Schalten und Steuern mit Transistoren III

 

Einleitung

In diesem dritten Elektronik-Minikurs geht es um weitere Inhalte die mit dem Schalten und Steuern mit Transistoren - BJT (Bipolar Junction Transistor) und MOSFET - zu tun haben. Es werden u.a. Themen aufgegriffen, die in Form einer Diskussion im ELKO-Forum oder auch in einem andern Elektronik-Forum stattgefunden haben. Es gibt hier auch kleine Inhalte die bereits in Schalten und Steuern mit Transistoren I thematisiert sind, jedoch hier, zum grösseren Thema passend, etwas präziser wiederholt werden. Der Zweck dieses Minikurses besteht in der Zusammenfassung von Problemen und daraus sollen praktische Beispiele zeigen, worauf es ankommt. Es stehen zunächst zwei immer wiederkehrende Probleme mit bipolaren Transistoren (BJT so bezeichnet, ab hier im Text!) im Fokus, wenn mit diesen geschaltet werden sollen, sei dies z.B. eine Lampe, ein Relais oder ein Ventil. Nicht selten wird vergessen, dass diese BJTs immer nur eine sehr niedrige Stromverstärkung im durchgeschalteten (gesättigten) Zustand haben dürfen. Diese Stromverstärkung liegt im Bereich von etwa 10 bei einem Kollektorstrom von wenigen bis zu vielen Ampere und höchsten 30 bei einem Kollektorstrom deutlich unter 100 mA. Genau darum geht es hier im nächsten Kapitel.

MOSFETs und die 3.3V-Elektronik: Bei diesem Problem mit BJTs, denkt man sogleich daran, warum nimmt man nicht ein (Klein-)Leistungs-MOSFET mit einem passend niedrigen Drain-Source-Widerstand (Rds_on). Das geht, wenn zum Schalten eine genügend hohe Gate-Source-Spannung zur Verfügung steht. Bei digitalen und analogen Schaltungen mit einer Betriebsspannung von +5 VDC funktioniert dies, wenn CMOS-gerecht eine HIGH-Pegel-Steuerspannung von ebenfalls +5 V zur Verfügung steht. Für diesen Fall gibt es Logic-Level-MOSFETs. Liegt der Drainstrom bei weniger als 100 mA (z.B. Relaisspule) kann man den Allrounder-MOSFET BS170 einsetzen und das ist kein spezieller Logic-Level-MOSFET. Problematischer ist es bei modernen analogen und digitalen Schaltkreisen, die mit 3.3 VDC arbeiten und deshalb ein Logik-Ausgang eine HIGH-Pegel-Spannung von ebenfalls bei 3.3 V (unbelastet) zeigt. Es gibt MOSFETs mit sehr kleinen Gate-Source-Spannungen zum Schalten. Diese sind nicht mehr so selten wie auch schon, aber es gibt sie in der Regel nur im SMD-Gehäuse. Das ist verständlich, weil die analogen und digitalen ICs der modernen 3.3V-Elektronik generell in SMD ausgeführt sind. So ein MOSFET ist der NTR4003N von ON-Semiconductor. Er wird hier kurz vorgestellt und kommt zum Einsatz. Weil eine solche MOSFET-Methode für den Hobbyelektroniker, schon wegen der Beschaffenheit, eher wenig auf Resonanz stösst, beginnen wir mit den BJTs im nächsten Kapitel. Da liegen oft reichlich BJTs in den Bastelkisten rum. Bestellungen, Kauf und Wartezeiten erübrigen sich.

Die offene Basis: Ein weiteres Problem, das vor allem bei Schaltungen mit zwei BJTs auftritt, ist der Zustand der offenen Basis, wenn die BJTs im Sperrzustand sind. Die Schaltung funktioniert meist trotzdem, aber seriös ist das trotzdem nicht und es kann ein Störverhalten zur Folge haben. Wie man dies sicher und ohne nennenswerten Aufwand vermeidet, ist ebenfalls im nächsten Kapitel erklärt.



Das Schalten mit BJTs und die passende Dimensionierung

Wir beginnen mit dem Beispiel einer einfachen Relaissteuerung. Zum Einsatz kommt eine Ausgangsspannung einer heute üblichen 3.3V-Digitalschaltung. In diesem Fall soll es ein Raspberry-Pi Einplatinencomputer sein. Es gibt moderne hochempfindliche Print-Relais mit einer Spulenleistung von weniger als 1/4 Watt bei einer Beriebsspannung von +5 VDC (auch für 12, 24 und 48 VDC). Solche Relais sind in der Lage 230-VAC-Netzspannungen mit bis zu 10 A zu schalten. Dividiert man diese Schaltleistung durch die Steuerleistung kommt man auf eine "Verstärkung" von 4600. So ein Relais ist dieses Leistungs-Subminiaturrelais der Serie G6C von OMRON. Der Spulenwiderstand für 5 VDC beträgt 125 Ohm. Das entspricht einem Strom von 40 mA und eine Spulenleistung von 200 mW. Zur Steuerung eignet sich perfekt ein BJT aus der Reihe BC546...BC550. Für eine 5-VDC- oder 12-VDC-Betriebsspannung genügt der BC548 oder BC549 mit einer maximalen Kollektor-Emitter-Spannung Uceo von 30 VDC. Wenn eine 24-VDC-Betriebsspannung ausreichend stabil ist (geregelt, stabilisiert), passen noch immer diese beiden BJTs. Sonst eignen sich BC547 oder BC550 und für 48 VDC der BC546. Der maximale Kollektorstrom von 100 mA ist bei jedem Typ dieser Reihe gleich. Diese BJTs gibt es im altbekannten TO92-Plastikgehäuse. In SMD-Gehäusen gibt es selbstverständlich BJTs mit gleichen oder sehr ähnlichen Daten.

Teilbild 1.1 zeigt eine einfache transistorisierte Relaissteuerung mit oben genanntem Relais. Signalquelle kann irgend ein digitaler Logikbaustein, ein Mikroprozessor, ein Controller oder Singleboard-Computer sein. Vernünftig und schonend für das System ist es, wenn man den Ausgangsport nicht unnötig belastet. Die Strombelastbarkeit an den Ausgängen solcher digitalen Schaltkreise sind sehr unterschiedlich. Es gibt je nach Dokumenten auch abweichende Angaben. Gerade daher ist es sinnvoll, dass man eine weitere Schaltung, die an einen solchen Ausgang angeschlossen wird, möglichst nur einen Strom im untersten mA-Bereich benötigt. So ist man auf der sicheren Seite. Genau dies ist der Fokus in diesem Elektronik-Minikurs.

Als Einplatinen-Computer dient der Raspberry-Pi, weil dieser im ELKO als Online-Kurs von Patrick Schnabel angeboten wird. Was uns hier interessiert, ist eher etwas ganz Kleines, verglichen an der Gesamthardware eines solch komplexen Systems. Aber ohne dieses Kleine, nämlich den Kontakt zur Aussenwelt, bringt das viel Grössere herzlich wenig. Mit diesem Kleinen ist das GPIO (General Purpose Input Output) gemeint. Was uns hier interessiert, ist das Kapitel "Elektrische Eigenschaften". Der Kernsatz zum Thema hier aus diesem Kapitel ist: "Wenn man es sich bei der Dimensionierung einfach haben will, dann kann man mit 1 oder 2 mA rechnen. Je nach Beschaltung sollte man aber nicht mehr als 8 mA aus einem GPIO ziehen."

Wir beschränken uns hier auf einen GPIO-Ausgangsstrom von maximal 1 mA. Da durch die Relaisspule ein Strom von 40 mA fliesst, benötigt man eine T1-Stromverstärkung von 40. Wir wollen feststellen ob das realistisch möglich ist.

Wir betrachten dazu die Kollektor-Emitter-Sättigigungsspannungen Uce(sat) aus Electrical-Characteristics (rot umrandet) des BC550-Datenblattes. Im weiteren Verlauf des Textes wird die Abkürzung Uce(sat) verwendet. Bei einem Kollektorstrom von 10 mA oder 100 mA, bei jeweils der selben Stromverstärkung von 20 resultieren maximale Uce(sat) von 0.25 V bzw. 0.6 V. Diese Werte liegen bei einem Kollektorstrom von 40 mA knapp in der Mitte. Für die Relaisspule bedeutet dies, dass die Anzugsspannung bei etwa 0.43 VDC unter 5 VDC liegt. Runden wir aus Sicherheitsgründen auf 0.5 VDC auf. Das bedeutet, die Anzugs- und Betriebsspannung der Relaisspule liegt bei etwa 4.5 VDC. Das hier verwendete Relais arbeitet bei 70 % der Betriebsspannung und das sind 3.5 VDC (Anzugsspannung). Die Abfallspannung liegt bei minimal 10 %. Siehe dazu das Relais-Datenblatt auf Seite 3. Wir wissen jetzt, dass die Schaltung dann sicher arbeitet, wenn T1 mit eine Verstärkung von 20 hat. Definiert man die Verstärkung mit R1 = 2.7 k-Ohm auf 40, reicht die Sättigung Uce(sat) zum sicheren Betrieb des Relais nicht mehr. R1 muss also einen Wert von 1.5 k-Ohm haben (siehe den Haken bei "B=20mA") und damit fliesst ein Basisstrom von 2 mA. Aber genau das wollen wir nicht. 1 mA sollen genügen! Ist man bereit einen weiteren BJT einzusetzen, ist es eine Toplösung mit wenig Eurocent an zusätzlichen Unkosten. Dazu gleich mehr.

Vorher noch etwas zur Sättigungs-Stromverstärkung mit der folgenden Transfer-Charakteristik aus dem selben BC550-Datenblatt. Auch bei kleinen BJTs mit niedrigen Kollektorströmen ist die Sättigungs-Stromverstärkung sehr niedrig im Vergleich zum Verstärkerbetrieb, bei der die Stromverstärkung im Mehrhundert-Bereich liegt, wobei dann die minimale Kollektor-Emitter-Spannung bei einigen Volt liegen muss. Der Ic/Ib-Parameter (Stromverstärkung) ist 10 (Diagramm: Transfer-Charakteristik). Ein Kollektorstrom von 40 mA (Relaisspule) bewirkt eine Kollektor-Emitterspanng von etwa 80 mV. Bei einer Stromverstärkung von 20 ist diese Spannung mit etwa typisch 0.2 V (maximal 0.3 V) deutlich höher. Allerdings liegt dann die Strombelastung des GPIO-Ausganges bei 2 mA. Wenn man diese 2 mA zulassen will, ist die Schaltung in Teilbild 1.1 (R1 = 1k5) die Lösung. Wir wollen uns hier aber damit nicht zufrieden geben und kommen zu den Lösungen mit zwei BJTs.

Teilbild 1.2 zeigt die typische Darlington-Schaltung, die sich allerdings schlecht eignet, weil Uce(sat) nicht kleiner sein kann als etwa 1 V und dies bedeutet, dass das 5V-Relais bei einer Spannung von 4 VDC, vielleicht sogar weniger, anziehen muss. Weiter oben ist geklärt, dass der Anker des hier verwendeten Relais (Seite 3) bei 70 %, also bei 3.5 VDC anzieht. Das ist doch etwas zu unsicher und deshalb lohnt sich eine alternative Schaltung. Diese besteht darin, dass der Kollektor von T2 anstelle mit dem Kollektor von T1, über einen Widerstand R3 mit +Ub verbunden ist, wie dies Teilbild 1.3 zeigt. Mehr dazu im übernächsten Abschnitt. Was hier in Teilbild 1.2 mit der Darlington-Schaltung problemlos funktioniert, ist der Betrieb eines Relais mit 12-VDC-Betriebsspannung, weil dieses auch mit 11 oder sogar 10 VDC perfekt arbeitet. Diese +12 VDC steht in Klammer, weil der Prozessor/Computer nicht mit 12 VDC betrieben wird. Man benötigt dazu zwei Betriebsspannungen +Ub1 und +Ub2. Dies wäre durchaus effizient mit einer DC-Spannungsquelle mit 12 VDC möglich, wenn ein 12V/5V-DCDC-Wandler mit hohem Wirkungsgrad (Switched Mode) zum Einsatz kommt. Erwähnenswert ist die Serie R-78C-1.0 von Recom-International. In Frage käme der Typ R-78C5.0-1.0 für 5 VDC und maximal 1A. Erhältlich ist er zur Zeit (November 2015) bei Distrelec, Farnell, Conrad, Digikey und Mouser.

Wozu dient R2? Man sieht R2 jeweils in der selben Funktion bei den Teilbildern 1.2 bis 1.4. Bleiben wir zur Erklärung in Teilbild 1.2. R2 befindet sich zwischen Basis und Emitter von T1. Der Relaisstrom von 40 mA teilt sich auf in den T1-Kollektorstrom von 38 mA und in den T2-Kollektorstrom von 2 mA, sofern sich die Teilstromverstärkungen von T1 und T2 (Darlington-Funktion) gleichermassen exakt auf 20 einstellen. Dies spielt hier keine signifikante Rolle. Der T2-Emitterstrom, der in die Basis von T1 fliesst, beträgt ebenfalls fast 2 mA. Durch R2 mit 10 k-Ohm fliesst wegen der relativ konstanten T1-Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.7 V ein Strom von nur 70 µA. Wozu diese 70 µA? Einen schaltungstechnischen Sinn gibt es dafür nicht. Tatsächlich kommt es auch gar nicht darauf an, weil R2 dient einzig dem Zweck, dass die T1-Basis nicht offen ist, wenn die Schaltung inaktiv ist und so kein T2 Kollektorstrom fliesst. Die Schaltung funktioniert ohne R2 ebenso. Die Funktionsicherheit ist erhöht, wenn die T1-Basis durch R2 auf Emitterpotential liegt. Ohne R2 könnte z.B. eine höherfrequentere Spannung in T1-Basisnähe (kapazitive Leiterbahnkopplung) zur Störfunktion führen, weil der Basis-Emitter-Übergang einen gleichrichtenden Effekt ausüben kann. Soviel Worte zum (nebensächlichen) Emitterwiderstand R2, die aber notwendig sind,

Teilbild 1.3 zeigt, wie bereits angedeutet, die kleine Abweichung von der Darlingtonschaltung mit R3. Die Schwellenspannung zwischen T2-Basis und GND ergibt sich, wie bei Teilbild 1.2, aus zwei Basis-Emitter-Übergängen mit einem Wert von total etwa 1.4 V. Ein HIGH-Pegel am Ausgang GPIO des Raspberry-PI beträgt 3.3 V bis zu einem maximalen Laststrom von 2 mA (siehe weiter oben: "Ein GPIO-Pin..."). Die Differenzspannung über R1 beträgt etwa 1.9 V. Mit R1 = 18 k-Ohm liegt der GPIO-Ausgangsstrom bei etwa 0.1 mA.

Die Stromverstärkung von beiden BJTs sind auf je 20 definiert. Die Gesamtverstärkung beträgt also 400. Das gilt in für den gesättigten Betriebszustand von T2 und T1. Im ungesättigten Zustand, wenn an T1 und T2 je einige Volt an Uce abfallen, liegt die Summen-Stromverstärkung locker bei 10'000 oder mehr. Hier resultiert, dass an der Basis von T2 ein Strom von 0.1 mA ausreicht um das Relais mit 40 mA an T1 sicher zu schalten. Der Kollektorstrom von T2 beträgt etwa 2 mA. Das Verhältnis dieses T2-Kollektorstromes zum T2-Basisstrom beträgt 20, die Stromverstärkung von T2. Gemäss Figur 4 des BC550-Datenblattes liegt die Uce-Sättigungsspannung mit Ic(T2) = 2 mA bei maximal etwa 40 mV. Der Diagramm-Parameter der Stromverstärkung ist 10. In der Schaltung hier ist die Stromverstärkung mit einem Faktor 20 doppelt so gross. Das bedeutet, dass diese Uce-Sättigungsspannung sicher etwa doppelt so hoch ist, jedoch ebenso sicher unter 100 mV liegt. Da wir mit Ub = +5 VDC genügend Reserve haben, könnte man problemlos z.B. Uce(T2) = 1 VDC zulassen (ungesättigt). Doch das ist hier nicht der Fall. Daraus berechnet sich R3:

   R3 = (+Ub - UbeT1 - UceT2) / 2mA
   R3 = (+5V - 0.7V - <0.3V) / 2mA = >2 k-Ohm
   R3 = 2.2k-Ohm (E24-Widerstandsreihe)

Und jetzt R3 im Fokus. Was ist eigentlich seine Aufgabe? Nichts anderes als eine Strombegrenzung. Wäre der T2-Kollektor ohne R3 direkt mit +5 VDC verbunden, hätte die Uce(T2) einen einen Wert von etwa 4.3 VDC. Das erhöht die T2-Stromverstärkung auf 100 oder sogar mehr und dies hat zur Folge, dass der T2-Basisstrom von 0.1 mA einen Kollektorstrom von 10 mA oder mehr erzeugt, wenn R3 nicht strombegrenzend wirkt. Was passiert dabei? Nichts, weil nämlich selbst Ic(T2) = 30 mA multipliziert mit Uc(T2) von etwa 4 VDC erst eine Verlustleistung von 120 mW erzeugt. Der BC550 erlaubt jedoch eine maximale Verlustleistung von 500 mW bei einer Umgebungstemperatur von 25ºC (Absolute Maximum Ratings). Man könnte also auf R3 verzichten. Besser ist jedoch trotzdem, es gibt ihn, denn bei einem Uce-Kurzschluss von T2 würde ein viel zu grosser Kurzschlussstrom durch den Basis-Emitter-Übergang von T1 nach GND fliessen und das würde mit guter Wahrscheinlichkeit T1 und T2 zerstören. Mit R3 = 2.2 k-Ohm fliesst in diesem Kurzschlussfall ein Strom von nur 2.3 mA. Das wäre so wenig, so dass man für R3 auch einen niederohmigeren Wert einsetzen darf, problemlos 1 k-Ohm.

Teilbild 1.4 bietet mit gleich vielen Bauteilen eine alternativ komplementäre Methode mit einem NPN- und einem PNP-Transistor (BJTs). Die Ströme von der T2-Basis, T2- und T1-Kollektor bleiben unverändert. Auch hier beachten, R2 hat stets die selbe Aufgabe, nämlich dass die Basis von T1 Emitterpotential hat, wenn T2 offen ist, weil der GPIO-Ausgang auf LOW liegt. Da die Schwellenspannung am Eingang des Schaltverstärkers anstatt 1.4 VDC nur 0.7 VDC beträgt, weil es nur einen Basis-Emitter-Übergang gibt, erhöht sich R1 von 18 k-Ohm auf 27 k-Ohm.

Zum Schluss dieses Kapitels noch den Hinweis, dass der GPIO-Strom zwecks einer zusätzlichen Nutzung schon auch mehr als 0.1 mA betragen darf. Sehr nützlich kann eine Relais-Zustandsanzeige mit einer LED sein. Je nach LED-Typ wird der LED-Strom 5 mA bis 20 mA betragen. In Frage kommen die Teilbilder 1.3 und 1.4 hier wiedergegeben in den Teilbilder 2.1 und 2.2 mit der LED-Erweiterung. Anpassen muss man die Werte von R1 und R3. Bei einem LED-Strom von 20 mA beträgt der Kollektorstrom von T1 anstatt 40 mA 60 mA. R1 reduziert sich auf 12 k-Ohm bzw. 18 k-Ohm. R2 bleibt mit 10 k-Ohm gleich und R3 kann man gleich auf 1 k-Ohm setzen. Der GPIO-Strom beträgt nur 0.15 mA. Es leuchtet ein, mit zwei BJTs an einem der GPIO-Ausgänge kann man leicht ganze "Kraftwerke" steuern. Dazu mehr, aber bescheidener, in den beiden Kapiteln "Mit BJTs höhere Ströme schalten" und "Mit MOSFETs höhere Ströme schalten".



Lowpower-MOSFET statt bipolarer Transistor (BJT)

Wesentlich einfacher wird die Schaltung, wenn anstelle eines BJT (Teilbild 3.1) ein MOSFET (Teilbilder 3.2 und 3.3) zum Einsatz kommt. Welche Schwierigkeiten es gibt bei der Evaluierung von MOSFETs mit speziell niedriger Gate-Source-Spannung, hat man bereits in der Einleitung gelesen.

Wenn die Gate-Source-Spannung wenigstens 5V beträgt, dann eignet sich der altbekannte Kleinleistungs-MOSFET BS170. Der Drain-Source-Widerstand liegt im Toleranzbereich zwischen 1.7 und 7 Ohm. Daraus resultiert eine Drain-Source-Spannung zwischen 68 und 280 mV bei einem Relais-, bzw. Drainstrom von 40 mA.

Wie aber kommt man auf diese Werte? Dazu öffnet man zwei Teile des Datenblattes zum BS170. Es ist ein kleiner Ausschnitt des Electrical-Characteristics (1) und die Diagramme (2) zum Thema "On-Resistance Variation with Gate Voltage and Drain Current".

Beachte in (1) die rote rechteckige Markierung. Die Angaben sagen aus, dass bei einer Gate-Source-Spannung von 10 V und einem Drainstrom von 200 mA ein Drain-Source-Widerstand (Rds_on) von typisch 1.2 Ohm und maximal 5 Ohm resultiert. Jetzt zu den Diagrammen in (2). Hier geht es um den normalisierten Widerstand Rds_on (Relativwert). Beim Drainstrom (Relais) von 40 mA resultiert bei einer Gate-Source-Spannung von 5 V ein Relativwert von etwa 1.4. Für den typischen Widerstandswert multipliziert man diesen Relativwert mit dem typischen Widerstandswert von 1.2 Ohm in (1). Daraus resultiert ein Wert von 1.7 Ohm. Der Maximalwert erfolgt aus 1.4 multipliziert mit 5 Ohm, woraus 7 Ohm resultieren. Man beachte jetzt Teilbild 3.2, wo der typische und maximale Rds_on mit dem Drainstrom (Relais) von 40 mA multipliziert wird. Das ergibt eine Drain-Source-Spannung von typisch 68 mV und maximal 280 mV. Der maximale Drain-Source-Spannungswert ist etwa vergleichbar mit der Kollektor-Emitterspannung von Teilbild 3.1. Fazit ist, steht eine Gate-Source-Spannung von 5 V zur Verfügung, ist der BS170 (MOSFET) dem BC550 (BJT) in dem Sinne überlegen, dass der MOSFET keinen Strom am Eingang (Gate) benötigt. Eine Gate-Source-Spannung von nur etwa 3 V wäre nicht stabil auch nur schon bei einem Drainstrom im unteren 10-mA-Bereich (Relais = 40 mA), wie man dies hier in On-Region-Characteristics leicht erkennt. Bei der Gate-Source-Spannung bei etwa 3 V ist es unklar wie gross die Drain-Source-Spannung ist. Die geringste Temperaturänderung hat leicht eine grosse Änderung der Drain-Source-Spannung zur Folge und damit auch eine entprechende Änderung des Drainstromes von 40 mA. Beträgt die Gate-Source-Spannung jedoch 5 V, ist die Funktionssicherheit gewährleistet, denn die Drain-Source-Spannung bleibt im unteren 100-mV-Bereich oder auch weniger.

Der MOSFET NTR4003N in Teilbild 3.3 hat bei einer Gate-Source-Spannung von 3.3 V einen typischen Drain-Source-Widerstand von recht genau 1 Ohm. Bei einem Relais- bzw. Drainstrom von 40 mA, ergibt dies eine Drain-Source-Spannung von nur 40 mV. Der typische Widerstandswert ist in diesem Strombereich eher noch etwas niedriger, weil der Drainstrom nur 40 mA und nicht 200 mA (Diagramm-Parameter) beträgt. Man betrachte dazu Figure 3 zum Thema "On-Resistance vs. Gate-to-Source Voltage" mit den eingetragenen Pfeillinien. Dieser NTR4003N ist bei Farnell sehr preiswert, mit grosser Verfügbarkeit (November 2015), erhältlich. Erhältlich ist er auch bei Mouser-Electronics.

Feldeffekt-Transistoren, ob JFETs oder MOSFETs, benötigen am Eingang des Gates keinen Vorwiderstand, weil, im Gegensatz zu den BJTs, die FETs spannung- und nicht stromgesteuert sind und die FETs sind eingangsseitig, also zwischen Gate und Source, extremst hochohmig. Und weshalb sieht man in den Teilbildern 3.2 und 3.3 vor den Gates je ein Vorwiderstand mit der willkürlichen Bezeichnung RG (R = Resistor, G = Gate)?

Dieser RG vor einem MOSFET-Gate hat eine völlig andere Aufgabe. Im Augenblick des Umschaltens durchfährt der MOSFET eine hohe Verstärkung (Steilheit). Ohne RG neigt der MOSFET kurzzeitig, während der Ein- und Ausschaltflanke, zum hochfrequenten Oszillieren. RG verhindert dies. Oft genügen Widerstandswerte von wenigen bis einigen 10 Ohm. Hier sind es 100 Ohm. Trotz hohem Eingangswiderstand sollte man nicht noch wesentlich höhere Widerstandswerte einsetzen, denn zwischen Gate und Source gibt es eine Kapazität und ebenso zwischen Gate und Drain und diese erzeugt auch noch einen unerwünschten Millereffekt. Dies bedeutet eine signifikante Reduktion der Flankensteilheit. Mehr zum Thema Millereffekt liest man in Schalten und Steuern mit Transistoren II im Kapitel "Das Schalten von MOSFETs und der Miller-Effekt".



Mit BJTs höhere Ströme schalten

In diesem Kapitel geht es um das Thema, was kann man tun, wenn man mit einem Einplatinen-Computer hohe DC-Ströme schalten will. Also z.B. im Ampere- oder sogar im 10-Ampere-Bereich. Ganz simple Antwort wäre, dass man ebenfalls, wie Bild 1 und Bild 2 illustrieren, ein Relais oder evtl. ein Schaltschütze einsetzt. Relais und Schaltschützen eignen sich dann allerdings nicht, wenn die Schalthäufigkeit hoch ist, weil das verkürzt statistisch die Lebensdauer dieser elektromechanischen Schalter erheblich, was bei elektronischen Leistungsschaltern nicht zutrifft. Um gleich einem Missverständnis vorzubeugen, PWM ist hier kein Thema!

Als Beispiel dient die Aufgabe mit einem Einplatinen-Computer, der am Ausgangsport nur eine HIGH-Spannung von 3.3 V bei niedrigem Maximalstrom von etwa 2 mA liefert, eine Halogen-Spotlampe mit einer Nennspannung von 12 V und einer Leistung von 100 W zu schalten. Es soll eine 12-VDC-Spannung, z.B. ein Akku, zum Einsatz kommen. Und damit bleiben wir beim Raspberry-Pi, der natürlich mit 5 VDC gespeist werden muss.

Material aus der Bastelkiste: Wie bereits weiter oben angedeutet, ist der Bastler oft erstmal daran interessiert, das liegengebliebene Material in seinem Lager zu benutzen. Neben vielen kleinen NPN- und PNP-BJTs hat es meist auch vereinzelt Leistungs-NPN- und Leistungs-PNP-BJTs. Der wahrscheinlich weltberühmteste Leistungs-NPN-BJT der alten Silizium-Garde dürfte der 2N3055 sein. Also kommt er hier, wenn auch längst veraltet, als Leistungsschalter zum Einsatz und wir lernen damit auch gleich die Probleme kennen. Genau dieses Praxiswissen ist notwendig, um zu entscheiden, dass es vielleicht doch Sinn macht besser einen modernen Leistungs-MOSFET einzusetzen. Dazu mehr dann in Bild 5.

Teilbild 4.1: Wir beginnen von hinten und arbeiten uns nach vorne. T1, der 2N3055, steuert die 12V/100W-Halogen-Spotlampe mit einem Kollektorstrom von präzis 8.3 A. Wir runden jedoch ab auf 8 A, weil es bei +Ub1 = 12 VDC, bei der Lampe etwas weniger sind als diese 12 VDC. Einerseits wegen dem Spannungsverlust durch T1, aber u.U. auch durch die Zuleitung zur Lampe. Für die Lebensdauer der Lampe ist dies vorteilhaft. Wenn aber ein Bleiakku der Speisung dient, ist der Unterschied an +Ub1 zwischen 10.8 VDC (entladen) und 14.4VDC (geladen) so gross, dass diese Überlegung nicht relevant ist. Auch nicht besonders die Uce(sat) des T1 von etwa 0.6 VDC, wie wir gleich sehen werden. Allerdings gibt es noch ein ganz anderes Argument die Verlustleistung von T1 so niedrig wie möglich zu halten. Es ist die Wäremeentwicklung welche eine entsprechende Grösse eines Kühlprofils fordert.

Da T1 im Schaltbetrieb, also in der Sättigung, arbeiten muss, kann nur eine sehr niedrige Stromverstärkung gewählt werden. Sie beträgt wie dieses Diagramm zeigt, einen Faktor von 10. Bei einem Kollektorstrom von 8 A und einem Basisstrom von 800 mA beträgt Uce(sat) 0.6 VDC. Das ist allerdings ein typischer Wert.

Wir kommen jetzt zu T2 (BD240) dessen Kollektorstrom der Basisstrom (800 mA) von T1 ist. Diese 800 mA werden durch R14 definiert. Ob Akku oder Netzteil, wir bleiben betreffs +Ub1 bei 12 VDC. Zwischen dem Kollektor von T2 und der Basis von T1, und somit über R4, liegen rund 11 VDC. Daraus errechnet sich an R4 eine Verlustleistung von 8.8 W (bei vollem 12V-Bleiakku sogar 11W). Man sieht bereits, dass dies unverhältnismässig viel ist. Es braucht dafür einen relativ grossen Metalldraht-Widerstand mit einer Nennleistung von 10 W, der auch ziemlich heiss wird.

Für T2 kommt ein PNP-BJT der mittleren Leistungsklasse, ein BD240, zum Einsatz. Dieses BD240-Diagramm zeigt die Kollektor-Emitter Sättigungsspannung von etwa 0.3V in Funktion des Basistromes von 30 mA bei einem Kollektorstrom-Parameter von 1 A. Die Stromverstärkung beträgt 30. Bei Akkubetrieb und Vollladung beträgt dieser Strom etwa diesen Wert von 1 A (Diagramm: 1A-Parameter), bei genau 12 VDC sind es 0.8 A. Dieser Strom fliesst vom Emitter zum Kollektor von T2 und von dort über R4 zur Basis von T1.

Jetzt noch zu T3, ein BC550, den wir bereits kennen. Die Stromverstärkung darf hier etwa 30 betragen. Die Uce(sat) von T3 liegt etwa bei 0.3 VDC. Der T1-Basisstrom bei 1 mA.

Teilbild 4.2: Diese Schaltung enhält einen komplementären Darlington, bestehend aus T1 und T2, auch als Sziklai-Connections bezeichnet. T2 mit seiner PNP-Eigenschaft verleiht diesem Darlington als Ganzes ebenfalls die PNP-Eigenschaft. Im so eben genannten Link, kann man alles zu dieser Darlington-Methode erfahren. Sein Vorteil besteht darin, dass seine minimale Uce(sat) deutlich niedriger als beim "normalen" Darlington. Bei der Eintransistor-Leistungsschaltung in Teilbild 4.1 ist die Uce(sat) von etwa 0.6 VDC möglich. In Teilbild 4.2 sind es etwa 0.9 VDC. Die Differenz von etwa 0.3 VDC liegt zwischen Kollektor und Emitter von T2. Dazu noch einmal das BD240-Diagramm. Die Vorstufe mit T3, R1, R2 und R3 ist die selbe wie in Teilbild 4.1 mit dem selben Eingangsstrom von 1 mA.

Teilbild 4.3 zeigt eine einfache Methode wie man den Strom eines 3.3V-Ausgangs des Raspberry-Pi-GPIO oder eines andern Einplatinen-Computer deutlich veringern kann und dies mit gleich vielen Bauteilen. Man ersetzt ganz einfach für T3 den BC550 durch den BC517, ein integrierter NPN-Darlington. Dadurch ist es möglich den Eingangsstrom ebenfalls auf 0.1 mA zu reduzieren. R2 reduziert man von 390 Ohm auf 330 Ohm, weil die Spannung zwischen Kollektor und Emitter beim Darlington (T3) um etwa 0.7 V höher ist, also etwa bei 1 V liegt. Wäre R1 direkt mit dem Kollektor verbunden, kann die Kollektor-Emitterspannung nicht kleiner sein, als die Spannung von zwei Basis-Emitter-Übergängen, also etwa 1.4 V. Dieser Fall tritt dann ein, wenn ein solcher Darlington als Spannungsfolger dient, wie dieses Bild aus diesem Minikurs illustriert.

Auch hier keine offene Basis! Wenn T3 stromlos ist, weil der Eingangspegel auf LOW liegt (GND), wären die Basen von T2 und T1 offen, wenn diese keine Widerstände zwischen Basis und Emitter hätten. In Teilbild 4.1 sind das R3 und R5 und in Teilbild 4.2 R3 und R4. Mehr zu diesem Thema weiter oben im Abschnitt "Wozu dient R2?".

Vor- oder Nachteil, eine Verlustleistungs-Bilanz: Die Schaltung in Teilbild 4.1 hat mit rund 14 W knapp mehr als doppelt soviel Verlustleistung wie die Schaltung in Teilbild 4.2. Nachteilig ist, dass die Schaltung in Teilbild 4.2 mit etwa 0.9 VDC um 0.3 VDC mehr Spannungsabfall hat zwischen Kollektor und Emitter von T1 mit etwa 0.6 VDC in der Schaltung von Teilbild 4.1. Dieser Unterschied von nur 0.3 VDC ist so wenig, dass sich die Schaltung in Teilbild 4.2 zum Einsatz lohnt, wegen dem rund doppelt so hohen Wirkungsgrad. Dass eine Hallogen-Glühlampe allerdings selbst nur einen Wirkungsgrad von bestenfalls 8 % hat, ist auch klar, aber das ist ein anderes Thema.



Mit MOSFETs höhere Ströme schalten

Teilbild 5.1: Mit diesem Bild stellt sich zunächst die Frage, welchen geeigneten N-Kanal-MOSFET gibt es, damit dieser mit einer Gate-Source-Spannung von 3.3 V so gesättigt wird, so dass der Drain-Source-Widerstand (Rds_on) im unteren 10-mOhm-Bereich liegt oder besser noch niedriger ist, damit die Verlustleistung möglichst gering ausfällt. Beim Evaluieren muss man dabei sehr aufpassen. In den MOSFET-Übersichtstabellen sind die Werte von Rds_on oft auf eine Gate-Source-Spannung von 10 V bezogen. Genaueres liest man im zugehörigen im Datenblatt. Wichtig sind natürlich auch Strom-Belastbarkeit, maximal zulässige Drain-Source-Spannung und die Verlustleistung. Eine solche Übersichtsliste mit MOSFET-Typen gibt es z.B. bei Mikrocontroller.net. Danach muss man im Datenblatt in den Diagrammen die relevanten Werte suchen. Ist das Resultat unbefriedigend, beginnt die Suche von Neuem.

Es stellt sich an dieser Stelle noch die wichtige Frage, ob es denn grundsätzlich sinnvoll ist am Ausgang eines Prozessor oder Computer direkt ein Leistungs-MOSFET anzuschliessen. Man darf nämlich nicht vergessen, dass die Gate-Source- und die Gate-Drain-Kapazität, gerade bei Hochstrom-MOSFETs viele nF betragen können. Dies führt u.U. zu hohen Umschalt-Stromimpulsen an OUT, die der Ausgangsschaltung schaden können. Der Widerstand RG (siehe Bild 3 mit Text) kann man zur Dämpfung dieser Stromimpulse erhöhen, jedoch sollte man auch bei geringer Schalthäufigkeit darauf achten, dass die Steilheit der Ein- und Aus-Schaltflanke des Drainstromes sich reduziert und so die Verlustleistung des MOSFET während des Schaltvorganges kurzzeitig erhöht. Diese Verzögerungsberechnung durch RG mit CGS ist einfach. Etwas komplizierter ist es bei RG mit CGD, weil da der Miller-Effekt (siehe Kapitel "Schneller Schalter mit NPN-Transistor") in die Berechnung eingeht. Man beachte auch das zum verwendeten MOSFET zugehörige Diagramm "Maximum Safe Operating Area".

Teilbild 5.2: Mit minimalem Aufwand eines zusätzlichen kleinen BJT lässt sich der Ausgang (OUT) leicht schützen und der Strom reduziert man damit in den unteren 100-µA-Bereich. Es sind zwei MOSFET als Beispiele vorgeschlagen. Der IRLZ34N und der IRLB3034PbF. Im Schaltbild sind die hier wichtigsten Eigenschaften kurz zusammengefasst.

Der IRLZ34N hat bei einer Gate-Source-Spannung von 5 V einen maximalen Drain-Source-Widerstand von 46 m-Ohm bei einem Drainstrom von 16 A. Bei 8 A ist er etwas niedriger. Bei einem Drainstrom von 8A ergibt dies eine Drain-Source-Spannung von 370 mV. Die Eingangskapazität beträgt typisch 880 pF, also knapp 1 nF. Dieser Spannungsverlust von 360 mV ist deutlich geringer, als diejenigen Verluste von Bild 4 mit etwa 600 mV und 900 mV und dazu kommt, dass die Schaltung hier in Teilbild 5.2 signifikant einfacher ist.

Der IRLB3034PbF hat bei einer Gate-Source-Spannung von 4.5 V einen maximalen Drain-Source-Widerstand von nur 2 m-Ohm bei einem Drainstrom von 172 A (richtig gelesen!). Bei 8 A ist er (vielleicht) noch deutlich niedriger. Bei einem Drainstrom von 8 A ergibt dies eine Drain-Source-Spannung von nur 16 mV. Die Eingangskapazität beträgt typisch allerdings 10 nF.

Die Vorstufe mit T2 (BC550 o.ä.) hat mit R2 einen Kollektorkreiswiderstand von 4.7 k-Ohm. Aus statischen Überlegungen, wegen dem extrem hohen Eingangswiderstand des MOSFET, könnte man ebenso 4.7 M-Ohm, also 1000 mal mehr, einsetzen und es funktioniert genau so. Naja, gerade noch Glück gehabt! Beim Einschaltvorgang ladet Ci von 10 nF über R2 mit 4.7 M-Ohm mit einer Zeitkonstante von 47 ms. Ein Blick in dieses Diagramm "Maximum Safe Operating Area" zeigt, wie grenzlastig diese Ci-Aufladezeit-Konstante von rund 50 ms ist (rote Pfeile). Mit 4.7 k-Ohm sind es 50 µs. Das ist problemlos, ebenso auch 100 k-Ohm mit rund 1 ms. Alles innerhalb des SOA-Bereiches. Wegen eines ganz andern Argumentes sollte man Schaltungen nicht hochohmiger realisieren als unbedingt nötig. Es ist die Störimmunität. So überlegt sind diese 1 mA zum restlichen Strom in der übrigen Schaltung sicher gerechtfertigt. Wenn nicht, weil Batteriebetrieb, hat man einen grosszügigen Toleranzbereich, wie man sieht.

Bei Farnell kostet der IRLB3034PbF 3.10 Euro, der IRLZ34N nur 1.20 Euro (November 2015). Beide Typen im üblichen TO220-Gehäuse, neben der SMD-Ausführung. Diese beiden Leistungs-MOSFETs unterscheiden sich wenig im Preis, dafür um so mehr im maximalen Drainstrom und in der maximalen Leistung, und nicht zuletzt im Drain-Source-Widerstand (Rds_on).



Thomas Schaerer, 07.11.2015