Vom Overload-Stromsensor zur
elektronischen Sicherung
Praxis: Teil II

 


Elektronische Sicherung

Das Funktionsprinzip des Stromsensor ist im Theorieteil mit Bild 6 beschrieben. Einziger Unterschied hier: Die beiden Eingänge des Operationsverstärkers IC:A, der als Komparator arbeitet, sind vertauscht. Im Normalbetrieb hat IC:A am Ausgang HIGH-Pegel, also beinahe die Spannung +Ue und bei Überlast LOW-Pegel, also beinahe GND. Die Spannung am Ausgang von IC:A kann +Ue und GND nicht erreichen, weil absichtlich kein Rail-to-Rail-Operationsverstärker zum Einsatz kommt. Dies dient dem Zweck einer möglichst hohen Produkte-Unabhängigkeit.

Stromsensor Dimensionierung: Wenn der Strom von +Ue via Rs nach +Ua den Wert von 10 A überschreitet, wird die Spannung über Rs grösser als 10 mV. Damit dieser Zustand die elektronische Sicherung auslöst und der Relaiskontakt öffnet, muss Trimmpot P1 auf 50 Ohm eingestellt sein, weil der konstante Strom von 0.2 mA erzeugt an P1 eine Spannung von exakt 10 mV (Einstellbereich 0 bis 20 mA). Der Konstantstrom von 0.2 mA bildet sich aus der konstanten LED-Spannung von etwa 1.7 V minus der Basis-Emitter-Spannung von T1 mit etwa 0.7 V dividiert durch R2. Der LED-Strom von etwa 1 mA, begrenzt durch R1, ist um das Vielfache grösser als der T1-Basisstrom. Daraus resultiert, dass der LED-Strom nicht nennenswert vom Basisstrom beeinflusst wird. Mit einem BC550C (T1) im Einsatz resultiert ein T1-Basisstrom von 3 µA. Beim Kollektorstrom von 0.2 mA ergibt dies eine Stromverstärkung von fast 700. Es muss also nicht zwingend ein BC550C sein. Man kann ebenso den BC550A oder praktisch jeden Kleinsignal-NPN-Transistor einsetzen, weil eine Stromverstärkung von etwa 100 genügt auf jeden Fall. Uce0 sollte natürlich grösser sein als +Ue. Beim BC550_oder_BC547 sind es 45 V.

Wenn die Schaltung in Betrieb gesetzt wird, ist C1 zunächst entladen und wird über R3 und R4 geladen. Im noch entladenen Zustand erzeugt C1 an Pin 1 des RS-Flipflop, bestehend aus den beiden NAND-Gattern IC:B1 und IC:B2, ein LOW-Pegel. Dadurch ist das RS-Flipflop zurückgesetzt. Die Inbetriebsetzung der Schaltung löst also einen Autoreset aus. An Pin 3 von IC:B1 liegt der HIGH-Pegel (+12V), an Pin 11 und am Gate von T2 (N-Kanal-MOSFET) ist es der LOW-Pegel. T2 sperrt und der Relaiskontakt bleibt offen. Erst die Betätigung der EIN-Taste setzt das Flipflop, sofern C1 durch R3 und R4 geladen ist. Pin 3 von IC:B1 schaltet auf LOW, Pin 11 von IC:B3 auf HIGH, der N-Kanal-MOSFET T2 schaltet das Relais ein und an +Ua steht die Betriebsspannung zur Verfügung, die praktisch den Wert der Eingangsspannung +Ue hat, weil Rs mit 11 m-Ohm (beide Widerstände parallel) extrem niederohmig ist.

Bei Überlast zwischen +Ua und GND kippt der Ausgang von IC:A von HIGH (~+Ue) auf LOW (beinahe GND), C1 wird durch R5 und D1 relativ rasch entladen, das RS-Flipflop wird zurückgesetzt, T2 wird stromlos und das Relais fällt ab.

C1 hat eine relativ grosse Lade- und eine kurze Entladezeit. Warum? Die relativ grosse Ladezeit verhindert, dass das Relais flattert, wenn bei Überlast oder Kurzschluss ständig auf die EIN-Taste gedrückt wird. Bei vorliegender Dimensionierung des C1-R3-R4-R5-D1-Netzwerkes taktet die Elektronik das Relais alle drei Sekunden und schaltet dieses während etwa 100 Millisekunden ein. Der Tastgrad ist 1/30, der Kontaktabbrand bei solcher Spielerei entsprechend gering und die überlastete oder kurzschliessende Schaltung, angeschlossen an Ua, wird geschont, falls sie nicht bereits defekt ist.

Anpassungsfähig: Anders formuliert: Wenn durch Überlast oder Kurzschluss das Relais abfällt, kann man frühestens in drei Sekunden die elektronische Sicherung mit der EIN-Taste wieder aktivieren. Damit ist die VERZÖGERUNG gemeint. Eine Überlastung oder ein Kurzschluss muss 100 Millisekunden dauern bis die elektronische Sicherung ausgelöst wird. Dies wird mit TRÄGHEIT bezeichnet. VERZÖGERUNG und TRÄGHEIT lassen sich durch Umdimensionieren von R4, R5 und C1 leicht verändern. Weil R4 ziemlich hochohmig ist, empfiehlt sich für C1 ein Tantalelko oder Keramik-Kondensator (Kerko) zu verwenden.

R8 und ZD stabilisieren die Betriebsspannung von IC:B auf 12 VDC. Eine Z-Diode genügt für diesen Zweck anstelle eines Spannungsreglers. Mit D2 schlägt man zwei Fliegen auf einen Schlag. Einerseits verhindert man mit D2, dass die Spannung an Pin 1 beim IC:B1 zu hoch werden kann. Sie wird auf etwa 12.7 V begrenzt, wenn der Ausgang von IC:A auf HIGH (~24V) liegt und deshalb ein Strom fliesst via R3 und D2 zur Z-Diode ZD. Dieser Strom Ix liegt bei knapp 1 mA. Anderseits ist damit auch gleich die Ladespannung für R4 und C1 stabilisiert und daher unabhängig von der Eingangsspannung +Ue und damit auch von der Ausgangsspannung des IC:A an Pin 6.

Wozu R7 und C2? Damit wird das RS-Flipflop künstlich gebremst. Es werden Störimpulse mit einer LOW-Pegelflanke von mindestens 100 Mikrosekunden Dauer an den RS-Flipflop-Eingängen benötigt, damit das RS-Flipflop willkürlich unerwünscht umschalten kann. Dies ist selbst dann praktisch unmöglich, wenn die Netzspannung sehr gestört ist, denn die Störung muss erst den Gleichrichter und den Ladeelko vor der Betriebsspannung +Ue passieren. Dies ist allerdings leicht möglich für sehr steilflankige Impulstransienten im 10- bis 100-Nanosekundenbereich, jedoch nicht mehr bei 10 Mikrosekunden und höher. Jedoch sehr steilflankige Impulstransienten, gelangen ungehindert durch das Netzteil zur Schaltung, weil die Ladeelkos im Netzteil für diese Transienten als parasitäre Induktivitäten agieren und nicht als Kondensatoren. Zu dieser Thematik gibt es den speziellen Elektronik-Minikurs:

Schmelzsicherung am Eingang: Auf SI kann man verzichten, wenn die Schaltung an ein 24VDC-Netzteil mit elektronischer Strombegrenzung angeschlossen wird. Erfolgt der Anschluss an den Ausgang einer Kombination aus Trafo, Gleichrichter und Lade-Elko, braucht es SI nicht, wenn der Primärkreis des Trafo mit einer Schmelzsicherung korrekt auf den AC-Primär-Nennstrom abgesichert ist. Wird die Schaltung von einem Akku betrieben, darf man auf SI auf keinen Fall verzichten, weil wenn die Schaltung aus irgendeinem Grund mit einem Dauerkurzschluss nicht mehr funktioniert, muss die Schmelzsicherung sicher reagieren und den Stromkreis unterbrechen, sonst besteht Brandgefahr!

Im vorliegenden Fall passt eine träge 16A-Sicherung. Eine träge 20A-Sicherung geht natürlich auch, weil der Akku-Kurzschlussstrom derart hoch ist, dass auch diese Sicherung den Stromkreis sofort trennt. Es ist natürlich wünschenswert, dass bei Überlast und Kurzschluss nur die elektronische Sicherung unterbricht und nicht auch noch SI am Eingang. Da kann es nötig sein, dass man R5 reduziert damit C1 sich schneller entlädt (Trägheitsfunktion). Diese Trägheit muss so niedrig sein, dass SI nicht öffnet. SI muss träger sein als die C1*R5-Zeitkonstante bewirkt.

Die Relaisschaltung: Der Relaisvorwiderstand R9 ist optional. Er wird nur dann benötigt, wenn die Spulennennspannung von der Betriebsspannung +Ue unzulässig nach unten abweicht. Diode D3 arbeitet als Freilaufdiode. Sie schützt den N-Kanal-MOSFET T2 vor einer hohen Selbstinduktionsspannung im Augenblick der Relaisabschaltung. Das vorgeschlagene Relais mit einer Spulenleistung von 0.72 W und einem maximalen Schaltstrom 16 A ist bei Distrelec als neues Produkt (Januar 2018) erhältlich. Dazu das geeignete PDF-Datenblatt.

T2 ist ein N-Kanal-MOSFET des Typs BS170. MOSFETs sind am Gate spannungs- und nicht stromgesteuert wie es bipolare Transistoren (BJTs) mit dem Basisstrom sind. Dies hat den Vorteil, dass man beliebige Lasten (hier ein oder sogar mehrere Relais) einsetzen kann, bis zu einem Drainstrom von maximal 500 mA. Der typische Drain-Source-Widerstand, im eingeschalteten Zustand, beträgt 1.5 Ohm. Die Spannung zwischen Drain und Source beträgt bei diesem Strom jedoch bereits 0.75 V. Dies muss man evtl. berücksichtigen. Um diese Drain-Source-Spannung niedrig zu halten, kann man problemlos mehrere dieser BS170 parallel schalten. Jeder dieser BS170 mit seinem eigenen Relais (oder andere Lastform), falls ein solcher Bedarf besteht. Mit dem Relais in Bild 1 beträgt der Drainstrom nur 30 mA und dies erzeugt zwischen Drain und Source eine Spannung von nur 45 mV.

R10 benötigt es grundsätzlich nicht, er sorgt jedoch dafür, dass die MOSFET-Schaltung im Augenblick der Schaltflanke nicht zum hochfrequenten Oszillieren angeregt wird. Der Widerstandswert von R10 ist unkritisch. Auch 100 Ohm oder 10 k-Ohm würde funktionieren. Wegen dem extrem hochohmigen Gate-Source-Widerstand könnte man noch einen sehr viel höheren Widerstandswert wählen. Die Schaltgeschwindigkeit kann jedoch u.a. wegen der Gate-Source-Kapazität darunter leiden. Wichtig ist allerdings, dass R10 so nahe wie möglich ans Gate des MOSFET verlötet wird. Diese Regel gilt für alle MOSFETs. Grundsätzlich gilt, eine Schaltung so niederohmig wie möglich realisieren, damit sie möglichst wenig störempfindlich ist.

Es ist natürlich auch möglich ein NPN-BJT, also ein beliebiger Klein-BJT anstelle des N-Kanal-MOSFET für T2 zu verwenden. Es ist dann allerdings zu bedenken, dass ein BJT (z.B. BC550) im geschaltet/gesättigten Zustand nur noch eine Stromverstärkung von etwa 20 bis maximal 30 hat. Bei einem Relaisspulen-, bzw. BJT-Kollektorstrom (T2) von 30 mA, wäre dies ein Basisstrom von 1 bis 2 mA. Dieser Strom ist für einen gepufferten CMOS-Ausgang, wie dies auf das NAND-Gate von CD4011B zutrifft, grenzlastig. Die bessere Lösung für T2 ist daher auf jeden Fall der BS170 oder ein anderer gleichwertigen N-Kanal-MOSFET.

IC:B4 wird nicht benötigt. Die beiden Eingänge müssen entweder mit GND oder mit +12 VDC verbunden sein. Warum unbenutzte CMOS-Eingängen nicht offen sein dürfen, liest man im Kapitel "Pullup- und Pulldown-Widerstände an CMOS-Eingängen" in:

P-Kanal-Power-MOSFET als Relais-Alternative: Anstelle eine Relais kommt auch ein Leistungs-MOSFET in Frage. Eine elektronische Lösung empfiehlt sich stets dann, wenn die Schalthäufigkeit gross ist, weil es keine Kontanktabnutzung gibt. Da es hier um eine Sicherungsfunktion geht, trifft die Abschaltung nur im Störfall ein, und das ist ein seltenes Ereignis. Also wäre hier dem Relais (Bild 1) den Vorzug zu geben. Es gibt noch ein anderes Argument, das dem Relais den Vorzug verleiht. Dieser ist dann gegeben, wenn das elektrische Umfeld (z.B. hohe Spannungen, hohe elektrische Feldstärken) kritisch ist, und man damit rechnen muss, dass es zu einem Drain-Source-Durchbruch von T3 kommen kann und die Drain-Source-Strecke kurzschliesst. Natürlich kann man hier entsprechende Massnahmen treffen, wobei dann mit dem zusätzlichen Aufwand, doch eher die Wahl des Relais im Fokus steht. Es gibt gute Gründe warum das Relais bis heute nicht ausgestorben ist...

Zur Schaltung: Der P-Kanal-MOSFET DMP4015SK ist nur gerade ein passendes Beispiel. Es können auch andere P-Kanal-MOSFETs zur Anwendung kommen. Bei der Wahl ist es wichtig, dass der Drain-Source-Widerstand (Rds_on) im eingeschalteten Zustand sehr niederohmig ist. Er sollte in etwa der selben Grössenordnung liegen wie der Strommess-Widerstand Rs von 11 m-Ohm. Um einen solchen MOSFET zu finden, muss man darauf achten, dass die maximal zulässige Drain-Source-Spannung im offenen Zustand des MOSFET nicht zu hoch ist. Beträgt diese Spannung 100 V, dann wird man einen P-Kanal-MOSFET mit einem solch niederigen Rds_on kaum finden.

Ein Blick ins Datenblatt des DMP4015SK (T3) zeigt, dass mit einer Gate-Source-Spannung (Ugs) von 10 V ein Rds_on von typisch 7 m-Ohm und maximal 11 m-Ohm möglich ist. Die Drain-Source-Durchbruchspannung liegt bei 40 V im offenen Schaltzustand. Dies einzuhalten mit einem 24-Volt-Akku oder auch mit einem geregelten Netzteil ist leicht möglich. Bei korrekter Dimensionierung genügt auch die Spannungsstabilität einer Schaltung aus Trafo, Gleichrichter und Lade-Elko, weil der Unterschied der Trafo-Sekundärspannung zwischen Leerlauf und Voll-Last (Trafo-Nennspannung), bei dieser Leistungsklasse die es braucht für dieser Sicherungsschaltung in Bild 2, ist gering. Vorsicht gilt beim Automobilbetrieb, da kurzzeitig recht hohe Spannungen auftreten können. Da müssen spezielle Massnahmen getroffen werden, die hier nicht weiter thematisiert sind.

Für T2 kann man ebenfalls den BS170 einsetzen, wie in Bild 1. Die maximal zulässige Ugs von T3 beträgt ±25 V. Das ist knapp für +Ue = 24 VDC. Für die Drain-Dource-Sättigung benötigt man maximal Ugs = 10 V. Mit R9 (10 k-Ohm) und der Z-Diode ZD2 mit 12 V, wird Ugs auf 12 VDC limitiert. R11 benötigt es, damit der Gate-Anschluss im ausgeschalten Zustand nicht potentialfrei ist. Dafür sorgt R11 mit 15 k-Ohm. R11 muss so dimensioniert sein, dass Ugs deutlich grösser ist als die Z-Spannung von ZD2. Ohne ZD2 beträgt Ugs von T3 im eingeschalteten Zustand 14 VDC. Mit ZD2 wird nicht nur Ugs auf 12 VDC begrenzt, ZD2 liefert auch einen sehr niedrigen Quellen-Widerstand. Dieser unterstützt die Stabilität von T3. Wichtig ist, dass der Knotenpunkt KP1 mit R9, R11 und ZD2 so nahe wie möglich mit dem Gate des T3 verlötet ist. Dies aus dem selben Grund wie bereits für T2 zu Bild 1 beschrieben.

BJT statt MOSFET: In der Schaltung von Bild 2 kann man alternativ für T2 anstelle des N-Kanal-MOSFET BS170 auch einen NPN-BJT, z.B. BC550_oder_BC547 einsetzen. R9 bleibt geich. Wenn der Ausgang von IC:B3 (Pin 11) auf HIGH (+12V) liegt, beträgt der T2-Basisstrom etwa 0.2 mA. Der T2-Kollektorstrom beträgt etwa 1.2 mA. Die Stromverstärkung von nur 6 ist so niedrig, dass es keine Rolle spielt ob man den A-, B- oder C-Typ des BJT einsetzt.

Alternative Lösung mit Bandgap-Referenzspannung: Teilbild 3.1 wiederholt die Stromsensor-Schaltung von Bild 1 und Bild 2 auf der Grundlage von Konstantstromquelle und Widerstand (Trimmpot P1). Teilbild 3.2 zeigt die Alternative mittels Bandgap-Referenzspannung mit 1.2 VDC, erzeugt mit LM385-1.2. Diese Schaltung ist einfacher und erst noch stabiler in Bezug auf den Einfluss der Temperatur, falls es darauf ankommt. Da stellt sich die Frage, warum dann den "Umweg" mit der Stromquellenschaltung. Einfacher Grund, es ist eine Anwendungsmöglichkeit zum Elektronik-Minikurs bei dem es um die transistorisierte_Konstantstromquelle geht. In diesem Zusammenhang empfehlenswert ist das Kapitel "Die Transistor-LED-Präzisions-Konstanstromquelle." Dazu kommt, dass der Leser für seine praktische Anwendung selbst entscheiden kann, was er einsetzen möchte. Spielt die Präzision eine nicht so grosse Rolle, was bei einer elektronischen Sicherung in der Regel auch der Fall ist, kann man locker zu Transistor (BJT) und LED greifen, wenn man keine Bandgap-Referenzen an Lager hat.

Zur Schaltung: Teilbild 3.1 wiederholt die Stromsensor-Schaltung von Bild 1 bzw. Bild 2. Die Dimensionierung von Teilbild 3.1 ist gleich nach Bild 1 weiter oben beschrieben. Wir kommen also zu Teilbild 3.2 als Alternative. Anstelle einen konstanten Stromes der durch einen variablen Widerstand (Potmeter P1) fliesst und so eine einstellbare Spannung erzeugt, wirkt hier eine hochstabile Spannungsquelle BG die nach dem Bandgap-Prinzip arbeitet. Es gibt diverse ICs.

Eine Empfehlung ist der LM385Z-1.2. Der LM385Z-1.2 wird wie eine Zener-Diode beschaltet. Die Referenzspannung beträgt nominal 1.235 VDC mit einer typenbedingten Toleranz 1 oder 2 %. Für die Anwendung in Teilbild 3.2 spielt die statische Toleranz keine Rolle, weil die effektive Referenzspannung mit P1 auf 10 mV kalibriert wird. Wichtiger ist die Temperaturstabilität von typisch 20 ppm/K. Die Langzeitstabilität liegt bei 20 ppm/[1000 Stunden]. Der minimale Strom beträgt 15 µA, also auch geeignet für Batterieanwendungen. Hier liegt der Strom bei knapp 0.9 mA (+Ue = 24 VDC). Der dynamische Widerstand liegt bei maximal 1.5 Ohm. R2 plus P1 erzeugen keine nennenswerte Belastung. Der Strom liegt bei 45 µA. Da hier mit BG um eine deutlich höhere Stabilität gewährleistet ist, empfiehlt sich ein Bi-FET-Operationsverstärker zum Einsatz, weil die Eingänge deutlich hochohmiger sind. Beispiele sind der LF356, TL071 oder TL081.

Vollständigkeitshalber sei noch erwähnt, es gibt auch den LM385Z-2.5 mit 2.5 VDC und den mit dimensionierbarer Referenzspannung LM385. Man beachte hier die reichhaltigen Application-Notes.





Thomas Schaerer, 23.10.2000 ; 26.06.2002 ; 15.10.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 19.11.2004 ; 18.05.2006 ; 26.01.2018