Vom Dioden-Schalter zum
elektronischen UKW-Antennenumschalter

 


Einleitung

In diesem Elektronik-Minikurs wird das Schalten analoger Signale mit Dioden thematisiert. Wer dies zum ersten Mal liest, überlegt sich vielleicht, wie dies überhaupt möglich ist, weil die Diode schliesslich nur zwei Anschlüsse besitzt. Es fehlt doch eindeutig ein dritter Anschluss um die Diode zu steuern. Und dazu fällt dem Leser ein, dass dies fixfertiger Quatsch sein muss, denn eine Diode leitet elektrischen Strom nur in eine Richtung, nämlich von der Anode zur Kathode. Die Diode ist also ein Gleichrichter und daher kann man analoge Signale, also analoge Spannungen und Ströme, gar nicht schalten, ohne dass diese nicht gleichgerichtet und damit unbrauchbar verzerrt werden. Also was soll's? Vielleicht ein verspäteter Aprilscherz. Man schaltet zum nächsten Elektronik-Minikurs, vielleicht gibt's dort etwas Brauchbares!

Aber nein, halt mein Freund! Lies bitte weiter, weil das was der Titel verspricht, funktioniert tatsächlich und es gibt sinnvolle Anwendungen, vor allem in der Hochfrequenztechnik. Nun aber eines nach dem andern, schön der Reihe nach. Wir beginnen im folgenden Kapitel zunächst mit einem kurzen geschichtlichen Rückblick, den zu lesen auch für jüngere (angehende) Elektroniker interessant sein dürfte oder sein sollte...



Elektronik-Nostalgie: Die Geschichte der Diode

Eines der wichtigsten Bauelemente der Elektronik ist die Diode. Bei Gleichrichtung oder Wechselrichtung und bei Modulation oder Demodulation erfüllt die Diode u.v.a. als elektronisches Ventil ihre typische Funktion. Die Diodentechnik hat eine sehr lange Geschichte hinter sich. Sie verlief - sieht man von ganz alten mechanischen Methoden ab - zweigleisig. Sie teilte sich in Vakuumröhren- und Halbleitertechnik.

Die Erfindung von gleichrichtenden Elementen stand in engem Zusammenhang mit dem Aufkommen der Funktechnik. Nachdem Heinrich Hertz 1888 die elektromagnetische Welle experimentell nachgewiesen hatte, war es 1896 zum ersten Mal gelungen, eine brauchbare telegraphische Funkstrecke einzurichten. Ob Hertz oder Tesla der erste Entdecker/Erfinder war, sei hier dahingestellt. Ich weiss nur, dass ich gelesen habe, dass Tesla die Ehre zukommt, die man damals Marconi zukommen liess. Wer sich für Tesla interessiert, empfehle ich den Geschichte-Elektronik-Minikurs Der Stromkrieg zwischen Edison und Tesla.

Auch der deutsche Physiker Ferdinand Braun, der von 1850 bis 1918 lebte, beschäftigte sich mit diesem Thema. Dabei entdeckte er 1901 die gleichrichtende Wirkung einer Anordnung, die aus Kupferkies mit aufgesetzter Metallspitze bestand. Da dieses Element den amplitudenmodulierten niederfrequenten Schwingungsanteil aus einer Hochfrequenzschwingung aufzeigen - aufdecken - konnte, nannte Braun diese Anordnung "Aufdecker" oder auf lateinisch "Detektor".

Nachdem Walter Schottky die physikalischen Vorgänge des braunschen Detektors geklärt hatte, war man 1906 soweit, das Element technisch einsetzen zu können. Die Herstellung solcher Geräte war allerdings noch recht umständlich, weshalb Schottky schon damals vorschlug, anstelle des Kupferkieses - einem Mineral aus Kupfer, Eisen und Schwefel - Halbleitermaterialien wie Germanium und Silizium zu verwenden. Doch die mangelhaft entwickelte Technologie stoppte zunächst diese Entwicklung.

Im Jahre 1906 wurde von Robert von Lieben eine Elektronenröhre erfunden, die bereits 1913 technisch ausgereift war und dem Funktionieren als Gleichrichter (Vakuumröhren-Diode) und Verstärker (Triode = Lieben-Röhre) diente. Als dann 1913 Alexander Meissners geniale Erfindung - die durch Rückkopplung selbstschwingende Verstärkerschaltung - patentiert wurde, konnte sich die Rundfunktechnik so weit entwickeln, dass im Jahre 1920 in Berlin das erste Konzert drahtlos per Funk übertragen werden konnte.

In der Schweiz begann das Radiozeitalter mit den ersten lokalen Mittelwellensendern in Basel, Bern und Zürich im Jahre 1924 und etwas später in Chur mit Sendeleistungen von je 0.5 kW. Ich selbst erinnere mich noch gut daran, wie ich als Kind in den 1950er-Jahren mit einem Kristalldetektor-Radio diesen Ortssender in Basel lautstark mit Kopfhörer empfangen konnte, wohnte ich doch nur etwa 100 bis 150 Meter von diesem Sender entfernt, der auf dem Dach der Militärkaserne installiert war. Dass dieser Sender meinen Spieltrieb in Sachen Elektronik, etwa Ende der 1950er-Jahre früh weckte, lag auf der Hand. Dieser Sender ging etwa mitte der 1970er-Jahre kaputt. Jahrelang sendete er noch verzerrt bis er dann endlich abgestellt wurde. Eine Reparatur lokaler Mittelwellensender lohnte sich wegen des damals bereits sehr guten landesweiten UKW-Versorgungsnetzes nicht mehr.

Doch zurück zum eigentlichen Thema! Bis in die 1940er-Jahre beherrschte die Röhre das Gebiet der Nachrichtentechnik. Erst dann war man technologisch so weit, Germanium zur Herstellung von Dioden verwenden zu können. Seit dieser Zeit bestimmt die Halbleitertechnik die Entwicklung der Elektronik.

Eine mir bekannte Nische für die Verwendung von Radioröhren (Vakuumröhren) blieb jedoch bis heute erhalten: Es ist die Funktechnik für mittlere Hochfrequenzen, hauptsächlich im Lang- und Mittelwellenbereich, bei sehr hohen Sendeleistungen, weit oberhalb des 100kW-Bereiches. Die stärksten Sender gibt es auf der Langwelle mit Leistungen bis zu 2000 kW. Diese Sender haben eine enorme Bodenwellenreichweite. Aber auch in diesem Leistungsbereich wird die Röhre, je länger desto mehr, durch Halbleiter verdrängt. Bei sehr hohen Spannungen und Strömen werden einzelne Bauteile zu komplexen Baugruppen seriell und parallel verschaltet. Zwecks hohem Wirkungsgrad wird die modulierte HF-Spannung oft in Pulsbreitenmodulation (PWM) realisiert. Zwischen Leistungsendstufe und Antenne wird mit mächtigen LC-Tiefpassfiltern die Antennenabstrahlung von Oberwellen gereinigt.



Wichtiger Link betreffs Dioden!



Das Innenleben der Diode

Woraus besteht eine Diode? Aus p- und n-dotiertem Kristall, wobei der Kristall aus Silizium oder Germanium besteht. p-dotierter Kristall enthält in sehr kleinen Mengen Indium (In) und n-dotiertes enthält Antimon (Sb). Durch diese unterschiedliche Art der Dotierung hat man zwei unterschiedliche Leitungstypen zur Verfügung. Im n-leitenden Kristall beruht die Stromleitung vorwiegend aus der Bewegung negativer Ladungen (Elektronen), während im p-leitenden Kristall vorwiegend die positiven Ladungen, die man als Löcher bezeichnet, bewegt werden. Diese Elektronen und Löcher (Mayoritätsträger) befinden sich jeweils im Kristallgitter zwischen zwei Atomkernen.

Interessant wird es, wenn beide Leitungstypen zusammengebracht werden. Dann erhält man den pn-Übergang, die sogenannte Grenzschicht. An der Grenzfläche der beiden Zonen wandern durch die natürliche Wärmebewegung Elektronen in den andern, den p-Bereich; dort ergänzen sie sich mit den Löchern. Man sagt dem auch: sie rekombinieren. Das gleiche geschieht mit den Löchern, die in den n-leitenden Bereich eindringen. Durch die Rekombination (Neutralisation eines Elektrons mit einem Loch) verschwinden in der Übergangszone die meisten Mayoritätsträger. Diese Grenzschicht wird also quasi zum Isolator, sieht man von den relativ wenigen Minoritätsträgern ab, welche das Ideal eines Isolators verhindern. Diese ladungsarme Grenzschicht ist allerdings extrem dünn.

Weshalb ergänzen sich nicht alle n-leitenden und p-leitenden Teilchen im gesamten Kristall, bzw. weshalb rekombinieren sie nicht überall? Die Antwort: Da elektrisch geladene Teilchen von einer Schicht in die andere übergehen, wird die Neutralitätsbedingung im Material gestört. Die festeingebauten Atomrümpfe mit ihren positiven und negativen Ladungen bleiben zurück. Innerhalb einer gewissen Zone entstehen zu beiden Seiten der Grenze Raumladungen, d.h. die n-Schicht wird leicht positiv und die p-Schicht leicht negativ.

Demzufolge baut sich eine elektrische Feldstärke und damit zusammenhängend eine elektrische Spannung auf. Diese Spannung wirkt in ihrer Polarität dem Majoritätsträgerfluss entgegen, d.h. sie hemmt die Difussion der Elektronen in die p-Schicht und der Löcher in die n-Schicht. Es werden nur solange Majoritätsträger in die andere Schicht wandern, bis ein Gleichgewicht hergestellt ist zwischen der abstossenden Wirkung der Raumladung und der Bewegungsenergie der Löcher bzw. Elektronen. Diese Gleichgewichtsspannung nennt man deshalb auch Antidifussionsspannung. Siehe Bild 1 links.

Diese Antidifussionsspannung ist abhängig vom pn-Dichtegefälle und vor allem von der Temperatur. Diese Spannung hat bei Germanium einen Wert von etwa 0.25 V und bei Silizium etwa 0.65 V.

Die wichtigste Erkenntnis bezüglich pn-Übergang: Macht man einen Halbleiter dadurch leitend, dass man ihn auf der einen Seite p- und auf der andern n-dotiert. Dadurch entsteht die Übergangszone - auch Grenzschicht genannt - die an freien Ladungsträgern durch Diffusion und anschliessender Rekombination verarmt, also wieder hochohmig wird. Entscheidend ist, dass diese Grenzschicht von aussen steuerbar ist. Dieser Effekt wird in der Diode ausgenutzt.

Wird die Diode an einen Stromkreis geschlossen, in dem die n-Schicht die positive und die p-Schicht die negative Spannung erhält, wandern die Elektronen zur positiven und die Löcher zur negativen Seite. Die Grenzschicht verbreitert sich, die elektrische Isolation wird besser, bzw. der bereits hohe Innenwiderstand einer spannungslosen Diode erhöht sich zusätzlich. Dadurch verringert sich die Kapazität zwischen Anode und Kathode, eine wichtige Eigenschaft für hochfrequente Anwendungen. Es gibt dazu sogar spezielle Kapazitätsdioden. Siehe Bild 1 mitte.

Wird die Diode an einen Stromkreis geschlossen, in dem die n-Schicht die negative und die p-Schicht die positive Spannung erhält, werden die Elektronen und Löcher von den gleichpoligen Spannungsanschlüssen abgestossen. Die Folge davon ist, dass Elektronen und Löcher in grosser Anzahl in die "gegnerische" Kristallschicht strömen. Siehe Bild 1 rechts. Damit fliesst ein Strom und das Prinzip des elektrischen Ventils, der Diode, ist erklärt.

Wichtig ist noch zu wissen, dass diese Durchwanderung erst stattfinden kann, wenn die Antidiffussionsspannung überwunden ist. Diese Spannung manifestiert sich stets als Durchflussspannung. Bei Germanium ist es etwa 0.25 V und bei Silizium etwa 0.65 V.

Auch Leuchtdioden (z.B. aus Gallium-Arsenid) haben Antidiffusionsspannungen. Diese ist dabei von der emittierten Lichtwellenlänge abhängig. Je kurzwelliger das Licht ist, um so höher ist die Antidiffusionsspannung, bzw. der Spannungsabfall zwischen der Anode und der Kathode. Man nennt diese Spannung auch Flussspannung. Bei einer Infrarot-LED ist es etwa 1.1 V, bei einer roten LED etwa 1.8 V, bei einer grünen LED bis etwa 2.5 V und bei einer blauen LED bis etwa 3.6 V. Es gibt auch UV-LEDs in Metall im blaunahen UV-Bereich mit noch höherer Flussspannung. Vielleicht gibt es eines Tages Röntgen- und Gammastrahlen-LEDs mit Flussspannungen im 100-V-Bereich... :-)



Das Ersatzschema der Diode

Will man mit einer Diode analoge Ströme, bzw. Spannungen bei hohen Frequenzen schalten, ist es nötig, dass man ausser den allgemein bekannten Parametern, wie maximaler Strom, Diodenflussspannung und maximale Sperrspannung, auch über den Bahnwiderstand Rs, den Durchlasswiderstand Rd, die Induktivität Ls und über die Sperrschichtkapazität Cs Bescheid weiss. Datenblätter liefern solche Informationen. Man kann für nicht zu hochfrequente Anwendungen (UKW) durchaus die gut bekannten Dioden 1N4148 (identisch mit 1N914) aus Silizium oder 1N270 aus Germanium verwenden. Für besonders hohe Frequenzen, bis weit in den GHz-Bereich, eignen sich sogenannte PIN-Dioden besser. Mikrowellen-PIN-Dioden haben mit weniger als 1 nH eine sehr niedrige Eigeninduktivität. Auch die Sperrschichtkapazität ist besonders niedrig, wobei der Hersteller besonders darauf achten muss, dass die Kapazität zwischen den Anschlüssen am Gehäuse die Gesamtkapazität nur minimal verschlechtert.

Rd ist stark abhängig von der Grösse des Stromes, wie die Annäherungsformel in Bild 2 rechts unten illustriert. Diese Formel alleine macht jedoch nur Sinn zwischen DC bis etwa 100 kHz. Oberhalb dieser Frequenz wird Rd von der Frequenz beeinflusst und dies je stärker je niedriger der Diodenstrom ist. Es ist eigentlich eine Impedanz. Etwa im Bereich zwischen 10 µA bis 1 mA, wirkt sich die Frequenz signifikant aus. Erhöht man den Strom allerdings auf 5 bis 10 mA, ist Rd praktisch frequenzunabhängig und der Wert von Rd kommt nahe an den Wert von Rs und dieser liegt in der Regel bei etwa 0.5 Ohm oder weniger. Beim hier vorgestellten elektronischen UKW-Antennenumschalter (Bild 8) fliesst bei eingeschalteter Diode ein Strom von 17 mA. Damit wird im Bereich von 100 MHz sicher gestellt, dass die Spannungsverluste durch die Diode gering bleiben.



So schaltet die Diode analoge Signale

In den folgenden Kapiteln wird zum leichteren Verständnis die Diodenschaltung mit einer funktionsäquivalenten Schaltung mit sogenannten CMOS-Analogswitches voranstellend verglichen. Auf diese spezielle Art von elektronischen Schaltern gehe ich hier nur symbolisch ein. Man könnte sich daher ebenso Relaiskontakte vorstellen.

In den Bildern 3 bis 5 geht es um das Schalten nieder- und hochfrequenter Signalspannungen, z.B. Audiosignale oder Antennenspannungen. Der Unterschied liegt im höheren Diodenstrom und den niedrigeren Koppelkapazitäten C1 und C2 für hohe Frequenzen.

Teilbild 3.1 illustriert symbolisch die Funktionsweise der Schaltung. Der analoge Schalter (ASW = Analog-Switch) schaltet mit einer Steuerspannung von +12 VDC ein und mit -12 VDC aus. Bei +12 VDC ist der Kontaktwiderstand sehr niederohmig und die Signalspannung wird vom Generator zum Ausgang Ua praktisch dämpfungsfrei übertragen, wenn R im Vergleich zum Kontaktwiderstand sehr gross ist. Das ist hier mit 10 k-Ohm auch der Fall. R kann auch wesentlich geringer sein, was besonders dann wichtig ist, wenn bei offenem Schalter verhindert werden muss, dass die parasitäre Interkontaktkapazität höherfrequente Signalanteile überträgt. Diese Kapazität wirkt mit R als passives Hochpassfilter erster Ordnung.

Teilbild 3.2 zeigt den funktionsidentischen Diodenschalter. Wenn Schalter S in Position "-12V" ist, sperrt die Diode. Sie ist hochohmig. Solange die Signalspannung des Generators kleiner bleibt als die Sperrspannung über der Diode D, wirkt sie als offener Schalter und Ua ist spannungslos. Aber man denke auch hier daran, dass die parasitäre Kapazität über der Diode D, und diejenige welche durch die Leiterbahnen auf der Leiterplatte zustande kommt, mit R2 ebenfalls ein passives Hochpassfilter erster Ordnung bildet. Stört dies, müssen R1 und R2 reduziert werden, was allerdings den Generator mehr belastet.

Wenn Schalter S in Position "+12V" ist, leitet Diode D einen Strom, der sich durch die Spannung von +12 VDC dividiert durch R1 plus R2 ergibt. Dies sind etwa 1 mA. Die Durchflussspannung der Diode vernachlässigen wir. Der Durchlasswiderstand Rd einer Kleinsignaldiode liegt bei diesem Strom bei etwa 30 Ohm, was bei R1 plus R2 von etwa 10 k-Ohm unproblematisch ist.

Wenn man die Steuerspannung umschaltet, entstehen an Ua kurzeitige positive oder negative Spannungsimpulse mit maximalen Amplitiudenwerten mit der halben Steuerspannung und dies sind +6 V und -6 V. Die Zeitkonstante ergibt sich dabei aus C2 und dem ohmschen Eingangswiderstand der Folgeschaltung. Diese hohen Spannungsspitzen sind nicht für alle Folgeschaltungen verträglich. Dazu kommt, wenn eine solche Diodenschaltung für Audiozwecke verwendet wird, dann knallt es bei jedem Ein- und Ausschalten ganz gehörig aus den Lautsprechern. Dieses Problem existiert nicht, wenn man an Stelle von Dioden moderne CMOS-Analogswitches verwendet, - vorausgesetzt man beschaltet diese Teile richtig.

Bei einer niedrigen Frequenz bis etwa 20 kHz und einer Belastung an Ua von 100 pF und mehr als 1 k-Ohm ist eine Vollaussteuerung von etwa 11 Vpp möglich. R1 und R2 sind auch bei stark reduziertem Diodenstrom durch die Überlagerung einer hohen Generatorspannung noch immer viel grösser als Rd (Bild 2). Diese Situation verschlechtert sich jedoch bei höheren Frequenzen bei gleicher Belastung an Ua. Bei grosser Generatoramplitude erhöht sich Rd zu stark, was nichtlineare Verzerrungen zur Folge hat. Bei einer Generatorfrequenz von 200 kHz sind unverzerrt noch etwa 5 Vpp und bei 1 MHz noch etwa 1 Vpp möglich.

Die Schaltung von Teilbild 3.3 ist identisch mit der in Teilbild 3.2, jeoch für wesentlich höhere Frequenzen konzipiert. R1 und R2 sind rund 17 mal niedriger. Der Diodenstrom erhöht sich um den selben Faktor. Gemäss Datenblätter bleibt Rd bei diesem Strom und einer Frequenzbandbreite zwischen 10 MHz und mehr als 1 GHz unterhalb von 0.5 Ohm. Und damit sind wir in Richtung UKW-Antennenumschalter schon ein ganzes Stück näher gerückt.

An dieser Stelle muss ich allerdings erwähnen, dass ich im Bereich der analogen Hochfrequenztechnik nicht die ausreichende Erfahrung habe um eine Schaltung so zu dimensionieren, dass sie hinsichtlich Diodenstrom, minimale Signaldämpfung, Rauschen und Frequenzbandbreite optimal ist. Ich verwendete für mein Antennenprojekt damals auch keine PIN-Dioden. Ich benutzte ganz normale Silizium-Kleinsignaldioden des Typs 1N914. Man kann auch Germanium-Dioden, z.B. des Typs 1N270 verwenden, womit man etwas höhere Frequenzbandbreiten bei gleichen Diodenströmen erreicht, allerdings muss man Ge-Dioden, um sie wirklich auszuschalten, im Sperrbetrieb betreiben. Die Diode muss mit negativer Spannung abgeschaltet werden. Bei Si-Dioden geht es auch ohne negative Spannung, sofern die Signalspannung sehr klein ist, weil die Diode genügend sperrt. Eine 1N914-Diode hat im spannungslosen Zustand eine Sperrschichtkapazität von 4 pF, eine 1N270-Diode bei einer Sperrspannung von nur -1 V bloss 0.8 pF. Für hochfrequente Anwendungen ist die 1N270-Diode je nach Schaltung vorteilhafter.

Teilbild 4.1 illustriert eine andere Methode des Schaltens analoger Signalspannungen. Wenn der Schalter - hier wiederum angedeutet als Analog-Switch (ASW) - mit -12 VDC offen ist, überträgt R das Generatorsignal nach Ua. Im Vergleich zu Bild 3 zeigt sich ein wichtiger Unterschied. In Bild 3 ist die Schaltung an Ua niederohmig, wenn der Signalweg eingeschaltet ist und mittelohmig, gegeben durch R, wenn der Signalweg ausgeschaltet ist. In Bild 4 ist dies umgekehrt. Bild 4 zeigt aber noch einen andern Unterschied und dies ist ein klarer Nachteil. Im Falle der Diodensteuerung, in Teilbild 4.2, wird die Signalspannung durch das Widerstandsverhältnis von R2/R1 in Richtung Ua geteilt, bzw. gedämpft und zwar ohne dass Ua belastet ist. Diese Belastung käme noch dazu. Man kann sich natürlich fragen, wozu ich überhaupt über etwas schreibe, das derart untauglich ist. Ganz einfach, es gibt in Verbindung mit Bild 3 eine sinnvolle Anwendung und damit kommen wir zu Bild 5.



Der erste Schritt zum Umschalten mit Dioden

Wir betrachten zunächst Teilbild 5.1 und wir erkennen sogleich, dass darin die Schaltungen aus Teilbild 3.1 und Teilbild 4.1 "verheiratet" sind. Welchen Vorteil hat dies? Das dreieckige Symbol mit der Bezeichnung I ist ein Spannungsinverter. Woraus dieser besteht, ist hier irrelevant. Wenn der Eingang auf +12 VDC geschaltet ist, liegt der Ausgang auf -12 VDC und umgekehrt. Wenn ASW1 und ASW2 aus analogen CMOS-Switches besteht, dann darf die Signalspannung des Generators theoretisch knapp den Wert von 24 Vpp erreichen, sofern die Betriebsspannung mit ±12 VDC erfolgt.

Im Falle von Diodenschaltern (Teilbilder 5.2 und 5.3) darf die Generatorspannung maximal weniger als halb so gross sein, weil die Diodenströme nach GND und nicht nach -12 VDC fliessen. Bei eingeschalterer Diode D1 liegt die Arbeitspunktspannung bei der halben positiven Betriebsspannung von etwa +6 VDC. Würde man die Diodenströme nach -12 VDC fliessen lassen, um so die maximale AC-Spannung an Ua zu erhöhen, sperren die Dioden bei Ausschaltung nicht genügend, weil sie erhalten dann keine Umkehrspannung. Dies hätte zur Folge, dass bereits eine geringe Generatorspannung von etwas mehr als die Diodenflussspannung, den Diodenschalter im eigentlich ausgeschalteten Zustand einschalten würde und dies an Ua mit einem mit Halbwellen gleichgerichteten Signal. Ganz einfach, wenn der Knoten R1/D1 auf GND-Pegel anstatt auf -12 VDC geschaltet würde, käme dies praktisch auf das selbe heraus, wie wenn man diesen Knoten DC-mässig offen legen würde.

Noch einmal zurück zu Teilbild 5.1. Es leuchtet sogleich ein, dass die Schaltung an Ua einen niedrigen Ausgangswiderstand hat, unabhängig davon, ob die Übertragung der Generatorspannung eingeschaltet ist oder nicht. Der Ausgangswiderstand des Generators gilt hier als theoretisch 0 Ohm. Wenn ASW1 und ASW2 gleich grosse Widerstandswerte im eingeschalteten Zustand haben, dann ist der Quellwiderstand an Ua immer gleich gross. Wenn der Schalter auf +12 VDC liegt, ist ASW1 ein- und ASW2 ausgeschaltet und wenn der Schalter auf -12 VDC liegt, ist ASW1 aus- und ASW2 eingeschaltet. Diese Methode mit symmetrisch niedrigem Ausgangswiderstand der Schaltung an Ua, hat den grossen Vorteil, dass sich die parasitäre Kapazität über dem offenen Kontakt von ASW1 kaum mehr störend auswirkt, weil die Grenzfrequenz dieses parasitären Hochpassfilters, bestehend aus dieser Kapazität und dem sehr niedrigen Widerstand des geschlossenen Schalters ASW2 extrem hoch ist. Allerdings sollte man trotzdem darauf achten, dass die Anordnung der Leiterbahnen diese parasitäre Kapazität nicht zusätzlich signifikant erhöht. Im umgekehrten Fall, wenn ASW1 ein- und ASW2 ausgeschaltet ist, dann gibt es keinen Widerstand der die Eingangsquelle (Generator) belastet. Auch hier darf der Einfluss der parasitären Kapazität des offenen ASW2-Kontaktes äusserst gering sein, weil der geschlossene ASW1 sehr niederohmig ist und beide Komponenten ein Tiefpassfilter mit ebenfalls extrem hoher Grenzfrequenz bildet.

Wir übertragen dies jetzt auf die Diodenschaltung in Teilbild 5.2 mit der selben Funktionalität. Wenn der Schalter auf +12 VDC liegt, fliesst über R1, D1 und R2 ein Strom von etwa 1 mA. Vergleiche dazu Teilbild 3.2. Der Ausgang von I liegt auf -12 V und D2 sperrt. Der Diodenschalter ist eingeschaltet. An Ua liegt die Generatorspannung. Da zwischen +12V und -12V pratisch 0 Ohm liegen, wird die Generatorspannung durch die Parallelschaltung von R1, R2 und R3 belastet.

C1, C2 und C3 dienen der DC-Entkopplung. Zwischen dem Generatorausgang und dem Knoten C1/D1 liegt entweder eine Spannung von etwa +6 VDC oder -12 VDC. C1 benötigt es, um diese DC-Spannunswerte durch den Generator nicht kurz zu schliessen. Zwischen den Knoten D1/R2 und D2/R3 müssen DC-Spannungswerte liegen, damit D1 und D2 richtig schalten können. Dafür sorgt die DC-Entkopplung mit C2. Beim Knoten R3/D2 liegt eine DC-Spannung von etwa +0.65 VDC (Diodenschalter = Aus) und etwa -12 VDC (Diodenschalter = Ein). Diese DC-Spannung muss mit C3 entkoppelt werden, damit die an Ua angeschlossene Schaltung keine DC-Spannung bekommt.

Wenn der Schalter auf -12 VDC liegt, ist D1 gesperrt und D2 leitet mit etwa dem selben Strom. Damit ist D2 niederohmig. D2 schliesst geringfügige hochfrequente Ströme, welche durch die Sperrschichtkapazität der Diode D1 und der parasitäten Kapazität zwischen den Leiterbahnen übertragen wird, kurz. Die Werte von C1 bis C3 müssen in Abhängigkeit von R1, R2, R3 und dem Eingangswiderstand der auf Ua folgt, so dimensioniert werden, dass die AC-Spannung bei der niedrigst zu übertragenen Frequenz nicht signifikant gedämpft wird.

Wir betrachten jetzt Teilbild 5.3 der die selbe Schaltung wie Teilbild 5.2 enthält, jedoch für wesentlich höhere Frequenzen dimensioniert ist. R1 und R2 sind genauso wie in Bild 3.3 17 mal niedriger. Dies betrifft hier ebenso auf R3 zu. Die Diodenströme von D1 und D2 erhöhen sich um den selben Faktor. Gemäss Datenblätter bleibt Rd (Bild 2) bei diesem Strom und einer Frequenzbandbreite von mehr als 1 GHz unterhalb von 0.5 Ohm. Mit dieser erweiterten Schaltung sind wir in Richtung UKW-Antennenumschalter zusätzlich ein weiteres Stück näher gerückt, weil es dort wichtig ist, dass restliches Antennensignal von der ausgeschalteten Antenne wirksam unterdrückt wird. Dafür sorgt die Kurzschlusssteuerung durch R3 und D2.



Das Umschalten mit T-Gliedern, ein entscheidender Vorteil

T-Glieder, wie Teilbild 6.1 illustriert, sind spezielle Signaldämpfungsglieder, wie sie oft in der Hochfrequenztechnik eingesetzt werden. Gegenüber einem gewöhnlichen Dämpfungsglied mit nur zwei Widerständen - in Teilbild 6.1 wären dies R1 und R3 - hat ein T-Glied den Vorteil, dass es in beiden Richtungen die selbe Dämpfung hat. Ua und Ue sind vertauschbar. Solche Dämpfungsglieder machen dort Sinn, wo eine Rückdämpfung gefordert ist. Dies ist dann z.B. sinnvoll, wenn viele Geräte parallel über eine gemeinsame Leitung mit einem Signal versorgt werden und ein gewisses Risiko besteht, dass die Geräte sich gegenseitig stören können.

Teilbild 6.2 ist ein T-Glied aus Schaltern, wobei diese Schalter wiederum aus Relais, analogen CMOS-Switch (ASW) oder Dioden bestehen können. Ua und Ue sind auch hier vertauschbar und es geht bei der Anwendung ebenso um eine Art Rückdämpfung. Nämlich, wenn das T-Glied ausgeschaltet ist - AWS1 und ASW2 offen sind und ASW3 geschlossen ist - sorgt der kurzschliessende Schalter ASW3 dafür, dass störende Signale über die parasitären Kapazitäten von ASW2 (vom Gerät) nicht in die Signallleitung zurückfliessen können. Oder im Falle eines Umschalters sorgt die ASW2-Funktion dafür, dass eine gegenseitige Beeinflussung unterdrückt wird. Dazu mehr in Bild 7:

Wenn Schalter S auf +12 VDC liegt, dann sind ASW1, ASW3 und ASW5 geschlossen und ASW2, ASW4 und ASW6 sind offen. Signalquelle Q1 ist nach Ua durchgeschaltet. Wenn Schalter S auf -12 VDC liegt, dann sind ASW1, ASW3 und ASW5 offen und ASW2, ASW4 und ASW6 sind geschlossen. Signalquelle Q2 ist nach Ua durchgeschaltet. Gäbe es ASW3 und ASW6 nicht, dass heisst, diese beiden Schalter wären überbrückt, dann würde diese Umschaltung wegen Dauerkurzschluss ganz einfach nicht funktionieren, weil entweder ist ASW2 oder ASW6 eingeschaltet und einer von diesen beiden Schaltern würde das Signal über ASW1 oder ASW4 kurzschliessen. Daher sind bei dieser Art von Umschaltung ASW3 und ASW6 zwingend nötig. Auch bei der Umschaltung mittels Dioden ist dem ebenso, wie wir gleich im übernächsten Kapitel sehen werden. Und damit kommen wir zur elektronischen Antennenumschaltung mittels Dioden.



Die Vorgeschichte zur elektronische Antennenumschaltung

Etwa mitte der 1980er-Jahre wurde in der Siedlung in der ich wohne, beschlossen, die lokale UKW/TV-Antennenanlage auf dem Dach des einen Hauses der moderneren "globalen" Kabelantennenanlage (ASCOM und später CABLECOM) zu opfern. Dieses Opfer hat natürlich den imensen Vorteil, dass man seither viel mehr Radio- und TV-Stationen empfangen kann. Ob besonders dieses Mehr an TV-Stationen eine zusätzliche geistige Bereicherung ist, möchte ich an dieser Stelle nicht thematisieren. Die Tatsache, dass ich dies jedoch hier auch nur ganz kurz andeute, dürfte erahnen lassen welch "positive" Einstellung ich dazu habe. Aber kommen wir wieder zurück zum Technischen. Oder vielleicht doch noch nicht ganz. Politik ist die Ursache, dass dieser Antennenumschalter überhaupt existiert. Irgendwann beschloss die hochverehrte graue Eminenz des Kabelantennenbetreibers einen gewissen lokalen privaten UKW-Sender vom Netz zu nehmen, weil er angeblich nicht mehr zur Region gehörte. Er war und ist durch den "Äther" jedoch problemlos zu empfangen.

Ich holte aus dem Keller eine alte verstaubte UKW-Faltdipolantenne, die ich schon mal vor mehr als 40 Jahre im Estrich meines Elternhauses im Einsatz hatte und montierte diese unter dem Dach des Balkons. Die Antennenspannung war dort gross genug. Das einzige was ich noch brauchte, war ein elektronischer Antennenumschalter, mit dem man zwischen der Kabelantenne und der eigenen Dipolantenne umschalten kann. Also baute ich diesen, wobei ich dieser Schaltung eine Umschaltung per Logiksignal verpasste, damit ich diese Schaltung, gesteuert durch weitere Schaltungen, auch aus der Küche bedienen kann. Von dort wähle ich nämlich ebenso die 16 Sendestationen des UKW-Empfängers im Wohnzimmer, und dies HF-gesteuert in umgekehrter Richtung auf dem Kabel von dem die aktiven Küchenlautsprecher vom Verstärker im Wohnzimmer das Stereo-Signal erhalten. Soviel zum historischen Hintergrund und zu meiner Motivation...



Die elektronische Antennenumschaltung

Die Schaltung besteht aus einem Steuerteil (oben) und dem eigentlichen Antennenumschalter (unten). KA bedeutet Kabelantenne, HA Heimantenne (z.B. eine private UKW-Faltdipolantenne) und REC Receiver.

Die Widerstandsverhältnisse von R12/R14 und R13/R15 sind so gewählt, dass oberhalb einer Spannung von etwa 2 V am Steuereingang S die Transistoren T4 und T5 leiten, bzw. eingeschaltet sind. Der Eingangswiderstand von S entspricht etwa dem Parallelwiderstandswert von R14 und R15 von etwa 43 k-Ohm. R12 und R13 sind irrelevant, weil ein Basisstrom einen viel kleineren Basis-Emitter-Widerstand bewirkt und dieser ist mit R12 bzw. R13 parallelgeschaltet. Eingang S ist somit TTL- und (H)CMOS-kompatibel. Als LOW-Pegel gilt eine Spannung die deutlich unter 2 V und als HIGH-Pegel eine die deutlich über 2 V liegt. Der HIGH-Pegel darf selbstverständlich auch den Wert der Betriebsspannung, hier +12 VDC oder mehr haben. Begrenzend wirkt einzig die Verlustleistung über R15. Bei einem 1/4-Watt-Widerstand wären dies 108 V...

Bei HIGH-Pegel an S leiten T4 und T5. Dadurch haben die Kollektoren von T4 und T5 beinahe GND-Potential (Sättigungseffekt). Über R10 fliesst ein T2-Basis- bzw. ein T4-Kollektorstrom. Dies ezeugt ein T2-Kollektorstrom und T2 leitet. Bei LOW-Pegel an S sind T4 und T5 offen und über R11 fliesst ein Strom in die Basis von T3. T3 hat eine Inverterfunktion. Er schliesst und es fliesst ein Strom aus der Basis von T1 über R9 zum Kollektor von T3, und T1 leitet.

Bei HIGH-Pegel an S ist also T2 leitend (LED HA leuchtet) und bei LOW-Pegel an S ist T1 leitend (LED KA leuchtet). R7 und R8 dienen einzig dem Zweck, dass bei fehlendem Basisstrom die Basis auf das Emitterpotential definiert ist. Dies gilt für T1 und T2. Diese Massnahme ist hier nicht zwingend nötig, aber es ist so die "sauberere" Lösung. Bei sehr geringen Kollektorströmen oder bei Anwendungen mit Darlington-Transistoren ist dies, wegen der sehr hohen Stromverstärkung, auf jedenfall zu empfehlen.

Bei HIGH-Pegel an S sind die beiden Relais REL1 und REL2 angezogen und D4 sperrt (hochohmiger Zustand). Der Eingang HA ist daher auf REC durchgeschaltet. Für die Heimantenne verwendete ich Relais um die Spannungsverluste besonders niedrig zu halten. Man könnte aber ebenso auch hier ein Diodenschaltnetzwerk verwenden. D7 wirkt als Freilaufdiode um beim Abschalten von REL1 und REL2 T2 vor selbstinduktiven Überspannungsspitzen zu schützen.

Bei LOW-Pegel an S sind REL1 und REL2 stromlos, aber durch D4 fliesst ein Strom und damit ist D4 im eingeschalteten niederohmigen Zustand. Dadurch werden geringe Antennenströme, welche durch die parasitäre Kapazität zwischen den offenen Kontakten von REL1 übertragen werden, nach GND kurzgeschlossen. D1 und D3 sind stromdurchflossen und daher als Schalter eingeschaltet. D2 ist stromlos und so in seiner Kurzschlussfunktion unwirksam. Der Eingang KA ist daher auf REC durchgeschaltet. Eine Kabelantennenanlage bietet in der Regel einen genügend hohen Pegel, dass die Schaltung mittels Diodenschaltnetzwerk, mit höherer Dämpfung als mit Relais, problemlos funktioniert. Gemäss Angaben des Elektronikbuchautors Nührmann beträgt die minimale Antennenspannung an der Anschlussbuchse einer Kabelantennenanlage 353 µV und die maximale Antennenspannung 11.18 mV (bei 75 Ohm). Diese niedrige Spannung erlaubt es auch, die Dioden unipolar zu steuern: Eingeschaltet wenn stromdurchflossen und ausgeschaltet wenn stromlos. Eine negative Sperrspannung ist hier nicht nötig.

Es gibt zwei Möglichkeiten die Dämpfung des Diodenschaltnetzwerkes zu reduzieren: Man erhöht etwas die Widerstände R1, R2, R4 und R5 oder man schaltet noch besser in Serie zu ihnen kleine Induktivitäten. C1 bis C10 sollten induktionsarme Keramik-Kondensatoren sein. D5 und D6 begrenzen die Spannungsimpulse bei den Umschaltvorgängen durch Schalter S auf maximal 1.4 Vpp bei Si-Dioden und auf maximal 0.6 Vpp bei Ge-Dioden.

Ein paar Worte zu den Relais. Ich benutzte irgendwelche gerade vorhandene Reedrelais. Den Typ weiss ich nicht mehr, auch nicht mehr wie gross die Kapazität zwischen den offenen Kontakten ist. Die Schaltung funktioniert jedenfalls problemlos. Wenn jemand besseres bevorzugt, gibt es für entsprechend tiefen Griff in den Geldbeutel auch Deluxe-Relais. Zu erwähnen sei das sehr kleine HF-Relais RF300 oder RF303 (sensitive Ausführung) im TO5-Transistorgehäuse von der Firma TELEDYNE. Die Interkontaktkapazität beträgt nur 0.4 pF und hat einen maximalen Kontaktwiderstand von 0.15 Ohm. Es gibt zwei Spulentypen für Betriebsspannungen mit 5 VDC oder 12 VDC.

Zum Schluss kommen wir noch zur optionalen Induktivität L. Wenn man eine aktive Antenne (Antenne mit Verstärker) betreiben will, muss diese gespiesen werden. In dem die Betriebsspannung, hier 12 VDC, über L in das Antennensignal eingespiesen wird, hat man eine Phantomspeisung. Das heisst, beim Antennenvertärker kann man ebenfalls mittels Induktivität die DC-Spannung für den Betrieb des Verstärkers auskoppeln. C10 schliesst allfällige HF-Restspannungen nach GND kurz.



Wie wird eine Dipolantenne angeschlossen?

Bevor man eine (Falt-)Dipolantenne an der Buchse HA anschliessen kann, muss man das symmetrische HF-Signal vom Dipol mittels kleinem HF-Übertrager asymmetrieren. Zwischen der Antenne und diesem sogenannten Symmetrie-Übertrager dient ein unabgeschirmtes zweiadriges Flachband-UKW-Antennenkabel mit dem typischen Wellenwiderstand von 240 oder 300 Ohm. Zwischen Übertrager und HA-Anschluss dient das typische Koaxialkabel mit einem Wellenwidertstand von 75 Ohm. Die Frage ist jetzt, wo findet man einen solchen Übertrager? Ich habe mal im CONRAD- und FARNELL-Katalog nachgeschaut. Ich wurde nicht fündig. Das einfachste ist der Weg ins Radio/TV-Geschäft oder in die Radio/TV-Abteilung eines grossen Kaufhauses, wo alles etwas billiger ist. Dort besorgt man sich einen Adapter mit einem Symmetrie-Übertrager, der auf der einen Seite ein kurzes Stück symmetrisches Flachband-UKW-Antennenkabel mit Stecker und auf der andern Seite einen Anschluss für das Koaxialkabel mit 75 Ohm hat. Hersteller von solchen Adaptern ist z.B. die Firma HIRSCHMANN. Diesen Adapter montiert man mit dem Plastikgehäuse in die Nähe des Anschlusses der Dipolantenne und man verbindet das zweiadrige Kabel gleich mit der Antenne. An die Gegenseite des Adapters schliesst man das Koaxialkabel, das man mit der Buchse HA der elektronischen Antennenumschaltung verbindet. Das Koaxialkabel hat bei meiner Anwendung eine Länge von 5 Metern.

Wer überhaupt noch keine UKW-Antenne besitzt, hat zwei Möglichkeiten. Man besorgt sich eine Stabantenne. An diese kann man direkt das Koaxialkabel anschliessen. Oder man besorgt sich eine UKW-Dipolantenne, die bereits einen zusätzlichen asymmetrischen 75-Ohm-Anschluss hat. Bei CONRAD gibt es solche Antennen von der einfachen UKW-Ringdipolantenne bis zur UKW-Hochleistungsantenne mit Reflektor und Direktoren und eingebauten Symmetrieübertragern.



Thomas Schaerer, 11.12.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 05.03.2006 ; 08.02.2008 (wie05.03.2006)