Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes
0.1 - 10 VDC / 3A

 


Test-Bild

Dieses Foto zeigt links die Gleichrichterschaltung mit dem Spannungsverdoppler ohne den grossen Ladelko, der mechanisch extra befestigt werden musste. Die grossen Dioden des Leistungsbrückengleichrichters haben aus thermischen Gründen einen grossen Abstand und die langen Drähte unterstützen die Kühlung, welche mit grossflächigen Lötaugen und breiten Leiterbahnen erfolgt. Es eignet sich natürlich ebenso gut ein integrierter Brückengleichrichter. Auf der rechten Seite sieht man die Leiterplatte mit der Schaltung des Spannungsreglers. Es stand beim Entwurf der Schaltung genügend Platz zur Verfügung, weshalb die Bauteile etwas "gestreut" sind. Der grüne dicke Widerstand rechts ist der Shuntwiderstand R3 in der Strombegrenzungsschaltung in Bild 1.


Einleitung

Es ist ein Netzgerät aus den 1980er-Jahren mit einstellbarer Ausgangsspannung zwischen 0.1 und 10 VDC mit einem maximalen Strom von 3 A. Die Strombegrenzung ist mittels Trimmpoti genau kalibrierbar im Bereich dieser 3 A. Was den Leistungstransistor betrifft, arbeitet dieser im Low-Dropout-Modus, wenn die Spannungsdifferenz knapp ist. Mit einem Trimmpoti kann man die maximale Ausgangsspannung definieren, die man mit dem Poti auf der Frontplatte einstellen kann. Damit lässt sich vermeiden, dass z.B. TTL- oder HCMOS-Versuchsschaltungen durch zu hohe Betriebsspannung zerstört werden. Eine LED zeigt an, wenn der maximale Strom erreicht ist und die Spannungsregelung nicht mehr korrekt arbeitet. Die aktuell (März 2018) leicht überarbeitete Schaltung erhielt eine alternative preiswertere Referenzspannungsquelle, die man bei nicht extremer Anforderung als Referenz- und Betriebsspannung für die interne Schaltung einsetzen kann. Dies macht den allfälligen Nachbau etwas preisgünstiger. Diese Quelle arbeitet nach dem Bandgap-Prinzip. Auch ohne Interesse an einem Nachbau bietet diese Schaltung einiges. Man lese dazu den Abschnitt der mit "Alternative Lösung" beginnt...

Im Jahre 1981 stand ich vor der Entscheidung einige mit Germanium-Transistoren bestückten und in den 1960er-Jahren gebauten Labornetzgeräte wegzuwerfen und diese durch neue käufliche Geräte zu ersetzen oder diese alten zu renovieren. Diese Frage drängte sich auf, als ein solches Gerät wieder einmal bei Schaltungsexperimenten zu Tode gefoltert wurde, was auch keine allzu grosse Kunst war. Ich überlegte mir damals folgendes:
"Es hat einen guten Trafo, ein stabiles Metallgehäuse mit allen nötigen Anschlüssen, ein analoges Anzeigeinstrument für die Ausgangsspannung und eine Lampe welche den Überlastzustand anzeigte. Ich habe mich damals zur Renovation entschlossen, weil ich es ganz einfach zu schade fand, all die funktionierenden Teile wegzuwerfen. Der Begriff "Entsorgung", was dies im Einzelfall auch immer heissen mag, existierte damals noch nicht. Die Renovation bestand zur Hauptsache aus einer neuen Steuerplatine, einem neuen Gleichrichterteil und einer Neubestückung der Kühlkörperprofils mit Silizium-NPN-Leistungs-Transistoren."

Ich habe mich aus folgendem Grund für das Schreiben dieses Elektronik-Minikurses entschieden: Ich bekomme immer wieder E-Mails von Lesern, die mit der Grundschaltung in Bild_4 im Elektronik-Minikurs Einfaches_Labornetzteil_mit_NPN-Komplementärdarlingtonstufe höhere Ausgangsspannungen erzeugen wollen. Diese Grundschaltung dort zeigt, wie man es mit einem Transistor vermeiden kann Opamps mit höheren Betriebsspannungen einsetzen zu müssen. Genau dieses Schaltungsprinzip kommt hier zur Anwendung. Diese Grundschaltung mit diesem Bild 4 ist im Kapitel "Welche Alternativen gibt es für höhere Spannungen" beschrieben.

WICHTIG: Damit dieser Elektronik-Minikurs nicht zu lang wird, halte ich die Beschreibung der Schaltung in Bild 1 (Kapitel "Die Schaltung") etwas knapp. Was die grundsätzliche Funktion der Spannungsregelung betrifft, ist sie identisch dem oben genannten Elektronik-Minikurs zum Thema Labornetzteil. Der wesentliche Unterschied der beiden Netzteilschaltungen: Die Schaltung hier arbeitet im Leistungsbereich mit einer von mir benannten Pseudo-Darlingtonstufe (Kollektoren nicht verbunden), in der andern Schaltung ist es eine Komplementär-Darlingtonstufe (Sziklai-Connections). Hier genügen Opamps mit niedrigen Betriebsspannungen, unabhängig von der Spannung des Leistungsteils. Dies ist in der andern Schaltung nicht der Fall, mit dem Nachteil, dass die Auswahl an Opamps geringer ist. Der Vorteil dieser beiden Schaltungen ist, man lernt beide Methoden kennen.

Es ist dabei dem Leser selbst überlassen, mit seinen Ideen die Schaltung in Bild 1 zu verändern. Auch dies hier ist ein Kurs über elektronische Schaltungstechnik und keine Bausatzvermittlung, um dies wieder einmal deutlich zu machen! Schaltung und Beschreibung dienen auch der Anregung zu eigenen Ideen, wie bei allen Elektronik-Minikursen.

Bessere Resultate: Ganz allgemein gilt, wenn man etwas renoviert, ist es sinnvoll nicht nur modernere Technik einzusetzen, um bestehende Probleme zu beseitigen. Man sollte, wenn immer möglich, auch wichtige Daten verbessern. So wurde hier eine höhere stabile Ausgangsspannung bei gleich hohem Strom, eine wesentliche Reduktion der Rauschspannung am Ausgang und einen niedrigeren statischen Ausgangswiderstand erreicht im Vergleich zur vorherigen Schaltung mit Germanium-Halbleitern.

Alternative Lösung: Man kann bei einer Revision auch eine alternative Schaltung mit hoher Integrationsdichte anstreben. Es gibt dafür integrierte lineare Spannungsregler mit hoher Leistung und so spart man Bauteile. Wirtschaftlich betrachtet, ist dies oft der richtige Weg. Hier im Elektronik-Kompendium und in meinen Elektronik-Minikursen geht es um praxisbezogenes Erlernen von elektronischer Schaltungstechnik. In diesem Minikurs richtet sich der Fokus auf das Studium betreffs der Spannungsregelung, Strombegrenzung (ist auch eine Regelung), eine veränderte angepasste Darlingtonschaltung und wie realisiert man eine einfache Überlastanzeige. Interessant und lehrreich für den Elektronik-Bastler, Elektronik-Azubi und für den werdenden Elektro-Ingenieur. Mit dem praktischen Umgang von Transistoren, Dioden, Opamps als Verstärker und Komparator, Spannungsregler und passiven Bauteilen, gewinnt man an nützlicher Erfahrung.



Die Schaltung

Erneuerungen: Mit dem Update vom März 2018 wurde das Schaltschema (Bild 1) teilweise erneuert. Die Erneuerung besteht aus der Diode D6 mit einer wichtigen Funktion und einer preiswerteren Alternative zur 10V-Spannungsrefenz AD581, die mit mehr als 30 Euro, für den Einsatz hier, viel zu teuer ist und wahrscheinlich nicht mehr all zu lange erhältlich sein wird. LM369 und LM368-10 sind längst obsolet. Es geht aber ebenso mit dem preiswerten Spannungsregler LM317L, dem kleinen Bruder des leistungsfähigeren aber hier nicht notwendigen LM317, weil diese Spannungsregler haben intern eine hochstabile Bandgap-Referenz, genau so wie der teure AD581.

Also ist es durchaus geeignet für Referenzanwendungen, bei nicht speziell hohen Stabilitätsanforderungen, den LM317L als Referenzspannungsquelle einzusetzen, wie z.B. für die vorliegende Netzteil-Schaltung in Bild 1. Dies besonders dann, wenn der LM317L nicht nennenswert belastet wird, bzw. schaltungsintern nicht aufgeheizt wird. Betrachten wir aus dem Datenblatt des LM317L dieses Diagramm. Bei einer Ausgangsspannung des LM317L von knapp 10 VDC (~9.6 VDC) entsteht bei einer Temperaturänderung von <20 ºC bis 75 ºC eine Differenz von gerade etwa 10 mV durch diese 0.1 %. Die selben 10 mV gelten für eine Ausgangsspannung an +Ub = 10 VDC. Ist die maximale Spannung mit dem Trimmpoti P2 auf +5 VDC eingestellt, beträgt die maximale Spannungsdifferenz 5 mV. Siehe dazu das rote Rechteck unten links im Diagramm!

Diese 75 ºC ist die Junction-Temperatur. Die Umgebungstemperatur, welche den LM137L beeinflusst, ist jedoch deutlich niedriger, weil der Kühlkörper des Leistungstransistors T1 diese 75 ºC gar nicht erreichen darf. Der Eigenstromverbrauch des LM317L ist hier vernachlässigbar niedrig. Der Betriebsstrom des CA3130 (OA1) und des CA3140 (OA2) beträgt gemeinsam etwa 8 mA. Runden wir auf 10 mA. Der Strom durch durch R11 beim LM317L beträgt knapp 5 mA. Die Stromsumme beträgt also knapp 15 mA. Mit R10 teilen wir die Verlustleistung auf in etwa zwei gleichen Teile. Mit R10 = 390 Ohm beträgt die Spannung über R10 etwa 6 VDC, genau soviel wie die Dropoutspannung über dem LM317L. Die Verlustleistung beträgt je etwa 90 mW. Das ist vernachlässigbar wenig.

Für höhere Präzisionsanforderungen kann der Leser selbst eine Referenzschaltung mit z.B. REF102 realisieren. Diese 10V-Referenz kostet etwa 1/6 des AD581. Man kann auch eine deutlich niedrige Referenzspannung einsetzen, dann muss man zur Betriebsspannung von OA1 und OA2 eine zusätzliche einfache stabilisierte Spannungsquelle realisieren.

Einem fleissigen und regelmässigen Leser und Schreiber im ELKO-Forum stellte im alten_Schaltschema fest, dass bei einer sehr schnellen Spannungsreduktion mit Poti P1, bei unbelastetem Ausgang +Ub, der Elko C7 seine Spannung zum Emitter von T4 zur T4-Basis und da weiter vom T4-Kollektor über T6 sich entladen kann, wenn es bei T4 zum Emitter-Basis-Durchbruch kommt. Diese Durchbruchspannung liegt in der Regel bei etwa 7 V. T6 ist im leitenden Zustand, weil der Opamp OA1 Strom in die Basis von T6 liefert, da die Spannung am nichtinvertierenden Eingang grösser ist als am invertierenden. Dieser Strom ist relativ gross, weil er nur durch die Strombegrenzung von OA1 definiert ist. Dieses Problem lässt sich leicht vermeiden mit Diode D6 (siehe aktuelles_Bild_1), weil diese Diode diesen schädlichen Rückstrom sperrt.

Wir betrachten jetzt wieder das aktuelle Bild 1. Transistor T5 hier ist identisch mit Transistor T6 im alten Schaltschema. Transistor T6 hier übernimmt die Funktion des Transistor T7 im alten Schaltschema. Diese Verschiebung kommt davon, weil es die Funktion von Transistor T5 im alten Schaltschema hier nicht mehr benötigt. Der Spannungsregler VR (LM317L) dient als Referenzspannung und zugleich als Betriebsspannung von OA1 und OA2.

Im Zustand der Spannungsregelung ist der Basisstrom von T5 extrem klein. Der T5-Kollektorstrom beträgt weniger als 10 mA. Die Stromverstärkung von T5 beträgt mindestens 100. Daher liegt der Basisstrom bei maximal 0.1 mA, was an R23 eine Spannung von etwa 0.5 V bewirkt. R23 begrenzt den T5-Basisstrom, wenn mit Poti P1 die Spannung +Ub rasch reduziert wird und die Spannungsregelung kurzzeitig nicht aktiv ist.

Pseudo-Darlington: Wären die Kollektoren der beiden Transistoren T1 und T2 miteinander verbunden, wäre es ein ganz normaler NPN-Darlington mit dem Nachteil einer minimalen T1-Kollektor-Emitter-Spannung von mindestens zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen von etwa 1.6 VDC. Diesen Nachteil wollen wir aber zu Gunsten einer besseren Ausnutzung der maximalen Ausgangsspannung +Ub, bei möglichst hohem Laststrom, beseitigen. Dazu verbinden wir die beiden Kollektoren von T1 (2N3055) und T2 (BD139) nicht und speisen den Kollektor von T2 mit einer höheren DC-Spannung. Diese höhere Spannung erzeugen wir mit der Gleichrichterschaltung (Bild 4) mit einem zusätzlichen Spannungsverdoppler. Doch davon später. Zunächst genügt es zu wissen, dass an USG (SG = Steuergleichrichter) etwa die doppelte Spannung von ULG (LG = Leistungsgleichrichter) vorliegt, jedoch mit einem T2-Kollektorstrom der etwa um den Faktor 30 (Stromverstärkung von T1) niedriger ist als der T1-Kollektorstrom.

Was bewirkt dies? Bei einer Ausgangsspannung von +Ub = +10 VDC und einem Spannungsabfall über dem Shunt-Widerstand R3 für die Strombegrenzung von etwa 0.7 VDC, beträgt die Spannung am Emitter des T1 10.7 VDC, an deren Basis sind es etwa 11.4 VDC und an der Basis von T2 12.1 VDC. Setzt man dafür eine zusätzliche Spannungsquelle, nämlich USG, ein, genügt eine Spannung ULG die nur geringfügig höher ist die Emitterspannung von T1. Damit hat man eine gewisse Annäherung zur so genannten Lowdropout-Spannungsregelung. Bei einer Kollektor-Emitter-Spannung des T1 von etwa 0.4 VDC und einem Kollektorstrom von 3 A, hat T1 (2N3055) noch eine Stromverstärkung von etwa 30, schätzbar aus diesem Diagramm, mit nur 1-, 4- und 8-Ampere-Parametern. Der blaue Pfeil zeigt wo etwa der Parameter mit 3 Ampere durchgeht. Der T1-Basisstrom von 100 mA ist mit dem Kollektorstrom von etwa 3 A und einer Kollektor-Emitter-Spannung von 0.4 VDC etwa realistisch. Da der Spannungsverdoppler (Bild 4) aber durchaus auch mehr als 100 mA liefern kann, ist die Situation optimistischer. Dies illustriert Teilbild 9.1 im Kapitel "Vergleich zwischen Alt und Neu". Mit 'alt' ist die frühere Schaltung mit Germanium-Halbleitern gemeint. T2 hat eine Stromverstärkung von gut 100. Der T2-Basisstrom beträgt maximal jedoch 2 mA, eben weil bei kleiner T1-Kollektor-Emitterspannung mehr als 100 mA für die Basis von T1 gefordert und auch möglich ist.

Kleinsignal-Transistoren: Solche Transistoren kommen auch zum Einsatz. Das sind T3 PNP (BC557C) und T4 bis T6 NPN (BC547C). Zwecks höherer Stromverstärkung im ungesättigten Bereich, empfiehlt sich den C-Typus einzusetzen. Der BC557 entspricht weitgehend dem BC560 (PNP) und der BC547 weitgehend dem BC550 (NPN) ausser, dass BC550 und BC560 weniger rauschen. BC550 und BC560 werden allerdings nicht mehr hergestellt!

Stromquelle statt Widerstand: Anstelle eines oft üblichen Widerstandes zwischen Kollektor und Basis des T2, dient eine stabile Konstantstromquelle, bestehend aus T3, Z1, R1, R2 und C6. C6 dient bloss der Unterdrückung der Schwingneigung dieser Teilschaltung. Die Z-Diode Z1 mit einer Zenerspannung von 6.8 V hat einen besonders niedrigen differenziellen Innenwiderstand. Er liegt bei wenigen Ohm. Da wirkt sich ein Rippelstrom, bedingt durch die Rippelspannung an USG, auf den Stromausgang (T3-Kollektor) nicht nennenswert aus. Nachteilig, wenn auch hier nicht relevant, ist bei dieser Konstantstromquelle, dass die beiden Temperaturkoeffizienten von Z1 und der Basis-Emitter-Schwellenspannung sich nicht kompensieren. Das Gegenteil ist sogar der Fall. Dies ist allerdings gleichgültig, weil ein langsames geringes Wegdriften des Konstantstromes spielt keine Rolle, weil dies von der Spannungsregelung korrigiert wird. Die Rippelspannungsunterdrückung ist wesentlich relevanter. Siehe weiter unten im Kapitel "Alternative Stromquellenschaltung".

Spannungsreferenz: Wie bereits weiter oben unter "Erneuerungen:" beschrieben, wurde die frühere viel zu teure 10V-Referenz AD581 durch den preiswerten Spannungsregler LM317L (VR) getauscht, der ebenfalls eine Bandgap-Referenz zur Basis hat. VR speist die beiden Opamps OA1 und OA2 und liefert die Referenzspannung für P1, das Poti zur Einstellung der Ausgangsspannung +Ub. R12 und P1 wirken als Spannungsteiler. Beide Bauteile sollten von guter (R12 = Metallfimwiderstand) und stabiler Qualität sein. Mit dem Schleifer an P1 kann man eine Spannung zwischen 0 VDC und etwas mehr als 5 VDC einstellen (+Ub = 10 VDC). P2 ist ein zusätzliches Mehrgang-Trimmpoti, das die Möglichkeit bietet, eine maximale Ausgangsspannung an +Ub präzis einzustellen, z.B. +5 VDC zum Test einer TTL- oder HCMOS-Schaltung. Damit lässt sich bei einer Übung verhindern, dass Studenten eine angeschlossene Schaltung wegen zu hoher Betriebsspannung zerstören. Diese Methode hat sich im Praktikum oft bewährt! C15 unterdrückt zusätzlich zu C11 wirksam die breitbandige Rausch- und restliche Rippelspannung von VR (LM317L). Zwecks niedrigem Leckstrom sollte man Tantalelkos für C9, C11 und C15 verwenden. Die durch P1 und P2 eingestellte Referenzspannung gelangt über den Schutzwiderstand R16 zum invertierenden Eingang von OA1.

Die Spannungsregelung: R8 und R9 teilen +Ub durch 2. Diese geteilte Spannung gelangt über den Schutzwiderstand R14 zum nichtinvertierenden Eingang des OA1. Angenommen, auf Grund einer spontanen Erhöhung des Laststromes sinkt +Ub, so reduziert sich die rückgekoppelte Teilspannung am nichtinvertierenden Eingang von OA1. Dies reduziert den Basisstrom von OA1 nach T5 und dies reduziert den T5-Kollektorstrom. Dadurch bekommt T2 mehr Basisstrom von der Konstantstromquelle mit T3. Im Endeffekt steigt der Strom am Ausgang so weit an, dass die Spannung wieder ihren vorherigen stabilen Wert hat. Dies ist der Fall wenn die Differenzspannung an den beiden OA1-Eingängen wieder (fast) 0 VDC beträgt. Bei einem Stromsprung am Ausgang von 1 A dauert dieser Regelvorgang etwa 20 µs, bei maximalen Spitzenspannungswerten von ±30 mV, wie folgendes Bild 2 illustriert:

Die Strombegrenzungsschaltung

Zurück zu Bild_1. Die Strombegrenzungsschaltung I-Limiter im Elektronik-Minikurs Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe ist die Grundlage für die fast gleiche Schaltung hier. Sie unterscheidet sich nur darin, dass diese hier mit dem Trimmpoti P3 abstimmbar ist. Der Stromshunt-Widerstand R3 ist so dimensioniert, dass bei einem Laststrom von 3 A, an R3 eine Spannung von 0.66 VDC abfällt. Dies ist etwa die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4. Wenn der Schleifer des Trimmpoti P3 am linken Anschlag ist, also Kontakt hat mit dem Emitter des T1, wird T4 bei einem Laststrom von 3 A leitend und die Strombegrenzung setzt ein. Will man allerdings, dass das Netzgerät bei einem Strom von 3 A eine saubere und stabile Spannung liefert, muss der Begrenzungsstrom etwas höher eingestellt werden. Vorzugsweise auf etwa 3.2 A. Dies geschieht mit P3. Dreht man den Schleifer von P3 nach rechts in Richtung R4, bekommt die Basis von T4 nur noch einen Teil des Spannungsabfalles von R3. Das heisst nichts anderes, dass die Strombegrenzung bei einem etwas höheren Spannungsabfall über R3 einsetzt.

Im Zustand der Strombegrenzung fliesst ein deutlich höherer T3-Kollektorstrom zum Kollektor von T4 und vom T4-Emitter in Richtung +Ub. Der maximale Strom, der dabei fliessen kann, liegt bei etwa 8 mA, falls die 2 mA in die Basis von T2 genügen um den Begrenzungstrom an der Last RL aufrecht zu erhalten. Der maximale Summenstrom ist 10 mA, bedingt durch die Konstantstromquelle mit T3.

Zwischen der Basis von T2 und dem Emitter von T1 liegt der Widerstand R6 mit einem Wert von 1.8 k-Ohm. Im aktiven Zustand der Spannungsregelung liegt über R6 eine Spannung von etwa 1.6 VDC (Basis-Emitterspannung von T2 und T1). Ohne Laststrom an +Ub ist diese Spannung nur knapp weniger. Der Zweck von R6 ist es dafür zu sorgen, dass die T2-Basis in keinem Augenblick des Regelvorgangs in einen auch nur fast potentialfreien Zustand gerät. So etwas ist sehr wichtig beim Einsatz MOSFETs. Bei bipolaren Transistoren (BJT), wie hier, ist das eher unkritisch, weil im Gegensatz zu MOSFETs sind BJTs strom- und nicht spannungsgesteuert.

Man sollte bei der Dimensionierung von R3 darauf achten, dass der Scheifer von P3 nicht zu weit nach R4 gedreht werden muss, weil dann nämlich unnötig viel Spannung über R3 abfällt, was die minimale Dropoutspannung zwischen ULG und +Ub und die Verlustleistung an R3 erhöht. Durch die Reihenschaltung von R4 und P3 parallel mit R5, kann maximal der 1.4-fache Begrenzungsstrom eingestellt werden. R5 dehnt den unteren Bereich, damit man ihn mit P3 leichter einstellen kann. R4 dient zusätzlich der Funktionssicherheit. Wenn es zum mechanischen Unterbruch des P3-Schleifers kommt, arbeitet die Strombegrenzung noch immer, jedoch mit einem deutlich niedrigen Begrenzungsstrom. Genau so soll es auch sein.

Die Berechnung von R3:

   R3 = UBE(T4) / Imax

Die Berechnung der Verlustleistung von R3:

   P R3= UBE(T4) * Imax

Alternative Methode: Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, dass es heute eine modernere, präzisere und temperaturunabhängige Methode der Strombegrenzung gibt, wobei man einen niederohmigeren Strom-Shuntwiderstand verwenden kann, was den Spannungsabfall und die Verlustleistung deutlich reduziert. Man verwendet zur Verstärkung der geringeren Spannung über dem Strom-Shuntwiderstand eine Opampschaltung dessen Opamp ein Common-Mode-Bereich bis zur positiven Betriebsspannung aufweisen muss. Das ist möglich mit gewissen Opamp, welche eine NPN-Eingangsstufe (z.B. LM741) oder P-Kanal-JFET-Eingangsstufe (z.B. TL071) haben. Ich werde dies hier allerdings nicht weiter thematisieren. Ansatzweise findet man etwas zu diesem Thema in zwei andern Elektronik-Minikursen. Siehe weiter unten in "Links die zum Inhalt passen" unter (7) und (8).


Wozu Diode D5

Wenn man in Serie zur Ausgangsspannung +Ub/GND eine weitere DC-Spannungsquelle in Serie schaltet und es gibt einen Kurzschluss über der Summenspannung beider DC-Spannungsquellen, erzeugt dies bei der stromschwächeren Spannungsquelle eine Spannungsumkehr, die die Regelschaltung leicht zerstören kann. Diode D5 vermeidet dies durch die Begrenzung dieser Umkehrspannung auf etwa 0.8 VDC. Man wählt hier eine Diode, die ebenfalls einen Strom 3 A ertragen kann. Es ist 1N5401. Dies setzt voraus, dass die in Serie geschaltete DC-Spannungsquelle nicht mehr Strom als 3 A liefern kann. Wenn es mehr ist (z.B. ein Bleiakku) muss man ausserhalb des Gerätes an den Buchsen eine besonders "kräftige" Diode parallel zu +Ub/GND schalten. Dann wäre allerdings auch noch eine Schmelzsicherung sehr ratsam!


Die "Overload-Anzeige"

Im spannungsgeregelten Zustand ist die Differenzspannung an den Eingängen des OA2 ebenso 0 VDC wie beim OA1. OA2 arbeitet als Komparator. Mit dem Trimmpoti P4 wird die IC-interne DC-Offsetspannung so eingestellt, dass der Ausgang von OA2 sicher auf den LOW-Pegel von beinahe 0 VDC geschaltet ist. Wenn durch Überlast die Strombegrenzung anspricht oder die Eingangsspannung nicht ausreicht um die Spannungsregelung aufrecht zu erhalten, sinkt die Spannung am invertierenden Eingang von OA2 und der Ausgang springt auf den HIGH-Pegel, was etwas unterhalb der Betriebsspannung von etwa 9.6 VDC liegt. Dadurch wird C17 durch R19 geladen, es fliesst ein Strom durch R20 in die Basis von T6. Dadurch fliesst ein <-Kollektorstrom und die LED "OVERLOAD" leuchtet. R19 und C17 wirken als passives Tiefpassfilter um zu verhindern, dass schon der geringste Regelvorgang durch nervöses Aufblinken der LED angezeigt wird. Die 3dB-Grenzfrequenz liegt bei etwa 1.5 Hz. Das reicht aus, weil die Schaltschwelle mit R20 und R21 von der Basis-Emitter-Schwellenspannung von 0.7 V auf etwa 3.5 V angehoben ist.



Alternative Stromquellenschaltung

In Teilbild 3.1 ist die Stromquellenschaltung von Bild 1. Welchen Vorteil die Verwendung einer Z-Diode mit der Zenerspannung von etwa 7 V hat, ist bereits weiter oben im Abschnitt "Stromquelle statt Widerstand" erklärt. Alternativ bietet sich eine LED-Transistor-Konstantstromquelle in Teilbild 3.2 an. Um etwa die gleich gute Rippelspannungsunterdrückung zu erreichen, kann man R2 in zwei gleich grosse Werte aufteilen und vom R2x/R2y-Knoten einen Elko nach USG schalten. R2x, R2y und Cy wirken als Tiefpassfilter zwecks Unterdrückung der Rippelspannung. Zur Berechnung der Grenzfrequenz müssen R2x und R2y parallelgeschaltet betrachtet werden.

Eine kleine Knobelei: Der Leser darf darüber "nachbrüten", warum wohl R2 (beide Widerstände in Serie) in Teilbild 3.2 grösser ist als in Teilbild 3.1 und warum es bei R1 genau umgekehrt ist. Viel Spass!



Die Schaltung in Bild 1 umdimensionieren

Wenn jetzt jemand auf die Idee kommt die Schaltung für höhere Ausgangsspannungen zu dimensionieren, ist das kein Problem. Man muss bloss überlegen, wo denn die höheren Spannungen auftreten um dort die richtigen Massnahmen zu treffen. Dies wären die Kollektor-Emitter-Spannungen von T1, T2, T3 und T5. Man muss die richtige Wahl treffen. Worauf es ankommt, steht einiges in Einfaches_Labornetzteil_mit_NPN-Komplementärdarlingtonstufe, - übrigens inklusive dem Phänomen des Second-Breakdown und einer Kühlkörperberechnung am vorliegenden Beispiel. All dies gilt hier ebenso! Die Kondensatoren C4, C5, C6, C7 und C16 müssen ebenfalls betreffs höherer Spannung angepasst werden.

Will man z.B. ein Netzgerät mit einer Ausgangsspannung von 30 VDC und mehr realisieren, lohnt sich bei der Gleichrichterschaltung die Spannungsverdopplung nicht mehr. Man bildet durch die Verbindung der beiden Kollektoren eine NPN-Darlingtonschaltung oder man realisiert eine komplementäre_NPN-Darlingtonschaltung.

Wenn USG, besonders dann wenn sich der Trafo im Leerlauf befindet, ziemlich hoch wird, muss man VR beachten, dass dieser keine zu hohe Eingangsspannung bekommt. Einfache Abhilfe: Eine Z-Diode von etwa 20 VDC parallel zu C8 schalten und R10 evtl. etwas erhöhen.

Um überhaupt eine höhere Spannung einstellen zu können, muss das Verhältnis von R8/R9 vergrössert werden. Die maximal einstellbare Ausgangsspannung +Ub berechnet sich mit:

   Ub = Ur * ((R8 / R9) + 1)

Der geneigte "Bastler" kann aber noch mehr Register ziehen. Ich benutzte damals die beiden Opamps CA3130 und CA3140, die noch heute bei Distrelec erhältlich sind. Es ist aber keineswegs verboten andere Opamps einzusetzen, wie z.B. ein Dual-Opamp für OA1 und OA2. Es ist allerdings dann empfehlenswert, die Regelschaltung erst im Experiment aufzubauen um die zusätzliche Frequenzgangkompensation aus C16 und R13 so zu dimensionieren, damit die Schaltung stabil arbeitet. Dazu liest man ebenfalls in Einfaches_Labornetzteil_mit_NPN-Komplementärdarlingtonstufe Ausführliches.



Trafo, Gleichrichter und Spannungsverdoppler

Wie bereits erwähnt, dieses Projekt war eine eine Renovation. Ich verwendete den Trafo der bereits existierte. Dieser hatte zwei Sekundärwicklungen. Die eine für den Leistungsteil und die andere, mit einer höheren Spannung und niedrigerem Nennstrom, für den Steuerungsteil. Auf diese zweite Wicklung wollte ich hier verzichten, damit die Netzteilschaltung auch mit einem beliebig andern Trafo "ab der Stange" verwendbar ist. Deshalb realisierte ich den Spannungsverdoppler. Welche VA-Leistung der Trafo wirklich hat, ging aus den alten Unterlagen nicht mehr hervor. Der einzig bekannte Wert ist die Sekundär-Nennspannung von 9 VAC des Trafo und die Netzspannung von damals noch 220 VAC.

Ich ging also empirisch vor und schätzte für den grossen Ladeelko einen recht üblichen Wert von 2000 µF/A, was bei einem Laststrom von 3 A eine Kapazität von 6000 µF voraussetzt. Es zeigte sich aber schnell, dass unter Last die Ausgangsspannung nicht so hoch war, wie ich gerne gehabt hätte. Die 100Hz-Rippelspannung war noch zu hoch. Diese 11 VDC ist der DC-Spannungsmittelwert. Davon muss man etwa 2/3 der Rippelspannung, den Spannungsabfall über dem Strom-Shuntwiderstand R3 (Bild 1) von 0.7 VDC oder etwas mehr (je nach Einstellung von P3), und die minimale Kollektor-Emitter-Spannung von T1 von 0.4 VDC subtrahieren. Damit ging die Rechnung noch nicht auf. Ich musste, um die Rippelspannung runter zu kriegen, C1 deutlich erhöhen und so kam es zu diesen 16000 µF.

Als nächster Schritt folgt der Spannungsverdoppler, der aus Bild 4 in Teilbild 5.1 wiedergegeben ist. Er besteht aus D1, D2, C2 und C3 in Verbindung mit einer Diode des Brückengleichrichters BG. Damit man dies leichter erkennt, betrachtet man Teilbild 5.2. Der Stromlaufplan des Spannungsverdoppler ist mit dicken Linien, der des restlichen Gleichrichters BG mit Glättungs-Elko C1, LED-Anzeige und Ausgang +ULG nur mit punktierten Linien, ausgeführt. Dies soll zeigen, dass der einzige Unterschied zur herkömmlichen Spannungsverdopplung darin besteht, dass in Bild 4 und Bild 5 die Basisleitung (GND) durch eine Diode des Brückengleichrichters BG getrennt ist. Funktionell ändert sich für die Spannungsverdopplung nichts, ausser dass dessen Ausgangspannung durch die Durchfluss-Spannung einer Diode von etwa 0.8 V reduziert ist.

Bild 6 zeigt zwei Varianten der Spannungsverdopplung als Teil der komplexen Gleichrichterschaltung, mit einer Hauptspannung ULG und einer zusätzlich höheren Steuerspannung USG. Teilbild 6.1 ist die Kopie von Teilbild 5.1, jedoch mit dem Unterschied, dass die Anordnung von ULG und USG vertauscht ist. Dadurch ist die Funktionsweise der alternativen Methode für die Spannungsverdopplung in Teilbild 6.2 optisch leichter erkennbar. Diese Schaltung ist mit der in Teilbild 6.1 funktionell gleichwertig. Da diese die höhere Ausgangspannung USG sich auf die niedrigere ULG abstützt, genügt für C3 ein Elko mit niedrigerem Spannungswert. Ein Minimalstrom am Ausgang von ULG ist ebenfalls nicht nötig, damit am Ausgang von USG Strom fliessen kann. Es ist auch nicht so, dass der Peak-to-Peak-Wert der Rippelspannung an USG grösser ist, wenn durch den Laststrom an ULG selbst auch eine Rippelspannung entsteht. Der Peak-to-Peak-Wert der Rippelspannung an USG ist alleine von diesem Strom abhängig und beträgt bei 100 mA etwa 4 Vpp. Dies scheint relativ viel, ist aber verträglich, weil die +22 VDC von +11 VDC genügend grossen Abstand hat.



Zur Sache des Trafo...

Für den Leser empfehle ich folgendes: Zur Berechnung eines Trafos konsultiere man das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von Tietze, Schenk und Gamm. Es gibt ein ausführliches Kapitel mit dem Titel Stromversorgung, wo die Eigenschaften von Netztrafos bis hin zur vollständigen Dimensionierung einer Gleichrichter/Glättungs-Schaltung mit einem Beispiel beschrieben ist. Ich kenne diesen Beitrag aus der neunten Ausgabe. Ich kann natürlich nicht garantieren, dass dieser in jeder weiteren Ausgabe fortgesetzt worden ist und wird.

Für die vorliegende Anwendung mit dem Netzgerät "0.1 - 10 VDC / 3A" empfehle ich einen Trafo mit einer Sekundärspannung von 10 VAC statt 9 VAC, damit das Resultat welches in Teilbild_9.2 zu sehen ist, bessere Werte im oberen Strombereich liefert. Das gibt's ab der Stange allerdings kaum. Es gibt aber auch kleine Ringkerntrafos für 12 VAC. Den so genannten Formfaktor sollte gut 1.7 betragen. Dadurch wählt man einen AC-Nennstrom von 5.1A ( 3A * 1.7 = 5.1A), was bei der Spannung von 12 VAC einer Wirkleistung von 60 VA entspricht. Einen passenden Trafo erhält man von diversen Elektronik-Distributoren. Vorzugsweise Ringkerntrafos, falls man an besonders niedrige Energie von magnetischem Streufeldern interessiert ist, wie z.B. beim Arbeiten mit hochsensiblen analogen Schaltungen. Dazu kommt, dass Ringkerntrafos etwa halb so schwer sind und deutlich weniger Verluste ausweisen. Da die Spannung von 12 VAC für die maximale Ausgangsspannung von 10 VDC bei 3 A genügend hoch sein wird, kann man die Kapazität des Ladeelko C1 etwas kleiner wählen. Man sollte dabei eine 230VAC-Netzunterspannung von 5 % (ländliche Gebiete 10 %) berücksichtigen. Um dies zu testen, benötigt man einen Variac mit genügender Leistung.



Erster Lesertip: Die Zweiweg-Gleichrichterschaltung mit GND-Mittelpunkt.

Wenn man einen (Ringkern-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen verwenden muss, weil man z.B. einen (Ringkern-)Trafo mit nur einer Sekundärwicklung vom Elektronik-Distributor nicht erhält, empfiehlt sich statt der Parallelschaltung der beiden Sekundärwicklungen mit Brückengleichrichtung, die Serieschaltung mit der typischen Zweiweggleichrichtung mit GND-Mittelpunkt. Man nennt diese Schaltung auch Mittelpunktschaltung.

Diese Empfehlung ist unter bestimmten Vorausetzungen richtig. Man spart sich den Spannungsabfall einer Diodenflussspannung und diese kann bei den vorliegenden Strömen leicht 1 VDC betragen. Dass der Wegfall dieser Verlustspannung dem Wohle der maximalen Ausgangsspannung des Netzteiles dienen kann, leuchtet ein. Diese Angelegenheit ist allerdings etwas komplexer. Man liest dazu in "Halbleiter-Schaltungstechnik in der neunten Ausgabe von U.Tietze und Ch. Schenk im Kapitel "Mittelpunktschaltung" folgendes:

  • Ein zusätzlicher Vorteil ergibt sich dadurch, dass der Strom jeweils nur durch eine Diode fliessen muss und nicht durch zwei wie bei der Brückenschaltung. Dadurch halbiert sich der Spannungsverlust, der durch die Durchflussspannung der Dioden verursacht wird. Andererseits verdoppelt sich der Innenwiderstand des Transformators, da jede Teilwicklung für die halbe Ausgangsleistung zu dimensionieren ist. Dadurch wird der Spannungsverlust wieder vergrössert. Welcher Effekt überwiegt, hängt vom Verhältnis der Ausgangsspannung zur Durchlassspannung der Diode ab. Bei kleinen Ausgangsspannungen ist die Mittelpunktschaltung günstiger, bei grossen Ausgangsspannungen die Brückengleichrichterschaltung.

Es empfiehlt sich im oben genannten Buch das ganze Kapitel "Stromversorgung" zu lesen. Dieses Buch gehört in das Bücherregal eines jeden Elektronikers! Ich bin im Besitze der neunten Ausgabe aus dem Jahre 1989. Da dieses Thema wenigstens bis heute (2018) zeitlos geblieben ist, ist zu hoffen, dass auch in der aktuellen Ausgabe der selbe Inhalt zur Stromversorgung thematisiert ist. Wir werden jetzt anstelle der Brücken-Gleichrichterschaltung in Bild 5 in Bild 7 die Zweiweggleichrichterschaltung mit zusätzlich einer besseren Spannungsverdopplung unter die Lupe nehmen:

Bild 7 zeigt die Serieschaltung der beiden Sekundärwicklungen. Der Mittelpunkt ist der GND. Die beiden Leistungsdioden LD1 und LD2 arbeiten je als Einweggleichrichter. Zusammengeschaltet arbeiten LD1 und LD2 als Zweiweggleichrichter, weil die Verknüpfung der beiden Halbwellen, bezüglich beider Sekundärwicklungen, eine Frequenzverdopplung bewirkt. Beide Halbwellen der Wechselspannung werden geglättet mit C1. Ohne den C1 zeigt sich mit dem Oszilloskopen genauso eine Verdopplung der gleichgerichteten Netzfrequenz wie bei der Brückengleichrichterschaltung. Die Kapazität von C1 ist mit 10'000 µF an Stelle von 16'000 µF deutlich niedriger gewählt gewählt als in Bild 4, weil die Sekundärspannung des Trafo mit 12 VAC um 1/3 höher ist und, wie bereits erwähnt, die Verlustspannung des Gleichrichters ist um etwa 1 VDC geringer, falls sich dies betreffs höherem Trafoinnenwiderstand trotzdem unter Belastung noch deutlich auswirkt.

Will man die Ausgangsspannung des Netzteiles bei möglichst hohem Strom "ausreizen", kann man C1 jederzeit erhöhen, um die Rippelspannung zu reduzieren. Die Nennspannung von C1 ist mit 25 VDC allerdings höher mit 16 VDC in Bild 4. Bei einer Sekundärnennspannung von 12 VAC und einer angenommenen Leerlaufspannung von z.B. 14 VAC, wären für C1 16 VDC zu niedrig bemessen, und dies selbst ohne Berücksichtigung einer Netzüberspannung von beispielsweise 5% (240 VAC). Eine C1-Nennspannung von 25 VDC reicht jedoch mit Sicherheit aus.

Wir kommen jetzt zur Erzeugung der notwendigen höheren Steuerspannung +USG. Im gestrichelten Rahmen sieht man den typischen Spannungsverdoppler. Man erkennt diese Teilschaltung in D1, D2, C2 und C3. Ich erinnere daran, dass der Steuerstrom minimal 0.1 A betragen kann bei Nennlast (3 A) an +ULG. Nun muss man wissen, das bei einer einfachen Spannungsverdopplung nach dem Einwegprinzip der Formfaktor etwa 4 beträgt. Damit würde der Trafo bezüglich Spitzenströme ziemlich asymmetrisch belastet, gäbe es nur einen Spannungsverdoppler. Dies kann man wirksam vermeiden, in dem man die Spannungsverdopplung mit einem zweiten Spannungsverdoppler symmetrisch aufbaut. Wie bei der Zweiweggleichrichterschaltung wird die Frequenz eines einzelnen Spannungsverdopplers verdoppelt. Dies kann sichtbar gemacht werden, wenn C3 nicht in Betrieb ist. Durch diese Frequenzverdopplung, kann für die gleich grosse Rippelspannung an C3 die Kapazität im Vergleich zu Bild 4 mit 220 µF halbiert werden. Da die einzelne Spannungsverdopplerschaltung nur noch die halbe Leistung erbringen muss, können ebenfalls die beiden C2-Elkos mit 470 µF auf die Hälfte im Vergleich zu Bild 4 reduziert werden.

Bei höheren Trafo-Sekundärspannungen, muss +USG keineswegs doppelt so hoch sein wie +ULG. Dies gilt selbstverständlich ebenso für die Schaltung in Bild 4. Für die Spannungsregelschaltung in Bild_1 genügt eine höhere DC-Spannung von etwa 9 VDC, was mit der hochwertigen Konstantstromquelle mit der 6.8V-Z-Diode zu tun hat. Mit der vorgeschlagenen Alternative in Teilbild_3.2 darf die Spannungsdifferenz zwischen +USG und +ULG niedriger sein, weil die Flussspannung einer roten LED mit etwa 1.8 V deutlich niedriger als die Z-Diode mit 6.8 V. Wenn jedoch dieser Spannungsunterschied, auf Grund einer höheren Trafo-Sekundärspannung, zu hoch wird, ist es leicht, diese, durch das Einfügen einer Kleinleistungs-Z-Diode Z zwischen den beiden verknüpften Kathoden der D2-Dioden und dem Elko C3, zu reduzieren. Selbst dann wenn für die Verlustleistung, gemessen am Steuerstrom und am Spannungsabfall über der Z-Diode, eine Leistung von z.B. 1 W genügt, empfiehlt es sich gleich eine 5-W-Z-Diode einzusetzen, damit sie auch sicher die Spitzenströme beim (Nach-)Laden von C3 übersteht.

Der Brückengleichrichter BG illustriert, dass man anstelle der einzelnen Leistungsdioden LD1 und LD2 oder einer Doppel-Leistungsdiode auch einen Brückengleichrichter für die Zweiweggleichrichterschaltung einsetzen kann. Der Minus-Anschluss bleibt einfach unberücksichtigt. Oft entscheidet der aktuelle Inhalt der eigenen Bastelschublade...



Zweiter Lesertip: Der preiswerte Trafo

Der selbe Leser schägt vor, wenn man einen Trafo mit einer Sekundärspannung von 12 VAC benötigt, einen preiswerten so genannten Halogenlampen-Trafo einzusetzen. Besonders preiswert ist es, wenn man auf Restposten stösst. Natürlich hat man bei dieser Lösung nur eine Sekundärspannung und so käme die Gleichrichter- und Spannungsverdopplerschaltung von Bild 4 zur Anwendung. Diese Halogenlampen-Trafos sollen besonders für Anfänger geeignet sein, die kaum Erfahrung mit der gefährlichen 230-VAC-Netzspannung haben, weil der Anschluss wesentlich leichter zu bewerkstelligen ist.

Betreffs Warnung im Umgang mit gefährlicher Netzspannung möchte ich auf das Kapitel "Die Verantwortung liegt beim Anwender" in Unterstützung via E-Mail und Diverses hinweisen!



Dritter Lesertip: Die besonders einfache Gleichrichter- und Spannungsverdopplerschaltung

Von einem Leser erhielt ich eine gescannte Handskizze, die dem Teilbild 8.3 entspricht und einem vor Augen führt wie leicht man an das Gewohnte fixiert sein kann, - nämlich, dass der GND stets beim Mittelpunkt der beiden Sekundärwicklungen zu sein hat.

Beginnen wir mit Teilbild 8.1 mit der typischen Zweigweggleichrichtung. Diesmal jedoch mit negativer Ausgangsspannung -ULG. Tauschen wir jetzt -ULG und GND in Teilbild 8.2, so haben wir, auf unsere Anwendung übertragen, +ULG. Für die doppelte Spannung braucht es jetzt nur noch eine zweite Zweiweggleichrichtung mit D1, D2 und C2. Dies ergibt +USG. Die vollständige Schaltung illustriert Teilbild 8.3.

Teilbild 8.4 zeigt noch eine etwas andere Perspektive, nämlich die typische Brückengleichrichterschaltung mit symmetrischem Spannungsausgang. Das heisst, dem wäre so, wenn die Bezeichnungen U+ mit GND und GND mit U- vertauscht wären. So aber haben wir U+ und mit 2U+ eine zusätzliche Ausgangsspannung mit dem doppelten Wert. Da der Strom an +ULG viel grösser ist als an +USG, ist es besser Einzeldioden einzusetzen, die für die Ströme angepasst sind. Damit wären wir wieder bei Teilbild 8.3.



Vergleich zwischen Alt und Neu

Bild 9 illustriert die Leistungsgrenze der alten und der neuen revidierten Schaltung. Man sieht die Verbesserung deutlich. In Teilbild 9.1 ist bei einer Ausgangsspannung von 10 VDC ein Strom von maximal 1.7 A möglich. Natürlich spricht dabei die Strombegrenzungsschaltung nicht an. Es ist ganz einfach so, dass die Sekundarspannung am Trafo und somit die DC-Spannungen nach der Gleichrichter/Glättungsschaltung, soweit abgesunken ist, dass die Schaltung nicht mehr regeln kann. Teilbild 9.2 zeigt, dass bei 10 VDC immerhin 2.2 A möglich sind.

Ein anderer Vergleich: In Teilbild 9.2 kann man mit 3 A bis zu einer Spannung von 9.2 VDC fahren, wobei mit der alten Schaltung bloss 8.2 VDC möglich waren.


Weitere Vergleiche

Die neue Version hat bei einem Laststrom von 2.8 A und einer DC-Spannung am Ausgang von 8 VDC mit 45 µV(rms) eine etwa dreimal geringere Rauschspannung als die alte Version. Es gilt eine Frequenzbandbreite von 100 kHz. Der statische Ausgangswiderstand reduzierte sich mit 1 m-Ohm ebenfalls um den Faktor drei.

Wichtige Anmerkung zu Bild 1:
Um einen möglichst niedrigen statischen Innenwiderstand zu erlangen, ist es absolut notwendig den Rückkopplungskreis (R8) direkt mit der Anschlussbuchse +Ub und den GND der Gleichrichterschaltung (Bild_4) direkt mit der Ausgangs-GND-Buchse des Netzgerätes zu verbinden. Man kann diese Verbindungen auch ausserhalb des Gerätes direkt bei der zu speisenden Schaltung realisieren. Wenn man es mit den Leitungslängen übertreibt, kann es mit dieser Sensor-Methode allerdings leicht zu Schwingungen kommen. Es ist oft besser und stabiler wenn man Buchsen und Stecker mit guter Qualität und dicke Speisekabellitzen einsetzt, um den statischen Quellwiderstand so niedrig wie möglich zu halten.



Links die zum Inhalt passen



Thomas Schaerer, 19.02.2003 ; 27.02.2003 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 17.03.2006 ; 21.06.2009 ; 20.03.2018