LM317 runter bis Null Volt und
frei definierbare Strombegrenzung

 

Einleitung: LM317 und L200 im Fokus.

Will man eine einfache stabile Spannungsquelle mit einstellbarer Ausgangsspannung und einem maximalen Strom von 1.5 A, vorausgesetzt der Spannungsabfall über dem Spannungsregler ist nicht zu gross, eignet sich der traditionsreiche und sehr bekannte LM317 von National Semiconductor Corporation (NSC). Will man einen wesentlich höheren maximalen Ausgangsstrom, dann ist das leicht möglich mit einem zusätzlichen Leistungstransistor, wie dies die Application-Note "5A Constant Voltage/Constant Current Regulator" auf Seite 18 im Datenblatt des LM317 zeigt. Allerdings mit einem gravierenden Nachteil: Den automatisch geregelten sicheren Arbeitsbereich für den IC-internen Leistungstransistor gibt es für den externen Transistor nur dann, wenn für ihn ebenfalls eine externe elektronische Lösung realisiert wird. Da dies allerdings, u.a. wegen der notwendigen thermischen Kopplung zwischen dem Leistungstransistor und dem Temperatursensor, relativ aufwändig ist, ist es meist einfacher ein verhältnismässig grosser Kühlkörper vorzusehen und dafür sorgen, dass die SOA-Grenzwerte des verwendeten Leistungstransistors sicher eingehalten werden.

Eine Foldbackstrombegrenzung macht wenig Sinn, wenn die Ausgangsspannung in einem grossen Bereich einstellbar sein soll. Weil dies hätte zur Folge, dass bei niedrigen Ausgangsspannngen nur ein Teil des maximalen Stroms zur Verfügung stehen würde. Für Netzteile mit fixer oder nur geringfügig justierbarer Ausgangsspannung, eignet sich die Foldbackstrombegrenzung hervorragend, um die Grösse des Kühlkörpers klein zu halten.

Kommen wir zurück zum LM317 und vergleichen ihn ein wenig mit dem L200 von SGS-Thomason (ST). Beide integrierten Spannungsregler bieten die Möglichkeiten der einstellbaren Ausgangsspannung mittels eines Potmeters. Beide Spannunsgregler haben den gemeinsamen Nachteil, dass es nicht möglich ist die Ausgangsspannung auf 0 VDC hinunterzufahren. Die niedrigste Spannung ist durch die interne Referenzspannung gegeben. Die minimale einstellbare Spannung beträgt beim LM317 1.25 VDC und beim L200 sind es 2.85 VDC. Dieses Problem kann bei beiden ICs mit einer negativen Vorspannung beseitigt werden. Wie dies realisiert wird, wird hier am LM317 erklärt. Der L200 liefert ohne externen zusätzlichen Transistor ein Maximalstrom von 2 A und der LM317 1.5 A. Kommt man nahe an diese 1.5 A, empfiehlt es sich sogleich besser den L200 einzusetzen. Von NSC gibt es als stärkere Alternativen zum LM317 den LM150 für maximal 3 A und den LM338 für 5 A. Zwei weiterer Vorteile des L200 sind eine wesentlich höhere maximale Eingangsspannung und die einfache Möglichkeit einer frei wählbaren Strombegrenzung ohne zusätzliche Elektronik. Für weitere Vergleiche beziehe man sich auf die entsprechenden Datenblätter.

Im Vergleich der genannten Spannungsregler-ICs ist der LM317 der populärste. Ob privat oder in der Firma, meist hat man den LM317 vorrätig in der Schublade. Oft werden kleine Netzgeräte/teile mit fixen oder einstellbaren Spannungen und kleinen maximalen Strömen von weniger als 1 A benötigt. Mit wenig zusätzlichem Aufwand ist es möglich die Strombegrenzung selbst zu realisieren und zu definieren. Und wenn man sich auch noch eine zusätzliche negative Spannung mit wenig Aufwand leistet, hat man sogleich auch noch eine einstellbare Ausgangsspannung bis hinunter auf 0 VDC. Auch davon berichtet dieser Elektronik-Minikurs.



Der LM317 wird universell!

Ein paar Infos zu allen folgenden Bildern: Es gibt Bauteile welche mit grösserer Schrift gekennzeichnet sind als andere Bauteile. Diese grössere Schrift steht in engerem Zusammenhang mit dem erklärenden Text. Bauteile mit kleiner Schrift, sind ebenso wichtig für die Funktion der Schaltung, jedoch wird im Text gar nicht oder eher am Rande darauf eingegangen. Bild 6 ist die ausführliche Schaltung zum Blockschaltbild in Bild 5. Die Bauteilnummerierung in Bild 6 ist weitgehend der in Bild 5 angepasst, damit der Übergang des Verstehens des Blockschaltbildes zur definitiven Schaltung leichter ist. Ab Bild ist die grössere Schrift für die Bauteilbezeichnung normal klein gesetzt.
Beispiel: R1 in Bild 5 und R1 ab Bild 6.

Bild 1 zeigt die typische und einfachste Grundschaltung zum LM317. R ist im Datenblatt mit 240 Ohm definiert. 220 Ohm oder 270 Ohm, aus der üblichen 5%-Widerstandsreihe, gehen natürlich auch. Warum dieser Widerstandswert von Bedeutung ist und wie man mit den LM317 richtig beschaltet, ist hier näher beschrieben. Bild 1 will nur zeigen, wie es mit der Strombegrenzung aussieht, wenn man am Ausgang Ua mit der Strombelastung Ia sukzessive hochfährt. Dies ist mit einem lastfähigen Potmeter RL symbolisch dargestellt. Mit P wird die erwünschte stabile Ausgangsspannung Ua eingestellt. Danach fährt man mit dem Strom Ia hoch bis der Spannung/Strom-Knick erreicht ist. Noch mehr Strom Ia zu versuchen und die Spannung Ua fällt, wobei sich der Strom konstant hält. Der Spannungsregler wird in diesem Zustand zum Stromregler, wobei der absolute Wert keineswegs in engen Toleranzen eingehalten wird, wie dies das LM317-Datenblatt deutlich zeigt. Man beachte die Angaben unter Current Limit. Bei einer Dropoutspannung (Spannung zwischen Ein- und Ausgang des LM317) von weniger als 15 VDC, kann der Überlast- bzw. Kurzschlussstrom bis 3.4 A betragen. Dieser Strom reduziert sich allerdings, wenn der Chip des LM317 eine gewisse Temperatur erreicht, damit dessen interner Leistungstransistor im sicheren Arbeitsbereich (Safe Oparating Area = SOA) arbeitet. Trotzdem, bei guter Kühlung, könnte im Überlast- oder Kurzschlussfall der begrenzte Maximalstrom zu hoch sein und dieser könnte den Netztrafo massiv überlasten, wenn dieser nicht für diese Worstcase-Situation dimensioniert ist. Es liegt also die Überlegung nahe, mit einer kleinen Zusatzschaltung dafür zu sorgen, dass die Strombegrenzung in engeren Grenzen besser dimensioniert ist. Dies vor allem dann, wenn der LM317 in einem experimentellen Netzteil/gerät zum Einsatz kommt. Und damit kommen wir zu Bild 2.

Teilbild 2.1 zeigt die Prinzipschaltung und Teilbild 2.2 das zugehörige Spannung/Strom-Diagramm. Mit der Schaltung ILIMIT (Strombegrenzung) wird ein maximaler Ausgangsstrom Ia definiert, der niedriger sein muss als der Begrenzungsstrom der durch die LM317-interne Schaltung erzeugt wird. Wird durch RL der Strom Ia soweit erhöht, dass ILIMIT aktiv wird, fliesst ein kleiner Strom zur Basis des NPN-Transistor T. Dadurch kommt es zum Kollektorstrom von T und dieser zieht über ADJ (Adjust) am LM317 die Spannung Ua soweit herunter, bis der Begrenzungsstrom, gesteuert durch ILIMIT, beinahe unterschritten wird. Auf diese Weise entsteht ein Regelvorgang der zum Begrenzungsstrom IaLIM1 führt. Allerdings benötigt es die Kapazität C damit in diesem Regelzustand die Schaltung nicht oszilliert. Diesen Kondensator benötigt es aber sowieso, weil er dient gemäss LM317-Datenblatt einer niedrigeren Rippelspannung an Ua.

Allerdings funktioniert diese Strombegrenzung nur bis zu einer minimalen Ausgangsspannung Ua die knapp grösser ist als die LM317-interne Referenzspannung UREF von 1.25 VDC. In der Praxis, also in einer einsatzbereiten Schaltung, liegt diese mininale Spannung leicht höher. Unterhalb dieser Spannung, d.h. wenn diese Reduktion durch eine weitere Reduktion des Lastwiderstandes RL erfolgt, steigt der Begrenzungsstrom auf den Wert IaLIM2, der durch die LM317-interne Strombegrenzung bestimmt wird. Für diesen "Notfall" muss ILIMIT dimensioniert werden! Also ist das alles keine brauchbare Idee, wenn es bei dieser Lösung bleibt. Nein, wenn man noch etwas dazu tut, das die Schaltung noch universeller macht. Dies kommt in Bild 3 zum Ausdruck.

Vorher soll aber noch erklärt werden, wie es dazu kommt, dass unterhalb der Referenzspannung UREF am Ausgang Ua ILIMIT nicht mehr wirksam ist. Dazu muss man sich nur überlegen was passiert, wenn Schalter S von b nach a umgeschaltet wird. Dieser Schalter dient nur dem (Gedanken-)Experiment. Man benötigt ihn selbstverständlich nicht. In Stellung a fliesst über R1 ständig ein Basisstrom in den Transistor T. Dieser Basisstrom muss so gross sein, dass T im gesättigten Zustand ist und so die Kollektor-Emitter-Spannung von T bei etwa 0.1 VDC liegt. Dies erzeugt an Ua eine Spannung, die um diese 0.1 VDC höher liegt als UREF. Das ist für den LM317 eine völlig legale, allerdings kleinst mögliche regelbare Aussangsspannung. Diese kann mit keiner äusseren Massnahme weiter reduziert werden, sofern man mit nur einer eingangsseitigen Spannungsquelle arbeitet. Darum muss die LM317-interne Strombegrenzung automatisch eingreifen, wenn eine äussere Last diese minimale Ausgangsspannung weiter, als die UREF erlaubt, hinunterdrückt, wie z.B. mit einem Kurzschluss zwischen Ua und GND.

Es gibt eine relativ einfache Lösung für dieses Problem und man schägt dazu gleich zwei Fliegen mit einer Klappe. Man muss die Knotenpunkte des Emitter des Transistors T, des Kondensators C und des Potmeters P an eine negative Spannung -Ux schalten, die etwas grösser sein muss, als die Referenzspannung UREF. -Ux muss eine ähnlich hohe Stabiltät aufweisen wie UREF und das bedeutet, dass man dafür eine sogenannte Bandgap-Referenz-Diode einsetzt, wie Bild 8 mit REF illustriert. Die Ausgangsspannung Ua ist um den Betrag von -Ux niedriger. Dies muss man bei der Dimensionierung berücksichtigen, damit Ua richtig berechnet wird. Siehe die mit -Ux erweiterte Formel oben in Bild 3.

Wenn man in dieser erweiterten Schaltung den testweise eingesetzten Schalter S auf a umschaltet, liegt Ua auf 0 VDC oder Ua ist leicht negativ, je nachdem wie gross -Ux ist. Das garantiert bei Kurzschluss von Ua nach GND, dass noch immer die zusätzliche Strombegrenzung ILIMIT im Einsatz ist, wie dies das Diagramm in Teilbild 3.2 mit der dicken Spannung/Strom-Linie IaLIM1 illustriert. Die punktierte Spannung/Strom-Linie IaLIM2 wird nicht aktiv. Das ist so, weil die Ausgangsspannung, gemessen zwischen Ua und -Ux die Spannung von UREF nicht unterschreitet.

In Teilbild 4.1 ist die Schaltung von Teibild 3.1 mit kleinen Einschränkungen wiederholt. Der Umschalter S ist entfernt und auch der Lastwiderstand am Ausgang. Teilbild 4.2 zeigt eine kleine Erweiterung von Teilbild 4.1 mit erneut einem Schalter S, jedoch nur einem Ein-Aus-Schalter und keinem Umschalter. Damit wird eine kleine nützliche Erweiterung der Schaltung vorgestellt. Ist S in Stellung ON, ist die Spannungsregelung in Betrieb, in Stellung OFF liegt Ua auf 0 VDC oder Ua ist leicht negativ. Ursache dazu ist der Strom durch R3 in die Basis von T. T geht in Sättigung und zieht den Eingang ADJ konstant auf beinahe -Ux.

Diese Abschaltung in Teilbild 4.2 hat jedoch den Nachteil, dass sich Ua nur langsam reduziert, wenn an Ua die Stromlast niedrig ist oder sogar ganz fehlt und erst recht, wenn ausser C und C2 in der Nachfolgeschaltung ein Elko im Bereich von meheren 100 µF im Einsatz ist. Dann erfolgt die Entladung durch R2 und T etwas langsam und dazu kommt, dass R2 dadurch leicht überlastet werden kann, weil in diesem Augenblick gerade viel Spannung und somit Verlustleistung über R2 liegt.

Die Erweiterung in Bild 5 löst dieses Problem auf einfache Weise mit einem weiteren Transistor T2. Wenn Schalter S auf ON steht, ist der Kontakt offen. Durch R1 fliesst kein Strom, wenn ILIMIT, da gerade nicht strombegrenzend im Einsatz, inaktiv ist. Die Basen von T1 und T2 werden durch R5 auf die Spannung von -Ux gesetzt. Die Basis-Emitterspannung von T1 beträgt 0 VDC und die von T2 liegt auf -Ux. Beide Transistoren sind offen. Es können keine Kollektorströme fliessen. Im Falle der Strombegrenzung liefert ILIMIT durch R1 ein T1-Basisstrom. Der daraus resultierende Kollektorstrom erzeugt, wie bereits beschrieben, die strombegrenzende Wirkung am Anschluss Ua.

Wird Schalter S auf OFF gestellt, fliesst von Ue über R3 ein Basisstrom in T1. Der daraus resultierende Kollektorstrom zieht die Spannung an ADJ auf -Ux und Ua geht auf 0 VDC zurück. Ua wird negativ, wenn -Ux grösser ist als UREF. Falls nötig oder erwünscht, kann man diese negative Spannung an Ua mit einer Diode D auf etwa -0.7 VDC limitieren. Wird -Ux nicht unnötig hoch dimensioniert ist Diode D allerdings nicht zwingend nötig, wie wir noch sehen werden.

T2 und R6 erzeugen eine rasche Entladung einer an Ua angeschlossenen grossen Kapazität Cx. Das aber setzt voraus, dass R6 relativ niederohmig ist, damit die Zeitkonstante von R6 mit der externen Kapazität, zu Gunsten einer raschen Entladung, sehr niedrig ist.

ILIMIT, die Strombegrenzungsschaltung, besteht aus der einfachen und wohlbekannten Schaltung aus Transistor (T1) und Shuntwiderstand (R7). Siehe in der ELKO-Grundlage Spannungsstabilisierung mit Strombegrenzung das rotmarkierte Teil. Wenn der Strom durch R7 den Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 erreicht hat, beginnt über R8 in die Basis von T1 ein Strom zu fliessen, der einen T1-Kollektorstrom zur Folge hat und dieser erzeugt über R5 eine Spannung. Wegen des Verstärkungseffektes von T1 steigt die Spannung über R5 relativ steil an, wenn der Begrenzungsstrom erreicht ist. Dadurch fliesst über R1 ein T2-Basisstrom und in der Folge fliesst von ADJ ein Strom in den T2-Kollektor in Richtung GND. Dieser senkt, bei Belastung an Ua (Reduktion des Lastwiderstandes), die Spannung Ua derart, so dass der Begrenzungsstrom konstant bleibt. Keine Foldback-Charakteristik.

Wie bereits in Bild 5 vereinfacht dargestellt und erklärt, hat auch diese Schaltung in Bild 6 die Möglichkeit im Betriebszustand die Ausgangspannung Ua mittels einpoligem Schalter S ein- und auszuschalten. Im Zustand OFF von S ist Ua leicht negativ. Dies wird durch -Ux verursacht, weil -Ux mit -2.5 VDC grösser ist als die Referenzspannung UREF des LM317 von 1.25 VDC plus die Spannung über R9 von etwa 0.2 VDC puls die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung von T2 von etwa 0.1 VDC. Dadurch resultiert eine minimale -Ux-Spannung von 1.6 VDC. Damit die Stromkurve IaLIM1 in Teilbild 3.2 sicher bis auf Ua = 0 VDC stabil bleibt, sollte man für für -Ux einen Wert von mindestens -2 VDC wählen.

Damit Ua so stabil arbeitet, wie es die interne Referenzspannung UREF des LM317 erlaubt, muss auch -Ux die selbe Stabilität aufweisen. Und das erreicht man am besten mit einer sogenannten Bandgap-Referenzdiode. Da gibt es Fabrikate mit einer Spannung von 1.25 VDC und 2.5 VDC. Eine solche mit 2.5 VDC kommt hier zum Einsatz (Bild 7). Man könnte -Ux auch einstellbar mit einer kleinen Regelschaltung mit dem LM337LZ realisieren. Aber dieser zusätzliche Aufwand bringt keinen wirklichen Nutzen. Bei Ux = -2.5 VDC beträgt die minimale Ua-Spannung etwa -0.9 VDC. Mit Hilfe der Diode D am Ausgang reduziert und stabilisiert sich diese Spannung auf etwa -0.7 VDC. Diese kleine inverse Spannung ist für den Elko C2 und einem zusätzlichen Elko in der an Ua angeschlossenen Testschaltung, durchaus zulässig, weil die Elkos eh eine Nennspannung von typisch 25 VDC haben sollten. Tantal-Elkos eignen sich hier nicht! Wenn man anstelle einer Silizium- eine Schottky-Diode einsetzt, reduziert sich diese Spannung auf etwa -0.4 VDC.

Welcher Strom für -Ux: Im Normalbetrieb, also unterhalb der durch ILIMIT definierten Strombegrenzung, gibt es nur eine Strombelastung an -Ux. Es ist der Strom, der von Ua durch R2 und P nach -Ux fliesst. Dieser Strom beträgt konstant 5.7 mA. Er wird aus UREF dividiert durch R2 erzeugt. T1 und T2 sperren in diesem Betriebszustand. Im Zustand der Strombegrenzung fliesst der selbe Strom von 5.7 mA von Ua über R2, R9 und über die Kollektor-Emitter-Strecke von T2 nach -Ux. Dazu kommt der T2-Basisstrom von T1 über R1. Dieser Strom ist mit etwa 0.3 mA vernachlässigbar, weil dieser um den Stromverstärkungsfaktor von etwa 20 (Sättigung) von T2 kleiner ist als die genannten 5.7 mA. Wenn wegen der Strombegrenzung Ua im Bereich von 0 VDC liegt, dann liegen über R1 etwa 3 VDC und über R5 knapp 4 VDC. Und dies bedeutet, dass 0.4 mA durch R5 fliesst. An -Ux fliesst somit ein totaler Strom von etwa 6 mA.

Wenn die Strombegrenzung bei einer höheren Spannung an Ua wirkt, ist die Kollektor-Emitterspannung an T2 und somit auch die T2-Stromverstärkung grösser. Der T2-Basisstrom ist niedriger als die eben erwähnten 0.3 mA und somit ist auch die Spannung über R1 niedriger als 3 VDC und über R5 liegt ebenfalls eine niedrigere Spannung als 4 VDC. Auch in diesem Fall wird ein totaler Strom an -Ux von 6 mA nicht überschritten. Bei diesen Überlegungen ist der Strom über Potmeter P nach -Ux nicht berücksichtigt. Tatsächlich ist es so, dass der konstante Strom, gegeben durch UREF und R2, sich aufteilt auf den Weg durch R9 und T2 und über P nach -Ux.

Wenn Schalter S auf OFF gestellt ist, fliesst über R3 ein Strom von etwa 1 mA (Ue = 20 VDC) in die Basis von T2. Damit ist dieser Strom und die T2-Stromverstärkung gross genug, dass beim Ausschaltvorgang mit Schalter S C und C2 möglichst schnell entladen werden. Die Entladung von C erfolgt über R9 und T2 nach -Ux. C2 über R2, R9 und T2 nach -Ux. Der Kollektorstrom von T2 beträgt 5.7 mA und der T2-Emitterstrom 6.7 mA. Über R1 und R2 liegt jetzt die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2. Der Strom der dadurch nach -Ux fliesst ist bedeutungslos. Dies ergibt ein maximalen Strom an -Ux von 7 mA. R9 braucht es, damit der Entladespitzenstrom von C durch T2 im Augenblick des Ausschaltens mit S begrenzt ist.

Besseres Aus-Schalten: Bild 7 unterscheidet sich von Bild 6 nur durch die Erweiterung mit Transistor T3. Mit T3 und R6 ist es möglich, dass die Ausgangsspannung Ua noch wesentlich schneller ausgeschaltet werden kann. Dies wirkt sich vor allem dann sehr vorteilhaft aus, wenn die an Ua angeschlossene Testschaltung am Eingang einen Elko mit einer relativ hohen Kapazität enthält. Bei 1000 µF beträgt die Entladezeitkonstante mit R6 von 10 Ohm nur 10 ms. Nach 5 Zeitkonstanten, also 50 ms, kann man Ua praktisch als 0 VDC betrachten. Der sehr kurzzeitige Spitzenstrom bei der Entladung beträgt bei Ua = 12 VDC 1.2 A. Dies entspricht einer Spitzenleistung von knapp 15 W. Wegen der sehr kurzen Entladungsdauer und der üblicherweise niedrigen Ein-Aus-Schaltfrequenz (sehr grosses Tastverhältnis) ist ein kleiner drahtgewickelter Widerstand (deshalb das 'D' beim R6) von 1 W mehr als ausreichend. T3 (TO220-Gehüse) muss nicht gekühlt werden. Ein T3-Basisstrom, begrenzt durch R4, von etwa 15 bis 20 mA reicht für diesen Entladevorgang aus. Information dazu liefert das BD239-Datenblatt in Figure 2. Selbstverständlich kann man anstelle des BD239 auch einen geeigneten Leistungs-MOSFET einsetzen, dessen Vorteil es ist, dass kein Steuerstrom fliesst und R4 entfallen kann. Es empfiehlt sich aber trotzdem R4 einzusetzen, um einer allfälligen Oszillationsneigung des MOSFET entgegen zu wirken. Dazu sollte R4 allerdings in die Nähe des Gates gelötet werden. Es genügt allerdings ein üblicher 1/4-Watt-Widerstand. Vorsicht! Die Gate-Source-Spannung darf in der Regel 20 V nicht übersteigen. Es empfiehlt sich deshalb R4 durch einen Spannungsteiler mit je zwei Widerständen von 10 k-Ohm zu ersetzen. Siehe in Bild 7 "Alternative mit MOSFET".

Wir betrachten noch kurz die Situation der gegenseitigen Basis-Beeinflussung von T2 und T3. Wenn T2 leitet, weil die Strombegrenzung ILIMIT im Einsatz ist, liegt die Basis von T2 um 0.7 VDC über -Ux. Der Emitter von T3 liegt auf GND-Potenzial. Die Basis von T3 liegt ebenfalls um 0.7 VDC über -Ux. T3 bleibt, wie es sein soll, offen, weil seine Basis-Emitter-Spannung mit etwa -1.8 VDC negativ vorgespannt ist. Dies kommt zustande, weil die Spannung zwischen der Basis von T2 und GND über R3 und R4 zur Basis von T3 übertragen wird. Dieser Weg ist frei, weil der Schalter S auf ON steht und der Kontakt deshalb offen ist. Ist Schalter S auf OFF gestellt (Kontakt ist eingeschaltet!), fliessen in T2 und T3 Basisströme. Dabei liegt die Basis von T2 auf 0.7 VDC über -Ux, also auf etwa -1.8 VDC, und die Basis von T3 liegt auf 0.7 VDC.

Würde man für -Ux eine Spannung von mehr als etwa -5 VDC wählen, könnte von GND über die Emitter-Basis-Schwellenspannung von 5 bis 7 V von T3 ein Strom über R4 und R3 und über die Basis von T2 nach -Ux fliessen. Dies würde die Stabilität der Ausgangsspannung Ua wirksam stören. Diesem Problem könnte man abhelfen, wenn man in Serie zur Basis von T3 eine Kleinsignaldiode einbauen würde, wie dies Dx illustriert. Allerdings macht eine negative Spannung an -Ux von mehr als -2.5 VDC eh keinen Sinn.

LM317 und die Verlustleistung: Wie gross ist die maximale Verlustleistung des LM317? Sie tritt ein bei Kurzschluss zwischen Ua und GND. Allerdings ist diese Verlustleistung bei niedriger Spannung an Ua und bei maximalem Strom nicht nennenswert niedriger. Daher fixieren wir uns auf die Kurzschluss-Situation. Der Begrenzungsstrom beträgt 0.55 A und an Ue beträgt die effektive DC-Spannung 18.3 VDC (siehe auch Bild 8). Davon subtrahieren wir die Spannung über R7 von 0.7 VDC. Es bleiben noch 17.6 VDC. Kalkulieren wir jedoch noch eine 230-VAC-Netzüberspannung von 10%, beträgt die effektive DC-Spannung zwischen Ein- und Ausgang des LM317 19.4 VDC. Diese Spannung, multipliziert mit dem Begrenzungsstrom von 0.55 A, ergibt eine Verlustleistung von 11 W. Diese Leistung muss thermisch mit einem Kühlkörper abgeführt werden. Worauf es dabei ankommt, liest man hier im Kapitel "Grundlegendes zur Kühlung von T1". Es geht dabei darum, dass man den Inhalt dort, auf die Verlustleistung in dieser Anwendung hier überträgt.

Bild 8 zeigt eine Schaltung mit Trafo TR, Brückengleichrichter BG und Ladeelko C3 zur Speisung des Netzteiles in Bild 7 am Anschluss Ue. Es empfiehlt sich Bild7 durch Anklicken extra auf dem Monitor zu darzustellen, weil Bild 7 hier auch mit Bild 8 in Verbindung erläutert wird. Die Schaltung in Bild 8 dient als Dimensionierungsbeispiel. Das macht eine Redimensierung für andere maximalen Ausgangsspannungen und Ausgangsströme am Ausgang Ua von Bild 7 besonders einfach: Man passt alle Bauteile anderen Leistungs-, Spannungs und Stombedürfnissen an.

Aktuelles Beispiel: Wir stellen die Forderung, dass das Netzteil in Bild 7 an Ua eine Ausgangsspannung von 0 bis 12 VDC und einen maximalen Strom von 500 mA liefern soll. Das bedeutet, dass der Einsatz der Strombgrenzung knapp oberhalb des Limit von 500 mA einsetzen soll. Wie definieren diesen Strom auf 550 mA. Gemäss Formel in Bild 7 gibt dies für R7 ein Wert von 1.2 Ohm. Die Verlustleistung an R7 beträgt 0.36 W. Die Wahl fällt auf einen 0.5W- oder 0.6W-Widerstand. Selbstverständlich könnte man diese Strombegrenzung variabel realisieren, in dem man in Serie zu R7 ein (Trimm-)Potmeter schaltet. R7 definiert den maximalen und der maximale Widerstand des (Trimm-)Potmeter plus R7 den minimalen Begrenzungsstrom.

Bei einem maximalen DC-Strom von 550 mA stellt, sich als Nächstes die Frage, welche Forderungen an den Netztrafo zu stellen sind. Durch die Spannungsglättung mit C3 hat Ue die Tendenz die AC-Peak-Spannung anzunehmen, natürlich abzüglich die doppelte Diodenfluss-Spannung der gerade leitenden Dioden des Gleichrichters BG. Dies bedeutet, dass an der Trafo-Sekundärwicklung ein Strom auftritt der maximal um den Faktor Spitzenwert/Effektivwert grösser ist als der Begrenzungsstrom von 550 mA. Das stimmt natürlich und muss so sein, weil die Leistung die der Trafo sekundär liefert, gleich gross sein muss, wie die Leistung die an Ue bezogen wird. Und trotzdem stimmt diese Überlegung nicht, was damit zu tun hat, dass der Trafo TR keine Sinusspannung an die BG-C3-Schaltung liefert, um C3 nachzuladen, innerhalb einer jeden Sinushalbwelle. Es genügt also nicht, dass der AC-Strom etwa um den Faktor 1.4 mal grösser gewählt wird. Die Wahl sollte auf mindestens 1.7 oder noch besser 2 fallen.

Dies und alles andere zur Berechnung eines Netztrafo hier zu erläutern ist zu aufwändig. Zur Berechnung eines Trafos konsultiere man das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk. Es gibt ein ausführliches Kapitel mit dem Titel "Stromversorgung", wo die Eigenschaften von Netztrafos bis hin zur vollständigen Dimensionierung einer Gleichter/Glättungs-Schaltung mit einem Beispiel beschrieben ist. Ich kenne diesen Beitrag aus der neunten Ausgabe. Ich kann natürlich nicht garantieren, dass dieser in jeder weiteren Ausgabe fortgesetzt worden ist und wird. Ich möchte u.a. in diesem Zusammenhang auch auf den Elektronik-Minikurs Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes verweisen.

Im soeben genannten Elektronik-Minikurs gibt es eine sehr ähnliche Gleichrichterschaltung in Bild 4 wie hier in Bild 8. Dort wird eine zusätzliche doppelte DC-Spannung mit zwei zusätzlichen Dioden und Elkos realisiert. Die selbe Schaltung kommt hier zur Anwendung, jedoch mit umgekeht gepolten Dioden. Damit wird zusätzlich eine negative DC-Spannung erzeugt, die gleich gross wie die positive ist. Zuständig dafür sind D1, C1, D2 und C2. Mit R1 und REF wird die hochstabile Spannung -Ux mit -2.5 VDC erzeugt, die in Bild 7 benötigt wird. Der maximale Strom an -Ux beträgt 7 mA. Der maximal zulässige Strom von REF beträgt 20 mA. Wir sorgen dafür, dass REF bei einem Strom von -Ux von 7 mA noch einen Strom von etwa 5 mA aufnimmt, damit genug Reserve für einen evtl. höheren Strom an -Ux bleibt. Dafür sorgt R1 mit 1.2 k-Ohm. Damit REF stabil arbeitet, genügt ein Strom durch REF von weniger als 0.1 mA!

Die Wahl des Trafo: Die maximale Ausgangsspannung Ua (Bild 7) beträgt 12 VDC. Der minimale Spannungsabfall zwischen Ein- und Ausgang des LM317-Spannungsreglers beträgt 2.5 VDC. Man bezeichnet dies auch die Dropoutspannung. Für stabile 12 VDC an Ua benötigt man am Eingang des LM317 minimal 14.5 VDC. Es gibt allerdings noch die zusätzliche Dropoutspannung zwischen dem Ein- und Ausgang von ILIMIT, der Strombegrenzungsschaltung. Diese ergibt sich durch die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1, wenn ILIMIT aktiv ist. Unterhalb von diesem Limit ist die Dropoutspannung über R7 entsprechend niedriger. Wir müssen aber vom Maximalwert ausgehen, und das sind 0.7 VDC. Genau genommen ist die Dropoutspannung wegen der Spannung über R8 geringfügig grösser. Allerdings ist diese Spannung vernachlässigbar niedrig. Der Kollektorstrom von T1 liegt bei Kurzschluss zwischen Ua und GND bei weniger als 1 mA. Dabei ist die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 gross genug, dass eine Stromverstärkung von 100 und mehr resultiert. Der T1-Basisstrom beträgt maximal 10 µA und das erzeugt an R8 geerade noch 10 mVDC. Diese zusätzliche Spannung fällt nicht ins Gewicht, weil einerseits die Basis-Emitter-Schwellenspannung selbst nicht so genau definiert und diese mit etwa -2 mV/K temperaturabhängig ist. Fassen wir zusammen: Die minimmale DC-Spannung an Ue beträgt 15.2 VDC.

Bevor jetzt mit Rechnen gross Hirnkoch betreiben, suchen wir zuerst, welche Trafos mit welchen Sekundärspannungen es auf dem Markt gibt, die sich eignen könnten. Man entdeckt sehr schnell, dass es Trafos gibt mit einer Sekundärspannung von 15 VAC. Wir denken, sollte eigentlich gehen. Eine kurze Kopfrechnung zeigt, dass es klappt: Wenn man 15 VAC gleichrichtet, gibt das, inklusive Subtraktion von zwei Diodenflusspannungen vom Brückengleichtichter BG, eine Spannung von 19 VDCp (p = peak). Siehe Spannungsdiagramm in Bild 8. Das ist der Spitzenwert der DC-Spannung. Wir werden für C3 eine Kapazität einsetzen, die so gross ist, dass die Spannung von 19 VDCp eine maximale Rippelspannung von 2 Vpp (pp = peak-to-peak) enthält. Das ergibt eine minimale DC-Spannung von 17 VDCp' (p' = unterer Peak). Die minimale Spannung an Ue beträgt 15.2 VDC. Das ist eine Reserve von 1.8 VDC oder anders formuliert, die Netzspannung von 230 VAC darf eine Unterspannung von 10 % haben, damit die maximale Spannung an Ua von 12 VDC bei einem Strom von 0.5 A gerade noch stabil arbeitet. Die Werte von VDCp und VDCp' sind für die Funktionserklärung und für die Dimensionierung vor allem wichtig. Die effektive DC-Spannung VDC spielt natürlich eine Rolle, wenn es um Leistung und Erwärmung geht. Da die Rippelspannung mit nur 2 Vpp in Relation zu 19 VDCp oder 17 VDCp' sehr klein ist, spielt auch hier die effektive DC-Spannung von 18.3 VDC eine untergeordnete Rolle. Man kann zur Leistungsberechnung gerade so gut 19 VDC oder gleich 20 VDC einsetzen.

Der Ladeelko C3: Für die exakte Berechnung der Kapazität von C3 muss der Innenwiderstand der Trafo-Sekundärwicklung und der Lastwiderstand bekannt sein. Wie das geht, zeigt das weiter oben genannte Kapitel "Stromversorgung" im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk. Man kann allerdings auch hier das Leben locker nehmen. Besonders dann nämlich, wenn man in einer Bastelkiste genug Elkos hat um ein wenig zu experimentieren. Da genügt die Faustregel:

   2000 µF(Lade-Elko) und 1 A(Laststrom) = 3 Vpp(Rippelspannung)

Wir benötigen einen maximalen Strom von 500 mA und wollen eine Rippelspannung von maximal 2 Vpp zulassen. Das ergibt eine Kapazität von 1500 µF. Wenn wir für C3 eine Kapazität von 2200 µF einsetzen, dann sind wir mit der Rippelspannung bestimmt richtig. Jetzt zum Lade-Elko C2. Bei dieser Art der Erzeugung einer negativen Spannung, ist es eine Halbwellen-Gleichrichtung und das bedeutet, dass die Nachladung von C2 nur einmal pro Periode der AC-Netzspannung erfolgt. Will man die gleich grosse Rippelspannung erzielen wie bei einer Vollwellengleichrichtung, muss der Lade-Elko, hier C2, bei gleichem Strom doppelt so gross sein. Allerdings ist es bei dieser "umgekehrten Spannungsvedopplung", die ähnlich nach dem Villard-Prinzip arbeitet, etwas komplizierter. Die eine Sinushalbwelle ladet C1 über D1 und die andere "verschiebt" die negative Spannung über D2 nach C2. Das vergössert die Rippelspannung zusätzlich. Wie gross soll man denn, abgeleitet von der Faustformel, C1 und C2 bestimmen? Da REF mit maximal 20 mA arbeiten kann, legen wir einen zu und definieren den Strom von -Ux auf ebenfalls maximal 20 mA.

20mA/500mA*2000µF ergibt für C1 und C2 je 80 µF. Es ist aber eine Halbwellengleichrichtung, also verdoppeln wir auf 160 µF und wählen die nächst käufliche Grösse mit 220 µF. Im Prinzip wäre die Rippelspannung gleich gross wie bei Ue. Wegen dem Vorgang der Spannungsverschiebung ist sie etwas grösser. Allerdings spielt das hier keine Rolle, weil aus einer DC-Spannung von etwa -20 VDC an C2 eine Spannung von nur -2.5 VDC erzeugt wird. Die Rippelspannung dürfte locker 10 Vpp oder mehr betragen. Für die Erzeugung von -Ux könnte man C1 und C2 auch kleiner als 100 µF wählen, wobei man dann jedoch R1 etwas nach unten korrigieren müsste. Wenn es der Platz auf dem Printlayout zulässt, tendiere ich zur Grosszügigkeit mit der Dimensionierung, was in diesem Fall mit leichterem Verständns, darüber was vor sich geht, belohnt wird. C4 dient der mittelfrequenten Rauschunterdrückung von REF. Wichtig für -Ux ist zu wissen, dass der Strom an -Ux nie grösser sein kann als der an Ue. Das ist in der Regel auch kein Problem. Zusätzlich sicher stellen, für den Fall, dass Ua (Bild 7) unbelastet ist, kann man dies mit dem Betrieb einer LED, die den Betriebszustand markiert, strombegrenzt mit R2 (Bild 8).

Wie schon angedeutet, lohnt es sich die Trafoleistung so zu wählen, dass der sekundäre AC-Strom etwa doppelt so hoch sein darf, wie der Maximalstrom an Ue. Das bedeutet 1 A. Wählen wir einen Typ mit einer Leistung von 16 VA, dann haben wir die Lösung. Da beträgt der Trafonennstrom gerade 1.06 A. Bei einer Nennleistung von 16 VA beträgt der Primärstrom 70 mA. Es eignet sich für F eine Feinsicherung von 100 mA, die mindestens eine träge (T) oder besser eine super-träge (TT) Charakteristik haben sollte.



Einige Links

Es beginnt mit einem ELKO-Elektronik-Grundlagenkurs von Patrick Schnabel und setzt sich fort mit mehreren ELKO-Elektronik-Minikursen von mir. Diese Kurse stehen teils in einem engeren und teils in einem etwas entfernteren Zusammenhang mit diesem Elektronik-Minikurs. Beim exotisch anmutenden Elektronik-Minikurs "Ein DC-Spannungsregler ist auch eine Induktivität!" kommt für die Erklärung dieses hochinteressanten Phänomens ein LM317 zum Einsatz. Danach folgt ein Link, der die Möglichkeit bietet, online Kühlkörper zur Wärmeableitung von Leistungshalbleitern zu berechnen, gefolgt von einer Wiki-Seite zum Thema "Safe Operating Area". Beides passt sogar sehr gut zu diesem Elektronik-Minikurs. Eine Anwender-LM317-WWW-Seite lockert etwas auf und zum Schluss folgen noch einige LM317-Datenblätter mit unterschiedlicher Gewichtung der Inhalte und Applikationshinweise.


Thomas Schaerer 05.05.2010 ; 03.08.2014