtigkeit, weil sonst bei defekter Lampe der LOW-Pegel nicht sichergestellt wird, wenn wegen feuchtem Schmutz zwischen den Kontakten es zur Stromleitung kommt. Dann wirkt der Schmutzwiderstand mit R3 als Spannungsteiler. Bei intakter Lampe geschieht dies nicht, weil der Glühfaden der Halogenbirne sehr niederohmig ist. Ist die Sauberkeit schwierig einzuhalten, müssen die R3-Widerstände reduziert und deren Leistungen erhöht werden. Dazu konsultiere man die Test-Applicationnote mit Figure 8.

Die Verlustleistung von R1 und R3 bei -300 V (Figure 8) beträgt 0.9 W. Dies jedoch nur während der sehr kurzen Dauer von 0.3 ms. Auf Grund der Periode von 15 s, ist die Energie so niedrig, dass man ohne Weiteres ein 100-k-Widerstand mit 0.25 W eingesetzt werden kann. Ein Blick in die Widerstands-Datenblätter zeigt allerdings, dass die zulässige Maximalspannung bei 1/4W-Widerstände bei etwa 250 bis 300 V liegt. Deshalb sollte man für R1 und R3 besser 1/2W-Widerstände einsetzen, die eine höhere Spannungsfestigkeit haben.

C3 begrenzt allfällig steile Schaltflanken auf eine Zeitkonstante von 0.1ms (R1*C3). Diese Kapazität nicht unnötig erhöhen, weil er könnte sonst während des Umschalten des Logikpegels am Ausgang des XOR-Gatter hochfrequente Schwingungen erzeugen. C3 ist ein Kerko mit 1 nF. Betreffs Nennspannung genügt natürlich ein niedriger Wert von z.B. ein 50-V-Typ, weil die Spannung an diesem Knoten beträgt knapp 8 V (Ubz + U_D1).

Der Latchup-Effekt: Der CMOS-Eingang ist solange extrem hochohmig, als die Eingangsspannung nicht die Werte von +Ubz über- und GND unterschreitet. Für die Grenzwerte sind Über- und Unterspannungswerte von in der Regel 0.5 V zulässig. Manchmal sind auch 0.3 V angegeben. Diese Werte kommen davon, dass oberhalb der Basis-Emitter-Schwellenspannung eines BJT der Strom stark zunimmt, wenn die Über- oder Unterspannung, nur noch ganz wenig zusätzlich erhöht wird. Diesen Vorgang betrifft die parasitär kreuzgekoppelten Transistoren, welche eine Thyristorfunktion bilden. Dieser parasitäre Thyristor entsteht unvermeidlich beim CMOS-Herstellungsprozess. Oberhalb eines bestimmten Basis-, bzw. Gate-Stromes, zündet dieser Thyristor und schliesst die Betriebsspannung des IC kurz mit sofortiger Erhitzung und Zerstörung. Mehr zu diesem Thema liest man im Elektronik-Minikurs Der analoge Schalter II im Kapitel "Der Latchup-Effekt". R2 verhindert diesen Latchup wirksam. Die Spannung über R2 im eingangsseitigen Über-und Unterspannungszustand beträgt bestenfalls nur etwa 0.2 bis 0.3 V und dies dividiert durch 10 k-Ohm ergibt einen Gate-Eingangsstrom von maximal 30 µA und dies reicht bei Weitem nicht für das Auslösen des Latchup-Effektes. Dazu kommt, dass diese CMOS-ICs selbst einen internen Schutz haben, wie man auf diesem Bild aus dem CD4001-NAND-Datenblatt sieht:

Ro1 zwischen Do1 und Do2 erfüllt im Prinzip die selbe Aufgabe wie R2 in Bild 2. Damit die interne Schutzschaltung die CMOS-Schaltung nicht unnötig verlangsamt, muss man annehmen, dass Ro1 relativ niederohmig ist. Will man auf Nummer Sicher gehen, und die Logikschaltung dient nur langsamen Schaltvorgängen, empfiehlt sich eine zusätzliche Eingangs-Schutzschaltung. Deshalb hat es die drei oben beschriebenen RD-Netzwerke, welche hochohmig dimensioniert sind, um die CMOS-Schaltung mit wenig Zusatzaufwand wirksam zu schützen.

Stromverbrauch der CMOS-Schaltung und BJT T1: Den Zenerstrom durch Z2 kann man grosszügig wählen. Er sollte jedoch nicht weniger als etwa 1 mA betragen, weil sonst die Spannungsstabilität schlechter wird. 5 mA ist für eine klein Zenerdiode mit niedriger Zenerspannung ein vernünftiger Wert. Die Zenerverlustleistung beträgt nur 35 mW bei etwa 7 VDC, die bei einer 0.5W-Zenerdiode keine nennenswerte Erwärmung verursacht. Zum Einsatz empfiehlt sich z.B. die Zenerdiode BZX55-V6V8. In diesem Datenblatt zeigt sich der Unterschied betreffs des dynamischen Widerstandes signifikant. Bei einem Zenerstrom von 1 mA beträgt er weniger als 150 Ohm und bei 5 mA sind es weniger als 8 Ohm. Darum die bessere Spannungsstabilität bei 5 mA in Funktion kleiner Stromänderungen.

Der Stromverbrauch einer digitalen CMOS-Logikschaltung im statischen Zustand, d.h. im Ruhezustand der logischen Pegel, ohne Strombelastung an den Ausgängen, ist praktisch Null, ausser ein extrem niedriger (parasitärer) Ruhestrom von maximal etwa 1 µA bei einer Temperatur von 25 ºC. Beim sehr kurzzeitigen Umschalten des Logikpegels am Ausgang fliesst ebenso sehr kurzzeitig ein höherer Strom. Dieser Stromimpuls liefert der Kerko C2. Kerkos haben im Vergleich zu Elkos keine nennenswerten parasitären Induktivitäten, wenn man die Anschlüsse kurz hält zum IC oder gleich SMD-Versionen einsetzt. Dieser Stromimpuls ist dafür verantwortlich, dass mit zunehmender Taktfrequenz der Betriebsstrom zunimmt. Hier spielt das keine Rolle.

In der Schaltung in Bild 2 zieht das CMOS-IC allerdings ein Strom, wenn IC:A2 am Ausgang auf HIGH ist. Der Basisstrom von etwa 0.2 mA zum Darlington T1 ist logischerweise der selbe Strom der die Betriebsspannung von Z2 an Pin 14 liefern muss. Siehe diesen Zusammenhang mit mit der punktierten Linie zwischen dem kleinen Pfeil mit I und dem kleinen Pfeil mit Ib.

Warum für T1 ein Darlington oder MOSFET?: Wenn man eine hoch effziente LED verwendet, die schon bei 5 mA genügend hell leuchtet, genügt ein einfacher NPN-Transistor für T1. Zwecks Sättigung von Uce im Schaltbetrieb, darf bei diesem niedrigen Kollektorstrom, die Stromverstärkung 20 bis maximal 30 betragen. Bei 20 ergibt dies ein Basisstrom von 0.25 mA. Das kann der HIGH-Pegel am CMOS-Ausgang problemlos liefern. Bei einem Kollektorstrom von 20 mA, empfiehlt es sich diese Stromverstärkung auf 10 limitieren. Dies auch im Hinblick auf kalte Witterung beim Aussenbetrieb (Motorrad). Dies verlangt ein Basisstrom von 2 mA und das überfordert den CMOS-Ausgang bei einer Betriebsspannung von 7 VDC. Durch den Einsatz des Darlington BC517 kann man eine Stromverstärkung von 100 (auch 500 wenn es nhötig wäre) problemlos zulassen. Da muss der CMOS-Ausgang auch nur 0.2 mA liefern. Alternativ dazu kann man für T1 den Kleinleistungs-MOSFET BS170 einsetzen, der spannungsgesteuert ist. R4 könnte man weglassen. Es empfiehlt sich allerdings ein Widerstand mit mindestens 100 Ohm oder besser 1 k-Ohm, weil dieser vermeidet Oszillationen wärend der Ein- und Ausschaltflanke des T1-Drainstromes. Dazu muss R4 in der Nähe von T1 verlötet werden. Man kann auch, weil ein langsamer Schaltvorgang, auch den 27k-Widerstand einsetzen.

Ergänzungen zum XOR-Gatter: Die beiden XOR-Gatter IC:A3 und IC:A4 werden nicht benötigt. Es ist wichtig, dass die Eingänge entweder mit GND oder mit +Ubz (+7V) verbunden sind. Offene CMOS-Eingänge sind derart extrem hochohmig, dass die Eingangsspannung sich nach dem momentan wirksamen örtlichen E-Feld orientiert. Dies bringt die Ausgangsstufe des Gatters in einen undefinierten Zustand, der dazu führen kann, dass solche Gatter erheblichen Strom von der Speisung ziehen. Diese Regel gilt für jeden Schaltungsdesign mit CMOS-Schaltungen!

IC:A1 muss nicht zwingend ein XOR-Gatter sein, weil durch den BLS-Umschalter (linker oder rechter Blinker) immer nur ein Eingang des Gatter (IC:A1) auf HIGH sein kann. Da es jedoch für die Funktion des IC:A2 die XOR-Funktion braucht und ein Quad-IC stets vier gleiche Gatter enthält, ist IC:A1 eben auch ein XOR-Gatter. Für den Einsatz eignen sich CD4030B oder CD4070B.



Diskrete XOR-Schaltung mit BJTs

Wie funktioniert's?: Teilbild 3.1 zeigt es. Die beiden Blinksignale BLL und BLR sind mit D1 und D2 logisch OR-verknüpft zu BL. BL und ABL (Abblendlicht) werden mit der diskreten XOR-Schaltung verknüpft, die zur Hauptsache aus den vier Transistoren (BJT) T1 bis T4 besteht. Der Ausgang dieser XOR-Schaltung ist dann logisch HIGH, wenn die LED leuchtet, also entweder ein Kollektorstrom von T2 oder T3 fliesst. Dies ist dann gegeben wenn BL oder ABL auf HIGH liegt. Nur dann leuchtet die LED.

Ist BL und ABL auf LOW, ist die Sache einfach, an T2 oder T3 fliesst kein Basis- und somit auch kein Kollektorstrom. Die LED bleibt dunkel (LOW). Wenn BL und ABL auf HIGH sind, dann fliesst von BL über R5 in T4 ein Basisstrom. Der resultierende T4-Kollektorstrom zieht die Basis von T3 auf GND. HIGH an ABL hat keine Wirkung auf die Basis von T3. Der T3-Kollektor bleibt stromlos. Das selbe gilt für T2. Der HIGH-Pegel an ABL erzeugt über R4 in T1 ein Basisstrom. Der resultierende T1-Kollektorstrom zieht die Basis von T2 auf GND. HIGH an BL hat keine Wirkung auf die Basis von T2. Der T2-Kollektor bleibt ebenfalls stromlos. Die LED leuchtet nicht. Damit ist die XOR-Funktion erfüllt.

Die Basis-Vorwiderstände R3 und R6 von T2 und T3 betragen 6.8 k-OHm. Damit liegt der T2-, bzw T3-Basisstrom mit 12 VDC (+Ub) bei etwa 1.5 mA. Bei einem LED-Strom von etwa 20 mA, ergibt dies eine Stromverstärkung von 14. Das ist ein zulässiger Wert für die Kollektor-Emitter-Sättigung von T2 oder T3 auch bei relativ niedrigen Temperaturen. Für T1 und T4 reicht ein Basisstrom von weniger als 100 µA. Der T1- oder T4-Verstärkungsfaktor beträgt ein Faktor 15. R4 und R5 sind dann 100 k-OHm. Wir verzichten jedoch, wenn es geht, auf hohe R-Werte und wählen 22 k-Ohm.

Jetzt noch die Widerstände R2 und R8. In Bild 2 haben wir an dieser Stelle R3-Werte mit 100 k-Ohm. Dies, damit der Widerstand den -300V-Impulstest sicher aushält, weil dort hat man auf Sperrdioden (1N4007) verzichtet. Allerdings mit dem deutlichen Hinweis, dass die Schaltkontakte unbedingt trocken und schmutzfrei gehalten werden müssen. Hier in dieser diskreten Schaltung habe ich für R2 und R8 ebenfalls 6.8 k-Ohm vorgesehen. Wegen D1, D2 und D4 gibt es nur positive Überspannungsimpulse. Kritisch ist eigentlich der Testimpuls Figure 7 mit einer mittleren Impulsspannung von 40 V und einer Impulsdauer von etwa 150 ms. Die Verlustleistung während dieser kurzen Dauer beträgt 0.24 W. Es eignen sich also 1/4W-Widerstände. Die andern positiven Testimpulse haben deutlich kürzere Impulszeiten mit hohem Tastgrad, die keine nennenswerte Erwärmung verursachen.

XOR-Logik-Diagramme: Teilbilder 3.2 und 3.3 sind eine Wiederholung aus Bild 1, jedoch mit zusätzlichen Anpassungen an die Schaltung in Teilbild 3.1. Teilbild 3.2 enthält, dort wo es Blinksignale sind, Impulssymbole anstelle von Logikpegeln. So sieht man deutlicher, wenn das Abblendlicht (ABL) eingeschaltet ist, blinkt die LED invers zur Blinklampe (BLL oder BLR). Bei diesem Diagramm ist der XOR-Ausgang mit LED die mittlere Spalte und nicht die rechte, wie üblich und auch in Teilbild 1.4. Damit entspricht die Reihenfolge von BL, LED, ABL der in Teilbild 3.1. Teilbild 3.3 entspricht dem Teilbild 1.1. Es zeigt das XOR-Logikdiagramm im Zeitbereich mit den möglichen Schaltzuständen von Abblendlicht und Blinker.

Schutzmassnahmen: Dafür zuständig sind, neben der bereits bekannten TVS-Diode, die vier Kleinleistungs-Dioden 1N4007 (D1 bis D4). Dass diese einen Strom von 1 A ertragen, hat hier keine Bedeutung, wohl aber, dass sie eine Sperrspannung 1000 V beträgt. In dieser jetzt bereits bekannten Test-Applicationnote gibt es den Test in Figur 8 mit einer Impulsspannung von -300 V. Da könnte man zur Sperrung dieser Spannung gerade so gut 1N4004 mit 400 V oder 1N4005 mit 600 V einsetzen. Das funktioniert auch, aber der Preisunterschied ist so klein, dass man ebenso 1N4007 mit etwas mehr Sicherheit einsetzen kann. Das selbe empfehle ich auch stets, wenn man mit Einzeldioden im 230-VAC-Bereich eine Gleichrichterschaltung realisieren will.

Dioden von diesem Typ haben eine nicht besonders niedrige Reverse-Recovery-Time (2 µs) wie Kleinsignaldioden des Typs 1N914 oder 1N4148 mit 4 bis 8 ns. Deshalb befinden sich zwischen den Basen und Emitter (GND) von T1 bis T4 genau solche Kleinsignaldioden. Diese verhindern wirksam eine negativ hohe Basisspannung im µs-Bereich, die u.U. schädlich sein kann. Dazu die Datenblattinfos zur Diodenserie 1N400x und zur Kleinsignaldiode 1N914, identisch mit 1N4148.

Jetzt noch der LED-Schutz. Auch hier hat es mit D3 eine 1N4007-Diode, damit nur die positiven Testimpulse mit weniger hohen Spannungen wirken können. Kritisch ist ebenfalls der Testimpuls Figure 7 mit einer mittleren Impulsspannung von 40 V und einer Impulsdauer von etwa 150 ms. Beim Auftreten dieser Impulsspannung begrenzt Z1 die Spannung auf 22 V. Diese Z1-Spannung minus der LED-Spannung von knapp 2 V, geteilt durch R1, ergibt einen LED-Stromimpuls von etwa 43 mA. Das ist völlig unproblematisch. Der mittlere Stromfluss durch R7 zu Z1 während 150 ms beträgt etwa 260 mA. Dies ergibt einen Leistungsimpuls an R7 von 4.7 W während diesen 150 ms. Ein 2-Watt-Widerstand reicht dafür aus. An der ZVS-Diode Z1 entsteht während der selben Impulsdauer eine etwa gleich grosse Leistung von 5.7W. Das Diagramm "Peak-Pulse-Power-Rating Curve" im Datenblatt des P6KE22A zeigt bei 10 ms (Einzelimpuls) eine maximale Leistung 280 W. Die Kurve nach unten endet bei 10 ms. Nimmt man das Mass des Leistungsquotienten zwischen 10 µs und 150 µs (6 kW / 1.5 kW) und extrapoliert dies in den Bereich zwischen 10 ms und 150 ms wäre noch eine Impulsleitung von 70 W zulässig. Dazu kommt noch, dass dies sich auf eine Chiptemperatur von von 25 ºC bezieht. Das stimmt allerdings nicht, weil bei dieser doch relativ langen Impulsdauer von 150 ms der Chip sich erwärmt. Daher ist eine lineare Extrapolation unrealistisch. Da aber das Verhältnis vom linear extrapolierten Wert von 70 W zur wirklichen Leistung von 5.7 W ziemlich gross ist, darf man davon ausgehen, dass die ZVS-Diode Z1 diesen Leistungsimpuls erträgt. Getestet habe ich dies nicht!



Selbstgebaute Elektronik in Mopeds, Motorräder oder Autos

Das Gesetz! Ich weiss nicht was hier von Gesetzes wegen erlaubt ist und was nicht. Da wird es je nach Nation auch Unterschiede geben. Ich kann mir vorstellen, dass eine solche zusätzliche LED-Anzeige erlaubt ist, wobei es auch da noch sicherheitsbedingte Auflagen geben könnte. Vielleicht eine zusätzliche Feinsicherung für +Ub. Ganz sicher ist es, dass man an einer Zündanlage keine Veränderungen vornehmen darf, als gekaufte und speziell geprüfte Elektronik einzubauen. Um sicher zu sein, sollte man vor dem Start der Realisierung sich erst zur Gesetzeslage genau informieren.

Andere Anwendungen: Für die Schaltungen in den Bildern 2 und 3 gibt es vielleicht noch andere Anwendungsmöglichkeiten, wobei dann sehr wahrscheinlich auf die massiven Schutzmassnahmen vor Überspannungen verzichtet werden kann. Eine diskrete XOR-Logikschaltung mit Transistoren (Bild 3) dürfte immer dann interessant sein, wenn fast nur diese Logikfunktion bei höheren Betriebsspannungen zum Einsatz kommt. Z.B. bei einer sehr gebräuchlichen 24-VDC-Anlage. Sobald eine aufwändigere Logik mit weiteren digitalen und evtl. auch analogen Schaltkreisen und einer XOR-Funktion zum Einsatz kommen, dann lohnt sich die integrierte Gesamtlösung mit einer passenden Spannungsregelung.



Thomas Schaerer, 16.04.2016