Spannungsregelschaltung mit elektronischer
Brummsiebung (Brummunterdrückung)
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Baut man eine empfindliche und rauscharme analoge Mess- oder
Audioschaltung, kommt man in der Regel nicht drum herum, sich mit einer
hochwertigen Speisung zu befassen. Soll diese aus der
230-VAC-Netzspannung und nicht von einer Batterie, also mit Netztrafo,
Gleichrichtung, Siebung und Spannungsregelung erfolgen, sieht man sich
oft mit allfälligen Brumm- und manchmal auch Störungen anderer Art
konfrontiert.
Brummstörung: Dieses Übel kann verschiedene Ursachen haben, wie
z.B. die induktive Einkopplung magnetischer Streufelder vom Netztrafo in
empfindliche Teile der analogen Schaltung, schlecht gewählten
Massereferenzpunkt (Einkopplung des Rippelstromes vom Gleichrichter in
Richtung Siebelko in die Masseleitung) oder ungenügend dämpfende
Regelschaltung. Dieser Elektronik-Minikurs thematisiert primär diese
Situation.
Um möglichst geringe magnetische Streufelder zu erzeugen, lohnt es sich
oft einen Ringkerntrafo einzusetzen, wobei etwa die Hälfte des Gewichtes
auch noch eine gewisse Rolle spielen könnte. Dieser Trafo ist deshalb
streuarm, weil die runde Form des Eisenkerns der Ausrichtungstendenz der
Magnetfeldlinien am besten Rechnung trägt. Wenn ein solcher Trafo
speziell angefertigt werden muss, lohnt es sich oft eine Schirmwicklung
zwischen der Primär- und der Sekundärseite wickeln zu lassen. Es gibt
dabei zwei Ausführungsformen. Die eine ist eine Lackdrahtwicklung, die
an einem Ende mit der 230-VAC-Netzerde verbunden wird und das andere
Ende offen ist. Die andere Ausführungsform ist eine nicht
kurzschliessende Kupferfolie, die an einer beliebigen Stelle, ebenfalls
mittels herausgeführter Litze, geerdet wird. Dazu dieses
Bild aus dem folgenden
Elektronik-Minikurs, der speziell auf diese Problematik
eingeht:
Die erstgenannte Methode, hat den Nachteil, dass in die Schirmwicklung
eine nicht zu unterschätzende, jedoch ungefährlich hohe Spannung
induziert wird, die sich kapazitiv in die Sekundärwicklung einkoppelt.
Diese Spannung ist aber deutlich geringer, als wenn dieser Effekt von
der Primärwicklung ausgeht, falls derjenige Primärwicklungsteil, der mit
der Phase verbunden ist, visavis zur Sekundärwicklung liegt. Will man
eine maximale Störunterdrückung von der Primärwicklung zu den
Sekundärwicklungen, empfiehlt sich allerdings die Kupferfolie zur
Abschirmung. Die von der Primärseite kapazitiv eingekoppelte Spannung,
wirkt sich auf den Sekundärwicklungen als Gleichtaktspannung aus. Sie
hat keinen Einfluss auf die Sekundärspannungen. Trotzdem kann es zu
Störproblemen kommen, wenn die auf der Sekundärseite folgenden
Schaltungen geerdet sein müssen. Eine geerdete Schirmfolie vermeidet
dies wirksam.
Moderne Alternative: Die erste Version dieses
Elektronik-Minikurses geht zurück auf den Januar 2001. In der sehr
langen Zwischenzeit von fast zwei Jahrzehnten (Version vom Juli 2019)
hat sich sehr viel getan im Bereich von
Schaltreglern.
Man muss sich die Frage stellen, ob man damit mindestens die gleich guten
Isolations- und Leistungswerte erzielt und dies bei deutlich kleineren
mechanischen Masse und viel geringerem Gewicht. Und wie sieht es mit
Störsignalen aus? Anstelle einer sehr niedrigen 100-Hz-Rippelspannung,
hat man es mit steilflankigen Störspannungen zu tun, die um einiges
grösser sind als die 100-Hz-Rippelspannung. Mehr dazu liest man weiter
unten im Unterkapitel "Schaltregler-Alternative" mit
Bild 9.
Es geht dabei auch um elektro-medizinische Anwendungen.
Wichtige Datenblätter zusammengefasst
- 1N4004 Kleinleistungs-Diode
- 2N3055 ; MJ2955 NPN- und PNP-Leistungstransistor (BJT)
- BC550C (= BC547C) NPN: Wo im Text BC550 steht, gilt BC547C! BC550 ist obsolet!
- BD239 NPN
- BD240 PNP
- LM317 var. pos. Spannungsregler bis 1A
- LM337 var. neg. Spannungsregler bis 1A
- LM350 var. pos. Spannungsregler bis 3A
- LM333 var. neg. Spannungsregler bis 3A (obsolet!)
- LT1185 var. neg. Spannungsregler bis 3A (alternativ zum LM333)
- LM78xx pos. Fixspannungsregler
- LM79xx neg. Fixspannungsregler
Beliebte Dreibeiner
Für viele Fälle von Spannungsregelungen eignen sich die beliebten
Dreibeiner, sei es für fixe (z.B. 78xx oder 79xx) oder variable (z.B.
LM317 oder LM337) Ausgangsspannungen. Diese ICs haben jedoch leider den
Nachteil, dass ihre Filterwirkung in Bezug auf die Rippelspannung oft
ungenügend ist. Man könnte eine Spannungsregelung selbst realisieren,
die diesen Anforderungen genügt. Will man jedoch die selben Schutz- und
Sicherheitsfunktionen mit einbauen, welche diese Dreibeiner
selbstverständlich integriert haben, steigt der Aufwand beträchtlich.
Diese Dreibeiner enthalten nämlich eine Strombegrenzung und die
Einhaltung des
Safe-Operating-Area (SOA)
des integrierten Leistungstransistors.
Wenn man mit der Sekundärspannung des Trafos, wegen etwas zusätzlichem
Spannungsabfall, nicht geizt, bietet sich eine elegante Möglichkeit der
Kombination von elektronischer Brummsiebung, die einfach zu realisieren
ist und der Spannungsregelung mit einem der beliebten Dreibeiner an. Der
Mehraufwand hält sich so in Grenzen.
Induktive Brummsiebung
Ich will die Beantwortung der Frage nicht offen lassen, was man früher
unternahm, als es noch nicht so einfach war elektronische
Brummsiebschaltungen zu realisieren. Ganz einfach, ein passives
LC-Tiefpassfilter zwischen Gleichrichter-Glättungs-Elko und dem
Verbraucher. Genau genommen eine CLC-Schaltung. Als Induktivität L
diente meist eine schwergewichtige Drossel, bestehend aus einer schweren
Kupferwicklung und einem ebenso schweren Eisenkern. Vom äusseren
Anschein her konnte man kaum diese Drossel vom Netztrafo unterscheiden.
Vor allem bei
Röhrenradios
war diese Methode üblich.
Wollte man eine möglichst niedrige Verlustleistung erzielen, war man
gezwungen eine hohe Induktivität bei niedrigem realen Verlustwiderstand
zu realisieren. Je idealer man dieses Ziel erreichen wollte, um so
schwerer und um so teurer wurde diese Drossel. Man musste stets
Kompromisse schliessen. Natürlich gab es damals auch noch nicht
dreibeinige Spannungsregler-ICs, wobei es diese für Hochvoltanwendungen
auch heute kaum gibt. Es gab dafür spezielle Kaltkathoden-Glimmröhren,
die der Spannungsstabilisierung und so als Spannungsreferenz dienten.
Etwas mehr dazu liest man im Elektronik-Minikurs
Elektronikgeschichte:_Kaltkathoden-Röhren I
im Kapitel "Die Stabilisatorröhre".
Bei hohen Leistungen wurden komplizierte Reglerschaltungen mit
Leistungs-Vakuumröhren eingesetzt, wobei eine kleine
Kaltkathoden-Stabilisatorröhre als Spannungsreferenz diente. Unter VR1
und VR2 in Bild 1 muss man sich solche Schaltungen vorstellen. Wer
solche antike Schaltungen im Internet sucht, könnte vielleicht fündig
werden. Zum Schluss dieses einführenden Kapitels eine typische
Netzteilschaltung
für Röhrenradios aus alten Tagen. Quelle ist das Online-Radiomuseum mit
diesem
Beitrag,
das zu besuchen sich unbedingt lohnt.
Prinzipschaltung
Bild 2 zeigt wie die elektronische Brummsiebung grundsätzlich
funktioniert. Transistor T1 (T2) arbeitet als einfacher Emitterfolger.
R1 (R2) und R3 (R4) sind so dimensioniert, damit der Spannungsabfall
über der elektronischen Brummsiebung (zwischen Kollektor und Emitter von
T1, bzw. T2) so gross ist, dass die Rippelspannung Ur (Brummspannung)
durch diese Schaltung "absorbiert" wird. R1 (R2), R3 (R4) und C5 (C6)
bilden ein passives Tiefpassfilter mit dem Zweck Ur möglichst stark zu
dämpfen, so dass die Spannungsregelschaltung VR1 (VR2) nur noch wenig
zur Dämpfung der Rippelspannung Ur beitragen muss. Wählt man die
Zeitkonstante dieses Tiefpassfilters erster Ordnung gross genug, hat man
gleichzeitig eine so genannte Slow-Turn-On-Funktion, die oft dazu dient,
die Einschaltknackgeräusche in hochwertigen HIFI-Anlagen vermeiden.
Die nicht der Reihe nach nummerierten Bauteile haben den Sinn darin,
dass man die selben Bauteilnummern mit der selben Funktion in der
Schaltung in Bild 5 wieder erkennt. Das selbe Prinzip findet man in den
Bildern 3 und 4.
Elektronische Brummsiebung, Schritt für Schritt erklärt!
Teilbild 3.1 zeigt eine sehr einfache Impedanzwandlerschaltung mit einem
NPN-Transistor. R1 ist so niederohmig gewählt, dass über ihm, wegen des
geringen Basisstromes, keine signifikante Spannung abfällt. Der
Basisstrom ergibt sich aus dem Kollektorstrom dividiert durch die
Stromverstärkung von T1. Eine der DC-Spannung an Ue überlagerten
Rippelspannung Ur, wie man sie über einem Ladelko, der von einem
Brückengleichrichter gespeist wird, misst, überträgt sich mit praktisch
gleich grosser Amplitude auf den Ausgang Ua. Nur die DC-Spannung an Ua
hat sich um den Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 an Ue
reduziert. Siehe das dazu gehörige Diagramm.
Das selbe Diagramm erzeugt die erweiterte Schaltung in Teilbild 3.2 und
wir werden sehen, welchen Vorteil zwei Transistoren bieten. Wir haben es
hier mit einer ganz besonderen Art einer Darlingtonschaltung zu tun. Die
konventionelle besteht entweder aus zwei hintereinander geschalteten
NPN- oder aus zwei hintereinander geschalteten PNP-Transistoren. Wäre
Teilbild 3.2 eine konventionelle Darlingtonschaltung, bestünde sie aus
zwei NPN-Transistoren. Dies hätte den Nachteil, dass die minimale
Spannung zwischen Ue und Ua zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen
entspricht. Das ist die absolut niedrigste Spannung bei der eine
konventionelle NPN oder PNP-Darlingtonschaltung gerade noch arbeiten
kann.
Was wir hier haben ist eine komplementäre NPN-Darlingtonschaltung. Der
Leistungstransistor T1 ist ein PNP- und der Treibertransistor T3 ein
NPN-Transistor. Dieser Treibertransistor bestimmt den Charakter der
Darlingtonschaltung. Ist dieser T3 ein NPN-Transistor, so ist dies auch
die ganze Darlingtonschaltung, auch wenn T1 ein PNP-Typ ist. Der grosse
Vorteil der komplementären Darlingtonschaltungen ist, dass die absolut
minimale Spannung zwischen Ue und Ua nur eine
Basis-Emitter-Schwellenspannung beträgt und zwar die von T3. Diese
minimale Spannung zwischen Ue und Ua trifft dann zu, wenn R1 so
niederohmig ist, dass sein Spannungsabfall so klein ist, dass er
betreffs Verlustspannung vernachlässigt werden kann. Da die
Stromverstärkung einer Darlingtonstufe enorm viel höher ist, als die
einer Transistorstufe mit nur einem Transistor, darf R1 ohne
signifikanten Spannunsabfall viel grösser sein. Eine wichtige
Eigenschaft wie wir noch sehen werden. Warum auf T1 T3 und nicht T2
folgt, hat mit dem Vergleich zur Schaltung in
Bild 5
zu tun. Mehr Informationen zur komplementären Darlingtonschaltung
vermitteln diese beiden Elektronik-Minikurse:
Wir kommen jetzt zu Teilbild 3.3 das sich von Teilbild 3.2 nur mit C5
unterscheidet. Mit dieser Schaltung haben wir beinahe schon das was wir
wollen - eine elektronische Brummsiebung. Die an der DC-Spannung
überlagerte Rippelspannung Ur am Eingang Ue, wird mittels passivem
R1C5-Tiefpassfilter so stark gedämpft, dass an der Basis von T3 eine
geglättete DC-Spannung vorliegt, die der DC-Spannung an Ue entspricht.
Allerdings stimmt dies nur dann, wenn Ua gar nicht oder nur geringfügig
mit Strom belastet ist. Der T3-Basisstrom muss so gering sein, dass es
über R1 keine signifikante DC-Spannung gibt. Da C5 keine Rippelspannung
Ur aufweist, liegt diese folgerichtig über R1. An Ua muss nun ebenfalls
folgerichtig die Eingangs-DC-Spannung Ue minus einer
Basis-Emitter-Schwellenspannung ohne Rippelspannung Ur vorliegen. Dies
ist der Fall, wenn die Rippelspannung Ur an Ue so niedrig ist, dass die
minimale DC-Spannung zwischen Ue und Ua in keinem Augenblick
unterschritten wird. Passiert dies, zeigt sich an Ua ebenfalls zumindest
ein Teil der Rippelspannung die an Ue anliegt. Da diese
Ua-Ue-Differenzspannung einer Basis-Emitter-Schwellenspannung
entspricht, verträgt diese Schaltung praktisch keine Rippelspannung an
Ue, ohne dass diese an Ua nicht zumindest etwas wirksam wird. Das ist
die Ausgangssituation...
Wie löst man dieses Problem? Man könnte R1 so gross wählen, dass bei
Strombelastung an Ua der Basisstrom an R1 einen so grossen
DC-Spannungsabfall bewirkt, dass die Ua-Ue-Differenzspannung so gross
wird, damit die Schaltung eine gewisse Höhe der Rippelspannung
verarbeitet und so an Ua eine sauber geglättete DC-Spannung vorliegt.
Dies hätte allerdings zum Nachteil, dass der Spannunsabfall über R1 von
der Erwärmung von T1 abhängig ist, weil dessen Stromverstärkung
ebenfalls temperaturabhängig ist. Und es kommt hinzu, dass die Spannung
über R1 und damit auch die Ua-Ue-Differenzspannung vom Laststrom an Ua
stark abhängig ist. Das sieht gar nicht gut aus und deshalb kommen wir
zu Teilbild 3.4, die mit dem bedeutungsvollen Widerstand R3 erweitert
ist. Die Lösung naht...
Teilbild 3.4 zeigt die vollständige Prinzipschaltung. R1 wird so
niederohmig gewählt, dass ohne R3 der geringe T3-Basisstrom über R1 nur
eine kleine Spannung bewirkt, wenn der Strom am Ausgang den maximalen
Wert hat. Nachträglich wählt man R3 so niederohmig, dass über R1 eine
Spannung abfällt, die addiert mit der Basis-Emitter-Schwellenspannung
von T3 etwas grösser ist als die maximale Rippelspannung Ur. Man muss
dafür sorgen, dass der Querstrom von Ua über R1 und R3 nach Ue bei
maximalem Ausgangsstrom an Ua etwa 3 bis 5 mal so gross ist wie der
Basisstrom an T3. Dadurch wird die Schaltung für den diesen Zweck
genügend temperaturunempfindlich.
Der parallele Widerstandswert von R1 und R3 bilden mit C5 ein passives
Tiefpassfilter erster Ordnung. Der Widerstandswert, der in Serie mit C5
das Tiefpassfilter bildet, ist genau genommen etwas niederohmiger als
der Parallelwert von R1 und R3, weil schliesslich ein Basisstrom zum
Transistor T3 fliesst. So genau muss man dies aber nicht nehmen, weil
der Strom durch R1 und R3 viel grösser ist als der T3-Basisstrom. Die
Grenzfrequenz dieses Tiefpassfilter sollte man möglichst niedrig halten,
weil man damit eine besonders gute Dämpfung der 100-Hz-Brummspannung
(100 Hz, weil 2-Weg-Gleichrichtung!) erzielt und als Nebeneffekt
erreicht man noch den so genannten Slow-Turn-On-Effekt, der z.B. dazu
dient, in Audioanlagen Einschaltknackgeräusche zu vermeiden. Eine
Zeitkonstante im mittleren 100-ms-Bereich (z.B. eine halbe Sekunde) ist
etwa vernünftig. Dazu später noch etwas differenzierter.
Die Brummsiebung im Detail
Es folgt eine differenzierte Ausführung wie die elektronische Brummsiebung arbeitet. Es ist sehr wichtig um den Inhalt dieses Kapitels zu verstehen, dass man die Datenblätter für die beiden Transistoren BD240 und BC550C (= BC547C) vor sich hat. Wir kommen zu Bild 4:
Auf diese elektronische Brummsiebung folgt irgend eine
Spannungsreglerschaltung die einen Strom von maximal 300 mA liefert, als
Beispiel. Das heisst, sie enthält auch eine Strombegrenzung knapp
oberhalb des Maximalstromes. Der Ladelko CL bei der
Gleichrichterschaltung ist so dimensioniert, dass bei einem DC-Strom von
300 mA eine maximale Rippelspannung von Ur = 1.5 Vpp entsteht. Es genügt
hier zu wissen, dass dies gegeben ist, wenn CL einen Wert von 2000 µF
hat. Wie gross die DC-Ausgangsspannung ist, spielt dabei keine Rolle.
Uns interessiert hier einzig, dass der Spannungsabfall über der
elektronischen Brummsiebung so niedrig wie möglich realisiert wird. Das
ist natürlich vor allem dann interessant, wenn die Ausgangsspannung
relativ niedrig ist. Dadurch hält man die Verlustleistung niedrig und
der Wirkungsgrad liegt in einem akzeptabel realistischen Bereich.
Es ist grundsätzlich die selbe Schaltung wie in Teilbild 3.4. Bei einem
T1-Kollektorstrom (Strom Ia) von 300 mA und einer
Kollektor-Emitter-Spannung von knapp 2 VDC, beträgt die Stromverstärkung
von T1 (BD240) einen Faktor von etwas mehr als 100. Da jedoch durch die
eingangsseitige Rippelspannung (Brummspannung), im vorliegenden
Beispiel, die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 bis auf 0.8 V reduziert
wird, müssen wir im Datenblatt des BD240 genau nachsehen, wie hoch dabei
die Stromverstärkung noch ist. Das Diagramm Collector-Emitter
Saturation Voltage vs Base-Current gibt Auskunft. Bei 0.8 V
beträgt die errechnete Stromverstärkung gerade noch 100. Bei einem
Kokllektorstrom von 300 mA wird ein T1-Basisstrom von 3 mA erwartet.
Schauen wir nach, wie viel Basisstrom für eine Kollektor-Emitter-Spannung
von nur 0.2 V benötigt wird, sind es 4 mA, was die Stromverstärkung auf
75 reduziert. Wir rechnen mit diesem Wert und sind damit in einem
sicheren Bereich. Es gibt beim BD240 die Ausführungen A, B und C. Damit
werden nur die maximalen Kollektor-Emitter-Spannungen bei keinem und nur
geringem Kollektorstrom von -30 mA unterschieden. Auf die
Stromverstärkung haben diese Endbezeichnungen keinen Einfluss.
Dieser T1-Basisstrom von 4 mA ist in Bild 4 eingetragen. Als nächster
Schritt wollen wir wissen, wie gross die Stromverstärkung des
Kleinsignaltransistors BC550C (T3). Hier ist die Datenblattsuche
betreffs Informationsinhalten etwas problematisch. Ich habe zwei
einander ergänzende Datenblätter gefunden. Das eine ist von Fairchild
und das andere von Micro Electronics LTD. Es lohnt sich auf jedenfall
den BC550C - der C-Typ - einzusetzen, weil dieser die höchste
Stromverstärkung aufweist. Im Vergleich zum BD240 stehen hier die
Buchstaben am Schluss für den Bereich der Stromverstärkung.
BC550-Fairchild-Datenblatt:
Bei einem kleinen Basisstrom von 50 µA ist oberhalb einer
Kollektor-Emitter-Spannung von 1 V der Kollektorstrom mit etwa 12 mA
konstant. Das heisst die Stromverstärkung beträgt 240. Bei etwa 0.5 V
sind es immer noch etwa 200. Siehe auf Seite 3
"Figure 1. Static-Characteristic".
Entscheiden wir uns für den hoch-stromverstärkenden BC550C, ist die
Stromverstärkung mindestens drei mal höher, also rund 600. Realisieren
wir eine sehr grosszügige Sicherheitsmarge und setzen einen Wert von 300
ein. Damit darf die Kollektor-Emitter-Spannung von T3 den Wert von 0.5 V
wesentlich unterschreiten. Der T3-Basisstrom beträgt etwa 13 µA. Da
dieser Strom sehr niedrig ist, sind wir grosszügig mit der Wahl des
Querstromes von Ue über R1 und R3 nach Ua und wählen einen Wert 0.15 mA
durch den Widerstand R3. Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3
beträgt beim angegebenen T3-Kollektorstrom von 4 mA etwa 0.65 V. Für die
Bestimmung von R3, dividieren wir diese 0.65 V durch den Strom von 0.15
mA. Der errechnete Wert beträgt 4.33 k-Ohm. Wir setzen für R3 einen Wert
von 4.7 k-Ohm ein. Der Strom durch R3 beträgt dann 0.14 mA. So genau
darf man dies aber nicht nehmen, weil die
Basis-Emitter-Schwellenspannung exemplarisch streut und mit etwa -2 mV/K
temperaturempfindlich ist.
Wir berechnen jetzt R1. Da die Rippelspannung Ur einen maximalen Wert
von 1.5 Vpp hat, definieren wir, dass Spannungsdifferenz zwischen Ue und
Ua maximal 2 VDC beträgt, und berechnen diese für 1.8 VDC. Dies
bedeutet, dass die Spannung über R1 1.35 VDC betragen muss. Der Strom
durch R3 von 0.15 mA addiert sich mit dem T3-Basisstrom zum Strom von
0.163 mA durch R1. Die Spannung über R1 dividiert durch den Strom durch
R1 ergibt einen Wert von 7.05 k-Ohm Wir setzen für R3 einen Wert von 6.8
k-Ohm ein, wodurch die Spannung über R1 von 1.15 VDC auf 1.1 VDC sinkt.
Diese präzisen Überlegungen spielen auf Grund der Bauteiltoleranzen und
der bereits erwähnten Toleranzeigenschaften der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 eine untergeordnete Rolle. Die
Praxis ist folgende: Man misst die Spannung zwischen Ue und Ua. Weicht
sie zu sehr von der Erwartung ab, korrigiert man sie, in dem man
parallel zu R1 oder R3 höherohmige Widerstände hinzufügt, oder man
tauscht R1 oder R3 einfach aus. Empirisch darf es auch sein, warum
nicht.
Bisher gilt für Bild 4 die reine DC Betrachtung, ohne C5 im Einsatz. Ab
hier ist C5 im Einsatz. Die Bezeichnung C5 ist an die Schaltung in Bild
5 angepasst. Der Parallelwiderstandswert von R1 und R3 multipliziert mit
der Kapazität von C5 ergibt eine Zeitkonstante von etwa 0.3 s. Die
Grösse dieser Zeitkonstante reicht zusätzlich für einen sanften
Spannungsanstieg beim Einschalten der Netzspannung (Slow-Turn-On),
damit z.B eine Audioschaltung nicht störend knackt.
Wir wollen noch herausfinden, wie stark dieses passive Tiefpassfilter
erster Ordnung mit seiner Grenzfrequenz von 0.56 Hz die
100-Hz-Rippelspannung mit der Spannung Ur = 1.5 Vpp dämpft. Dazu braucht
es keine grosse Rechnerei. Bei rund 0.5 Hz beträgt die Dämfung 3 dB. Bei
50 Hz beträgt sie 40 dB, weil ein Tiefpassfilter erster Ordnung eine
Dämpfungsrate von 20 dB/Frequenzdekade hat. Bei 100 Hz kommen noch
einmal 6 dB (6 dB/Frequenzoktave) hinzu. Dies gibt eine Dämpfung von 46
dB und das ist ein Wert von 200. Die Rippelspannung von 1.5Vpp wird auf
einen Wert von etwa 7.5 mVpp an Ua gedämpft. Diese Spannung ist ein
guter Wert für den Zweck, dass eine Spannungsregelung nachgeschaltet
wird. Will man, dass das gesamte Netzteil schneller einschaltet, z.B mit
einer Zeitkonstante von nur einem Viertel mit 75 ms (C5 = 22µF),
reduziert sich die Dämpfung auf 34 dB. Die Rippelspannung an Ua beträgt
dann 30 mVpp und das ist noch immer niedrig für eine nachgeschaltete
Spannungsregelung, die ihrerseits die Rippelspannung regeltechnisch
zusätzlich dämpft.
Der mittlere Spannungsabfall über der elektronischen Brummsiebung, also
über T1, beträgt 1.8 VDC mit einer gewissen Toleranz, die bereits
erwähnt ist. Der minimale Spannungsabfall von 0.8 V ergibt sich beim
unteren Rippelspannungswert. Siehe dazu Diagramm links von der Schaltung
in Bild 4. Bei diesen 0.8 V ist die Dämpfung der Rippelspannung noch
einwandfrei garantiert, weil durch die grosszügige Dimensionierung der
Schaltung beide Transistoren mehr als genügend Reserven in der
Stromverstärkung haben.
Was jetzt noch fehlt ist die Betrachtung der Verlustleistung. Im
Betriebszustand verbraucht der Leistungstransistor T1 nur wenig
Leistung. Bei einem Strom von 300 mA und einer Spannung von 2 VDC, sind
das gerade 0.6 W. T1 kommt mit seinem TO220-Gehäuse gerade noch knapp
ohne Kühlkörper aus. Trotzdem ist einen kleinen Kühlkörper
empfehlenswert, denn besonders dann, wenn die Schaltung im
Slow-Turn-On-Mode arbeitet, durchfährt T1 je nach Eingangsspannung Ua
und maximalem Ausgangsstrom vom 300 mA eine nicht zu unterschätzende
kurzzeitige Verlustleistung.
Worst-Case: Wenn die Ausgangsspannung der nachgeschalteten
Spannungsregelung Kurzschluss aufweist und ein Begrenzungsstrom in
Aktion ist, gibt es diesen auch schon bei einer niedrigen Spannung Ua.
Angenommen Ue hat nach dem Einschalten der Netzspannung einen Wert von
25 VDC und der Strom beträgt bei Ua = 12 VDC (momentan) den
Strombegrenzungswert von von z.B. 350 mA, dann beträgt die
Verlustleistung an T1 bereits 4.6W (0.35A*13V). Diese Verlustleistung
dauert mit weniger als die dimensionierte Zeitkonstante von 0.3 s nur
sehr kurz. Trotzdem muss man daran denken, dass diese Verlustleistung
mit einem kleinen Kühlkörper abgeleitet werden muss. Dass die
nachgeschaltete Spannungsregelung eine definierte Strombegrenzung haben
muss, versteht sich von selbst, vor allen dann, wenn das Netzteil für
Experimente dient! Integrierte Spannungsregler haben meist auch
einen SOA-Schutz, wie weiter oben im Kapitel "Beliebte
Dreibeiner" beschrieben.
Man betrachte im das Diagramm
Maximum-Forward-Bias-Safe-Operating-Area
aus dem BD240-Datenblatt. Da sieht man drei Strom/Spannungs-Kurven für
eine sehr kurzzeitige Belastung von gerade bloss 300 µs bis 10 ms. Bei
längeren Zeiten gilt die Dauerbelastungskurve mit der Bezeichnung
DC-Operation. Diese Kurve gilt für unsere Anwendung. Aus dieser Kurve
lesen wir, wenn der Kollektorstrom 300 mA beträgt, darf die maximale
Kollektor-Emitter-Spannung 60 VDC betragen, wobei wegen der
Spannungsfestigkeit mindestens der Typ BD240A zum Einsatz kommen muss.
Dies entspricht einer Verustleistung von 18 W. Bei dieser Leistung ist
eine maximale Gehäusetemparatur von 75 Grad Celsius zulässig (siehe
Figure 5 im BD240-Datenblatt). Wenn jedoch eine solche Verlustleistung
nur wenige 100 ms andauert, reicht ein kleiner Aufsteck-Kühlkörper wegen
der Erwärmungsträgheit völlig aus. Erst recht, wenn die Spannung
niedriger ist als die erwähnte Worstcase-Spannung von -60 VDC. Und sonst
mit dem Kühlprofil nicht geizen!
Wir kommen jetzt noch zum Kleinsignaltransistor BC550C (T3). Die
maximale dauerhafte Verlustleistung ist mit 500 mW ausreichend. Der
Kollektorstrom beträgt maximal 4 mA. Eine Kollektor-Emitter-Spannung von
45 V würde eine Verlustleistung von gerade 180 mW erzeugen. Bei höherer
Spannung bis 65 V (260 mW) müsste man anstelle des BC550C, bzw. BC547C,
einen BC546C einsetzen.
Ganz zum Schluss zur Schaltung in Bild 4 fehlt noch die Erklärung für
den Kondensator C3. Diese Schaltung hat zwar eine sehr hohe Strom-, aber
eine sehr geringe Spannungsverstärkung. Diese beträgt, weil es sich um
einen Spannungsfolger handelt, nur 1 (0 dB). Da die verwendeten
Transistoren relativ hohe so genante Transitfrequenzen haben, können
wegen parasitären Effekten leicht Instabilitäten in Form von
hochfrequentem Oszillieren auftreten. C3 wirkt als
Frequenzgangkompensation und sorgt dafür, dass die HF-Schwingneigung
wirksam vermieden wird. Es kann nicht garantiert werden, dass der Wert
von 10 nF bei jedem Schaltungsaufbau immer korrekt ist. Wenn nicht, muss
man den Wert empirisch selbst ermitteln.
Vollständige Schaltung eines spannungssymmetrischen Netzteiles
Bild 5 zeigt eine vollständige Schaltung mit Netztrafo TR,
Brückengleichrichter BG, Siebung C1 (C2), zwei Schaltungen für die
elektronische Brummsiebung und die "dreibeinigen" beschalteten
Spannungsregler für eine positive und negative, d.h. symmetrische
Ausgangsspannung ±Ub. Diese beträgt ±20 VDC, welche an den beiden
Trimmpots R9 und R10 fein abgestimmt werden. Diese Schaltung wurde
für eine ursprüngliche Anwendung für ±20 VDC und maximal ±3 A
eingesetzt. Je nach maximalem Laststrom oder andern Ausgangsspannungen
kann die Schaltung beliebig umdimensioniert werden, wozu der Leser
gewisse Grundlagen- und Fachkenntnisse benötigt. Für Ströme bis maximal
1 A genügen die legendären Spannungsregler LM317 für VR1 und LM337 für
VR2. Werden Ströme bis maximal 3 A benötigt, empfehlen sich LM350 für
VR1 und LM333 für VR2. Datenblätter zu diesem Kapitel siehe oben im
Kapitel "Wichtige Datenblätter zusammengefasst".
Obsolet: Betreffs LM333 gibt es allerdings einen Wehrmutstropfen.
Er ist mittlerweile veraltet und steht in der Obsolete-Liste von früher
National-Semiconductor und aktuell Texas-Instruments. Er wird nicht mehr
hergestellt. Die einzige Alternative, die ich entdeckte, ist der LT1185
von ursprünglich
Linear-Technology,
welche längst Teil von Analog-Devices ist. Der LT1185 ist im Programm
von Analog-Devices (Juli 2019). Allerdings ist der LT1185 zu LM333 nicht
pinkompatibel und er befindet sich in einem 5-poligen TO220-Gehäuse. Er
bietet dafür die Möglichkeit zur Einstellung der Strombegrenzung mit
einem zusätzlich externen Widerstand.
Machen wir weiter mit Bild 5: R5 (R6) ist mit 240 Ohm im
Datenblatt vorgegeben. Dieser Widerstand darf kleiner aber nicht
wesentlich grösser sein, weil sonst der Biasstrom des Adjust-Einganges
die Ausgangsspannung +Ub verfälscht. R7 (R8) und R9 (R10) definieren die
erwünschten Ausgangsspannung +Ub (-Ub) und dessen Einstellbereich. D1
(D2) verhindert ein Rückstrom durch VR1 (VR2), falls die Schaltung vor
VR1 (VR2), wegen eines Defektes, kurzschliesst und sich C15 (C16) in
Richtung Gleichrichterschaltung entlädt. Dieser Strom fliesst dann durch
D1 (D2). C11 (C12) reduziert die Rauschspannung die VR1 (VR2) selbst
erzeugt und die noch restliche Rippelspannung am Eingang von VR1 (VR2).
Im Falle eines Kurzschlusses am Ein- oder Ausgang von VR1 (VR2),
entladet sich C11 (C12) nicht durch VR1 (VR2), sondern durch D3 (D4) und
auch durch D1 (D2) wenn Kurzschluss am Eingang von VR1 (VR2).
C7 (C8) ist zusätzlicher Teil der elektronischen Brummsiebung, obwohl
seine Wirkung nur minimal ist. C7 (C8) erfüllt jedoch noch einen andern
Zweck. Gemeinsam mit dem induktionsarmen Keramikvielschicht-Kondensator
C9 (C10), bildet die gesamte Brummsiebung eine besonders niederohmige
Impedanz bei relativer grosser Frequenzbandbreite für den
Spannungsregler VR1 (VR2), der schliesslich auch eine ganz andere
Schaltung sein kann, als das was hier vorgeschlagen wird. C9 (C10)
gehört unbedingt in die Nähe von VR1 (VR2). Dies schreiben auch die
Datenblätter stets vor, denn viele integrierte Spannungsregler reagieren
mittels wildem Oszillieren empfindlich auf parasitäre Induktivitäten,
die einerseits durch Elkos - das sind Wickelkondensatoren - und
anderseits durch eine zulange Leitungen (Leiterbahnen) zustande kommt.
C13 (C14) parallel mit C15 (C16) bilden ebenfalls eine kapazitive
Blocklast mit niederohmiger Impedanz bei ebenso relativ grosser
Frequenzbandbreite.
Wählt man C15 (C16) zu niedrig, verursachen schnelle Laststromänderungen
an ±Ub, zu Beginn des Regelvorganges von VR1 (VR2), relativ hohe
Spannungsspitzen. Man achte auf jeden Fall darauf, dass C1 (C2) grösser
ist als C7 (C8) und C7 (C8) grösser ist als C15 (C16). Damit wird
garantiert, dass bei normaler Abschaltung der 230-VAC-Betriebsspannung,
keine Rückströme fliessen, obwohl sie wegen D1 (D2) trotzdem keinen
Schaden anrichten können. Der Keramikvielschicht-Kondensator C13 (C14)
gehört ebenfalls wie C9 (C10) in die Nähe von VR1 (VR2).
Wozu D5 und D6? Wenn es zur Stromüberlastung oder Kurzschluss zwischen
+Ub und -Ub kommt, bewirkt der Spannungsregler mit dem nur schon etwas
höheren Begrenzungsstrom, ein Stromfluss in die gegenüberliegende Seite.
Dies hat zur Folge, dass der gegenüber liegende "schwächere"
Spannunsgregler eine unnötig hohe Leistung ertragen muss. Dies
verhindert die am Ausgang parallel geschaltete Diode, welche diesen
Strom auf GND ableitet. Ohne diese Diode müsste die nachfolgende
Schaltung eine inverse Spannung ertragen. Wäre z.B. die "schwächere"
Seite -Ub, wird die Spannung positiv. Das passiert zwar auch mit Diode
(hier jetzt D6), aber die Spannung entspricht maximal der
D6-Durchflussspannung von etwa +1 VDC.
Wie die elektronische Brummsiebung arbeitet ist im Kapitel "Die
Brummsiebung im Detail" bereits ausführlich erklärt. Die
Vorgehensweise ist die selbe, nur dass der Laststrom mit 3 A hier zehn
mal so gross ist und für T1 anstelle von BD240 der MJ2955 und anstelle
des BC550 der BD239 zum Einsatz kommt. Diese Arbeitspferd-Kombination
eignet sich durchaus auch für Anwendungen mit höheren Strömen, wobei
dann die TO3- (2N3055 und MJ2955) der TO220-Gehäuseversion vorgezogen
werden sollte. Siehe dazu die Bauteilliste. Da das Netzteil
spannunssymmetrisch ist, werden für die elektronische Brummsiebung für
die negative Spannung komplementäre Transistoren, für T2 2N3055 und für
T4 BD240, eingesetzt.
Wir erinnern uns, die minimalste Spannung über T1 (T2) beträgt bei der
unteren Rippelspannung gerade noch 0.8 V. Es interessiert uns zunächst
wie gross der Basisstrom bei dieser Spannung beim MJ2955 und 2N3055 sein
muss. Das Datenblatt von MOTOROLA für den MJ2955 und 2N3055 nennt sich
Complementary Silicon Power Transistors. Das Diagramm
Collector Saturation Region hat die Parameter für die
Ströme von 1 A, 4 A und 8 A. Siehe Figure 4. Man muss also aus dem
4A-Parameter den für 3 A interpolieren. Es gilt von beiden Transistoren
der schlechtere Wert, also der höhere Basisstrom, damit die Schaltung
symmetrisch realisiert werden kann. Bei linearer Interpolation kommt man
auf einen Basisstrom von 112 mA. In Wirklichkeit genügt ein etwas
geringerer Basisstrom. Wir lassen es aber dabei. Es möge der Reserve
dienen. Dieser T1(T2)-Basisstrom ist der Kollektorstrom für T3 (T4). Nun
sehen wir in den Datenblättern des BD239 und BD240, wie gross die
Basiströme bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 0.8 V sein muss. Es
sind 0.7 mA.
Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 (T4) beträgt bei einem
Kollektorstrom von mehr als 100 mA etwa 0.7 V. Wir wählen einen
Querstrom durch R1 (R2) und R3 (R4) der etwa drei bis vier mal grösser
ist als der Basisstrom von T3 (T4) von 0.7 mA. Der Strom von 2.1 mA soll
durch R3 (R4) fliessen. Dies ergibt einen Widerstand R3 (R4) von 330 Ohm
und R1 (R2) von 390 Ohm (Strom = 2.8 mA). Der Wert des
Parallelwiderstandes liegt - Basisstrom von T3 (T4) mit einbezogen - bei
etwa 150 Ohm. Für eine Einschalt-Zeitkonstante von etwa 300 ms, müsste
für C5 (C6) ein Elko mit einer Kapazität von 2'200 µF eingesetzt werden.
Für schnellere Einschaltung und trotzdem genügend grosse Dämpfung der
Rippelspannung genügt ein Wert von 470 µF.
Wenig Verlustleistung, dort wo es wichtig ist!
Die Dimensionierung Schaltung in Bild 5 zeigt eine betriebsbereite
Speisung für eine Ausgangsspannung von ±20 VDC bis maximal ±3 A. Dies
gilt allerdings nur, wenn für VR2 ein LM333 eingesetzt werden kann. Da
dieser, wie erwähnt, nicht mehr käuflich ist, muss VR2 z.B. durch den
LT1185 ersetzt und nach Angabe des Datenblattes dimensioniert werden.
Eine solche Speisung eignet sich z.B. für den Betrieb einer grossen
Audio- oder analogen Messanlage mit vielen getrennten Kanälen. Damit
diese sich gegenseitig über die gemeinsame Speisespannung nicht
beeinflussen, sollten diese Boards zusätzlich kleine
Spannungsregelschaltungen enthalten, die von der vorliegenden ±20 VDC
z.B ±15 VDC oder ± 12 VDC erzeugen. Auf diesen Boards genügen oft fixe
dreibeinige Spannungsregler (7815, 7915 bzw. 7812, 7912). Die
Vorregelung hat zusätzlich den Vorteil, dass auf den hochwertigen
Analogboards nur wenig Verlustleistung und Wärme erzeugt wird. Werden
niedrigere oder höhere Betriebsspannungen auf den analogen Boards
benötigt, ist die Schaltung in Bild 5 entsprechend anzupassen. Ebenso
ist dies nötig, wenn der Summenstrom aller Analogboards grösser oder
wesentlich niedriges ist als die 3 A, wie die vorliegende Anwendung
zeigt:
Die Schaltung in Bild 5 ist ein kleines Derivat
aus einem grossen Projekt des "Institutes für Signal- und
Informationsverarbeitung" (ISI) an der ETH-Zürich. Es ging dabei um
einen speziellen Audiometriemessplatz, bei dem 24 DSP-Systeme mit 24
analogen Baugruppen, 24 Endverstärkern und ebenso vielen Lautsprechern
im Einsatz waren.
Eine wichtige Information betreffs Rausch- und Brummspannung
Die technischen Daten sind letztlich von der individuellen
Dimensionierung der Schaltung abhängig. Wichtigste Information betreffs
dieses Artikels ist folgende: Mit den (dreibeinigen) Spannungsreglern
mit einstellbaren Ausgangsspannungen erreicht man Rauschspannungen die
im 10- bis maximal im 100-µV-Bereich liegen. Werden diese
Spannungsregler von einem simplen Gleichrichter mit Siebelko gespeist,
erhalten diese eine Rippelspannung (Brummspannung), die in der
Grössenordnung von maximal wenigen Vpp liegt. Diese wird durch die
Spannungsregelung mit etwa 60 bis 70 dB gedämpft, was eine
Ausgangsrippelspannung des Spannungsreglers im Millivoltbereich zur
Folge haben kann. Dieser Wert ist jedenfalls grösser als das
Eigenrauschen des Spannungsreglers. Die elektronische Brummsiebung
alleine reduziert die Rippelspannung der geglätteten
Gleichrichterspannung bereits auf wenige 10 mV, oder sogar unter 10mV,
wenn die Schaltung im Slow-Turn-On-Mode arbeitet. Dadurch verringert
sich die Rippelspannung am Ausgang des Spannungsreglers weit unterhalb
dessen Rauschspannung.
Man könnte jetzt einwenden, dass eine elektronische Brummsiebung gar
nicht nötig ist, wenn auf externen Boards zusätzliche Spannungsregler im
Einsatz sind. Das ist richtig gedacht. Will man jedoch eine universelle
Hauptregelschaltung mit der Möglichkeit auch bei direkter Nutzung eine
sehr saubere DC-Spannung haben, dann lohnt sich eben der kleine
Mehraufwand mit der elektronischen Brummsiebung. So etwas ist oft in
einem Forschungsprojekt sinnvoll, wenn noch nicht restlos klar ist, wozu
man die Hauptspeisung noch für alles gebrauchen wird.
Trafo und Gleichrichtung
Es würde den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen, wenn wir hier
exakt auf die Dimensionierung von Trafo, Gleichrichtung und Glättung mit
Formeln eingehen würden. Dies wäre ein sehr grosses Thema für sich. Wenn
sich dafür jemand interessiert und diesem Thema näher auf den Grund
gehen will, dann empfehle ich das Buch
Halbleiter-Schaltungstechnik
von U.Tietze und Ch.Schenk mit dem Kapitel "Stromversorgung". Ich
bin im Besitze der 9. Auflage dieses Buches (ISBN: 3-540-19475-4). Ob
die neuste und aktuellste Ausgabe noch immer dieses Thema so ausführlich
beinhaltet, weiss ich nicht. Man kann anfragen. Es hat im genannten
Link eine EMail-Adresse.
Es soll hier in groben Zügen gezeigt werden, warum man für dieses
Netzteil mit einer Ausgangsspannung von ±20 VDC, einem Strom von maximal
±3 A und einer elektronischen Brummsiebung gleich einen Trafo mit einer
Wirkleistung von beinahe 300 VA benötigt, wobei die gesamte elektrische
Sekundärwirkleistung bloss 168 W (2*28V*3A) beträgt. Wir gehen das voll
und ganz auf der praktischen Ebene an. Man betrachte dazu erneut
Bild 5.
Wir gehen von der Ausgangsspannung ±Ub von ±20 VDC und einem maximalen
Strom von ±3 A aus. Damit die Spannung von ±20 VDC von VR1 (VR2) sicher
geregelt werden kann, muss die minimale Dropoutspannung (Spannungsabfall
zwischen Ein- und Ausgang) dieser Spannungsregler garantiert werden
können. Dazu werfen wir einen Blick in das Datenblatt des LM350 (VR1)
und des LT1185 (VR2). Beim LM350 liegt die minimale Dropoutspannung bei
einem Strom von 3 A bei etwa 2.3 VDC. Wir wählen als sicheren Betrag
eine minimale Dropoutspannung von 3 VDC. Der LT1185 ist ein moderner
Low-Dropout-Spannungsregler der mit nur 0.75 VDC bei -3 A zu Buche
schlägt. Damit man genügend frei ist, anstelle des LT1185 eine andere
Regelschaltung für die negative Ausgangsspannung einzusetzen, setzen wir
auch hier eine minimale Dropoutspannung von 3 VDC fest. Vor den beiden
Spannungsreglern benötigen wir somit eine minimale Spannung ±23 VDC.
Damit ist genau genommen, der untere Rippelspannungswert der
DC-Spannung zu verstehen. Da nach der elektronischen Brummsiebung die
Rippelspannung Ur maximal jedoch nur noch wenige 10 mVpp beträgt, kann
man gerade so gut sagen, dass die minimale DC-Spannung vor VR1 (VR2)
nicht weniger als ±23 VDC betragen darf.
Wir kommen jetzt zur elektronischen Brummsiebung. Wie diese genau
funktioniert lesen wir weiter oben im Kapitel "Die Brummsiebung im
Detail". Hier geht es nur darum zu wissen, dass die minimale
Dropoutspannung zwischen dem Ein- und Ausgang dieser Schaltung grösser
sein muss, als die maximale Rippelspannung Ur über dem Ladeelko C1 (C2).
Definieren wir diese Rippelspannung auf maximal 1.5 Vpp, so ist eine
minimale Dropoutspannung von etwa 2 VDC richtig. Diese Rippelspannung
ergibt sich bei Doppelweg-Gleichrichtung bei einem DC-Strom von 3 A und
einer Kapazität von C1 (C2) = 22'000 µF. Diese Rippelspannung ist der
theoretische Maximalwert. Der praktische Wert ist wegen des
Innenwiderstandes der Trafosekundärwicklung und wegen dem
Lastwiderstand, der sich aus der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom
ergibt, niedriger. Man kann diese Rippelspannung ganz exakt berechnen,
lohnt sich aber oft nicht, weil man immer auch an die
Kapazitätstoleranz des Ladeelko C1 (C2) denken muss. C1 (C2) muss im
Falle des Leerlaufes (kein Ausgangsstrom) und einer
230-VAC-Netzüberspannung von 5% 32 VDC aushalten. Ein 35-V- oder
40-V-Typ ist die richtige Wahl.
Mit dieser Dropoutspannung von 2 VDC kommen wir auf eine minimale
Spannung von ±25 VDC am Emitter von T1 (T2). Das gilt allerdings nur
dann, wenn wir Unterspannungen am 230-VAC-Netz ignorieren. Wir tun das
besser nicht und gehen davon aus, dass diese um 5% nach unten abweichen
kann. Dies bedeutet, dass diese ±25 VDC nicht bei 230 VAC, sondern bei
218.5 VAC gelten. Bei 230 VAC sind es also ±26.3 VDC. Wir legen diese
Spannung auf ±27 VDC fest. Beachte die Spannungswerte in Klammern in
Bild 5. Diese gelten bei der korrekten Netzspannung von 230 VAC.
Wir kommen jetzt zum letzten Schritt. Es geht um den Trafo. Für die
Dimensionierung des Elko C1 (C2) verweise ich auf das selbe weiter oben
genannte Kapitel im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von
U.Tietze und Ch.Schenk. Zwischen den beiden Eingängen der beiden
Brummsiebschaltungen gibt es unter Volllast eine Spannung von 56 VDC.
Bei einem Strom von 3 A sind dies 168 W. Da mit C1 und C2 die
Trafosekundär-AC-Spannung auf praktisch den Sinusspitzenwert geladen
wird, ist diese AC-Spannung um den Faktor 20.5 niedriger als
die DC-Spannung über C1 plus C2. Dies bedeutet - damit der Energiesatz
nicht verletzt wird -, dass der trafosekundäre AC-Strom um den Faktor
20.5 (1.414) grösser ist als der DC-Strom. Anstelle von 3 A
wären dies 4.24 A.
Allerdings stimmt dieser Umrechnungsfaktor trotzdem nicht, was damit zu
tun hat, dass das periodische Nachladen der Ladelkos C1 und C2 immer mit
sehr hohen Stromspitzenwerten erfolgt. Damit diese Stromspitzen den
Trafo möglichst wenig bis lieber gar nicht kurzzeitig in die
Kernsättigung treiben, muss dieser 1.414-Wert deutlich erhöht werden.
Der eigentliche Wert ist auch vom Innenwiderstand der
Trafosekundärspannung abhängig. Das alles wird etwas kompliziert. Ein
Trafohersteller hat mir mal gesagt, dass man bei einer so genannten
Brücken-Kondensatorschaltung mit einem Formfaktor von 1.8 (anstatt von
1.414) meist richtig liegt. Bei extrem niedrigem Innenwiderstand und
sehr hohen Ladekapazitäten kann der Formfaktor auch 2 betragen.
Multipliziert man diese 56 VDC mit 3 A und dem Formfaktor von 1.8 kommt
man auf eine Trafoleistung von 302 VA:
56VDC * 3A * 1.8 = 302VA
Die Wahl fällt also auf einen Trafo mit 300 VA oder vielleicht sogar etwas
mehr. Vor allem dann, wenn das Netzteil praktisch immer unter Volllast
steht.
Ein Trafo dieser Leistungsklasse, vor allem wenn es ein Ringkerntrafo
ist, hat sehr grosse Einschaltstromimpulse. Selbst eine superträge
Sicherung im Primärkreis haltet solche Stromstösse schlecht aus. Was
hier nötig ist, ist eine so genannte Einschaltstrombegrenzungen. Dazu
gibt es zwei Elektronik-Minikurse mit Lösungsvorschlägen:
-
Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos
- Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos, ohne Trafo-Sekundärspannung
Uns interessiert jetzt noch die AC-Spannung der beiden
Sekundärwicklungen des Trafo unter Volllast. Der Spannungsabfall einer
Diode pro Halbbrücke für die positive oder negative Ausgangsspannung
beträgt rund 1 V. 2/3 der Rippelspannung Ur schlägt mit etwa 1 V zu
Buche und die minimale DC-Spannung von 27 VDC bezieht sich auf den
unteren Rippel-GND-Spannungswert. Siehe dazu in Bild 5 das Diagramm oben
links. Warum der untere Spitzenwert zum Mittelwert der Rippelspannung Ur
2/3 und nicht 50% ausmacht, also der Mittelwert nicht symmetrisch zum
oberen und unteren Spitzenwert liegt, hat mit der Form der
Rippelspannung zu tun. Dies wird mittels Graphik im Kapitel
"Stromversorgung: Netzgleichrichter" im Buch
Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk
verdeutlicht.
Die Sekundärspannung des Trafo errechnet sich aus der minimalen
DC-Spannung von 27 VDC (unterer Spannungsrippel gegen GND) addiert mit
einer Diodenflussspannung von etwa 1 VDC und der Rippelspannung von 1.5
Vpp, und diese Summe dividiert durch Quadratwurzel aus 2:
(27VDC + 1VDC + 1.5Vpp) / 20.5 = 20.9VAC
Das Resultat ist eine Sekudärspannung von 20.9 VAC. Wir könnten jetzt
einfach auf 21 VAC aufrunden, was rein mathematisch schliesslich korrekt
wäre. Wir müssen allerdings auch daran denken, dass
Elektrolytkondensatoren keine Musterknaben an Präzision sind. Eine
Kapazitätstoleranz von ±20 % ist üblich. Wenn es der Zufall will, dass
die Kapazität von C1 (C2) um 20 % niedriger ist, dann ist die
Rippelspannung eben auch um 20 % höher. Anstatt 1.5 Vpp sind es 1.8 Vpp.
Aus 20.9 VAC werden es 21.2 VAC. Es ist daher korrekter die
Nennspannungen der beiden Sekundärwicklungen auf je 22 VAC festzulegen.
Nebenbei hier angedeutet: Bei dieser Erhöhung der Rippelspannung muss
man R1 (R2) eventuell leicht erhöhen, damit die Dropoutspannung über der
elektronischen Brummsiebung sicher grösser ist als die Rippelspannung.
Es genügen dazu wenige 100 mV.
Bauteilliste
Diese Liste enthält die Bauteile für die dimensionierte Schaltung in
Bild 5 für die Ausgangsspannung von ±20 VDC und einem Laststrom von
maximal ±3 A. Es ist dem Leser selbst überlassen die gesamte Schaltung
seinen persönlichen Bedürfnissen anzupassen. Wie bereits erwähnt, kann
man für VR1 einen LM317 und VR2 einen LM337 einsetzen, wenn ein
maximaler Strom von ±1 A ausreicht. In diesem Fall kann die
Trafonennleistung und die Kapazitäten von C1 (C2) auf 1/3 reduziert
werden. Ebenso kann ein kleinerer Brückengleichrichter mit weniger
Maximalstrom verwendet werden. Es lohnt sich jedoch nicht bei der
Eingangsspannung des Brückengleichrichters zu sparen, weil der
Preisunterschied zu gering ist. Eine Spannung von 200 VAC empfiehlt sich
auf jedenfall, auch wenn die Trafosekundärspannung niedriger gewählt
wird. Man muss immer auch etwas an Überspannungsimpulse denken.
Werden niedrigere Ausgangsspannungen benötigt, können die
Trafosekundärspannungen reduziert werden, was die Trafonennleistung
ebenfalls reduzieren kann. Für den Einsatz von maximal ±1 A empfiehlt es
sich für T1 (T2) und T3 (T4) die selben Transistoren für den sicheren
Betrieb zu verwenden. R1 (R2) und R3 (R4) kann man etwas
überproportional reduzieren, weil bei geringerem Strom von T1 (T2) die
Stromverstärkung grösser ist. C5 (C6) kann man für die selbe
Zeitkonstante ebenfalls verringern. Mit T1 und T2 kann
man bei ausreichender Kühlung auch wesentlich höhere Ströme bis gut 10 A
oder etwas mehr zumuten. Man muss dann allerdings für den
Einschaltvorgang darauf achten, dass die Safe-Operating-Area (SOA) von
T1 (T2) nicht verletzt wird, weil sonst dieser Transistor leicht
zerstört werden kann. Bei einem Strom von 10 A, darf die
Kollektor-Emitter-Spannung 11 V nicht überschreiten, während bei 3 A
diese Spannung maximal 40 V sein darf. Dazu konsultiere man das
Datenblatt. Bei weniger Strom als ±1 A kann man selbstverständlich
"schwächere" Transistoren einsetzen. Das Kapitel "Die Brummsiebung im
Detail", weiter oben, hat dazu einige Hinweise.
Halbleiter ---------- BG 5A / 200V T1 MJ2955 (TO3) oder MJE2955T (TO220) T2 2N3055 (TO3) oder MJE3055T (TO220) T3 BD239B (TO220) T4 BD240B (TO220) VR1 LM350 VR2 LM333 (leider nicht mehr erhältlich, Alternative: LT1185, siehe Text!) D1-D6 1N4004 Kondensatoren ------------- C1, C2 22'000 µF / 40V (Elko) C3, C4 10 nF / 40V (Keramik) C5, C6 470 µF / 40V (Elko) [C5, C6 2'200 µF / 40V (Elko) Zweck: Slow-Turn-On] C7, C8 1'000 µF / 40V (Elko) C9, C10 100 nF / 40V (Keramikvielschicht) C11, C12 10 µF / 25V (Elko, evtl. Tantal) C13, C14 100 nF / 25V (Keramikvielschicht) C15, C16 100 µF / 25V (Elko) Widerstände 0.25 Watt ---------------------- R1, R2 390 R3, R4 330 R5, R6 158 (aus der E96-Reihe) R7, R8 2k1 (aus der E96-Reihe) R9, R10 500 (Trimmpotmeter) Diverses -------- TR Trafo 220V / 2 x 22V 300VA (vorzugsweise Ringkern)
Hochfrequente Störprobleme
Dieses Oszi-Foto, aufgenommen von einem Leser dieses
Elektronik-Minikurses, der damit beschäftigt war die Schaltung in
Bild 5
für eigene Bedürfnisse anzupassen, hatte das Problem, dass auf der
Rippelspannung von 200 mVpp (100 Hz) am Ausgang der elektronischen
Brummsiebung - ohne nachgeschaltete elektronische Spannungsregelung -
diese feinen Nadelimpulse zu sehen sind. Die Amplituden dieser sehr
kurzzeitigen Nadelimpulse haben unterschiedliche Höhen und sehr
periodisch erscheinen sie auch nicht gerade. Was ist denn das für eine
seltsame Störquelle?
Genau genommen sind es zwei Störquellen. Einerseits eine Schaltung,
welche diese Nadelimpulse als Störsignale erzeugt und dies ursprünglich
periodisch und die Amplituden stets gleich hoch. Anderseits ist die
digitale Messung selbst eine Störquelle. Heutzutage wird oft nur deshalb
ein digitales Oszilloskop eingesetzt, weil man gar kein analoges mehr
besitzt. Da kann es allerdings passieren, dass hochfrequente
(Stör-)Signale verfälscht dargestellt werden, weil das Abtasttheorem für
diese verletzt wird. Genau das passiert hier. Diese feinen
steilflankigen Nadelimpulse mit Flankensteilheiten im ns- oder im
unteren 10ns-Bereich und Impulsbreiten von oft weniger als 100 ns,
werden z.T. gar nicht oder nur teilweise erfasst beim Vorgang des
Abtastens. Die Folge davon ist, es werden nicht alle Impulse angezeigt
und so erzeugt dies eine nichtperiodische Wiedergabe mit z.T. auch
unterschiedlichen Amplitudenwerten.
Würde man die selbe Spannung analog messen (keine Signalabtastung),
zeigt sich in Überlagerung zur 100Hz-Rippelspannung ein unscharfes
diffuses Band. Dieser Eindruck entsteht, weil die Frequenz dieser feinen
Nadelimpulse um viele Grössenordnungen höher ist als die Frequenz der
Rippelspannung. Die einzelnen Störimpulse sind nicht sichtbar, denn sie
liegen zunahe nebeneinander, wegen der relativ niederfrequenten
Zeitablenkung, um die 100-Hz-Rippelspannung dazustellen. Illustriert ist
dies in der Skizze von Teilbild 6.1.
Bei entsprechend höherfrequenter Zeitablenkung (Teilbild 6.2) und
synchronisiert auf diese feinen Nadelimpulse, würde man diese periodisch
mit stets gleich hohen Ampitudenwerten sehen. Dies ist oft die Realität.
Abweichungen davon gibt es dann, wenn in einer digitalen Schaltung
mehrere unterschiedliche Taktfrequenzen als Störquellen beteiligt sind.
Oder wenn im selben Netzteil zusätzlich ein Schaltregler arbeitet,
dessen Schaltfrequenz und nicht nur der Tastgrad abhängig ist von dessen
Ausgangsleistung. Diese Impulse sind ebenfalls sehr steilflankig und
können deshalb den selben Störeffekt bewirken.
Bild 7 zeigt die Situation, wie mit einem Netzteil eine sensible analoge
und eine digitale Schaltung gespeist wird. Die beiden Schaltungen sind
vorzugsweise aufgeteilt auf zwei Platinen. Alleine schon diese Massnahme
reduziert das Risiko der parasitären Störeinwirkung von der digitalen
zur analogen Schaltung. Gemeint sind unerwünschte parasitäre Kopplungen.
Im Fall einer modernen hochintegriert miniaturisierten Schaltung, muss
man auf dem selben Print die analogen und digitalen Teile mit genügend
Abstand trennen.
Die Rechtecksignale in einer komplexen digitalen Schaltung unterscheiden
sich in den Frequenzen, je nach Anwendung. Gemeinsam ist jedoch, dass
die Schaltflanken in der Regel sehr steil sind und diese erzeugen oft
"haarfeine" Nadelimpulse, wegen der Kopplung mit oft vorhandenen sehr
kleinen parasitären Kapazitäten Cp (Teilbild 7.1). Rs deutet auf einen
komplexen Widerstand der Schaltung hin, der kaum näher definiert werden
kann, ebenso wenig Cp. Cp und Rs bilden ein passives parasitäres
Hochpassfilter (Differenzierer).
Diese Nadelimpulse im ns- und teils im 10ns-Bereich können weder durch
eine elektronische Brummsiebung noch durch eine Spannungsregelung
(Teilbild 7.2) gedämpft werden. Eher das Gegenteil ist möglich: Die
Elkos reagieren auf Nadelimpulse parasitär induktiv und können die
Impulsamplituden sogar noch erhöhen (Resonanzeffekte). Es gilt hier
der reine Hochfrequenzaspekt! Abhilfe bietet das zusätzliche
Hinzufügen von sehr induktionsarmen keramischen Multilayerkondensatoren,
wie dies Teilbild 7.3 zeigt. Man beachte die Kondensatoren mit der
Bezeichnung Ck. GND-Leiterbahnen müssen bei einseitig
kupferbeschichteten Platinen vernetzt sein (kreuzweise Verbindungen, so
gut dies möglich ist). Besser ist ein GND-Plane auf der Bauteilseite,
bei Verwendung einer doppelseitig mit Kupfer beschichteten Platine.
k von Ck = koppel = Entkopplung von HF-Spannung.
Um die störenden Nadelimpulse von der digitalen Schaltung zurück in
Richtung Gleichrichtung und Netzteil zu dämpfen, kann schon Ck1
ausreichend wirken. Kann, weil die Art der Schaltungsauslegung auf der
Platine auch eine gewisse Rolle spielt. Jedenfalls lohnt es sich an
allen gezeigten Stellen in der Schaltung von Teilbild 7.3
Ck-Kondensatoren zu platzieren, weil es sind auch störende
HF-Einkopplungen aus der Primär- zur Sekundärspannung beim Netztrafo
möglich. Die parasitäre kapazitive Kopplung, ganz besonders bei
Ringkerntrafos, ist nicht zu vernachlässigen. Es gilt generell, dass man
die gesamte Netzteilschaltung HF-bezogen niederimpedant dimensioniert.
Weitere mögliche Verbesserungen:
Zwischen dem analogen Ausgang und dem digitalen Eingang (ANA-SIG =
analoges Signal) erkennt man in Teibild 7.3 eine Drossel. Diese kann
zusätzlich reduzieren, dass Störimpulse von der digitalen in die analoge
Schaltung gelangen. Ob eine kleine Ferritdrossel im Bereich von etwa 10
bis 100 µH reicht oder ob mit ihr noch kleine Keramikkondensatoren im
unteren nF-Bereich oder eher weniger, ein LC-Filter bildend, nötig sind,
muss man im Einzelfall empirisch ermitteln. Dabei ist zu
berücksichtigen, dass das analoge nieder- bis mittelfrequente Nutzsignal
ANA-SIG dadurch möglichst nicht beeinflusst wird.
Wie bereits in der Einleitung erwähnt, lohnt es sich oft einen
Ringkerntrafo einzusetzen. Einerseits wegen der sehr geringen
magnetischen Streuung und dem etwa halb so schweren Gewicht. Dazu eine
Schirmwicklung oder noch besser eine nicht kurzschliessende Kupferfolie,
die man erden muss. Dies, zwischen der Primär und Sekundärwicklung,
reduziert die kapazitive Kopplung zwischen der Primär- und
Sekundärwicklung enorm und damit vor allem die nieder- und
mittelfrequenten Störsignale signifikant. Man vergesse dabei nicht die
Rundsteuersignale
von den Elektrizitätswerken.
Auf die magnetische Streuung hat diese Massnahme keine Bedeutung. Die
geringe magnetische Streuung kommt alleine durch die runde Form des
Eisenkerns zustande. Mittels Induktion in Leiterbahnen und Verdrahtung
kann dies im niederfrequenten Bereich empfindliche Störungen
(Brummspannung, Rundsteuersignale) zur Folge haben. Magnetische
Abschirmungen sind praktisch unmöglich.
Ringkerntrafos sind in grosser Zahl käuflich in diversen
Elektronik-Distributoren. Jedoch nicht mit den so eben beschriebenen
Optionen. Dafür benötigt man eine Spezialanfertigung. Das ist gar nicht
so teuer. Es gibt Firmen welche solche Spezialanfertigungen z.B. in
Ungarn oder Spanien produzieren. Leider kenne ich z.Z. keine Firma. Als
ich das letzte Mal ein Ringkerntrafo bestellen musste, liegen etwa zwei
bis drei Jahrzehnte zurück.
Etwas kann der Trafo trotz all diesen Massnahmen nicht: Störungen in
Form von feinen Nadelimpulsen oder sonstige sehr hochfrequente
Störspannungen können nur unzureichend von der Schirmwicklung gedämpft
werden und zwar selbst dann, wenn man anstelle einer Schirmwicklung eine
Schirmfolie einsetzt. Der Grund liegt ganz einfach in der nicht
vollständig parasitär induktionsfreien Erdverbindung von Schirmwicklung
oder Schirmfolie.
Dafür gibt es so genannte Netzfilter, wie die gleichbenannte Schaltung in
Teilbild 7.3 andeutet. Sie besteht aus einem LC-Filter, das symmetrische
und asymmetrische hochfrequente Störspannungen und feine Nadelimpulse
wirksam dämpft. Die Drossel ist mit einem kleinen Ferritringkern (hier
rechteckig gezeichnet) stromkompensiert. Die gute Dämpfungsqualität ist
u.a. eine Folge davon, dass die ganze Schaltung in einem abschirmenden
Gehäuse eingebaut ist, das geerdet werden muss.
Hier ein
Netzfilter
das sich flexibel für den Einbau in ein Gehäuse eignet. Dieses
Apparatestecker-Netzfilter,
ebenfalls in einem abgeschirmten Gehäuse integriert, bietet die beste
hochfrequente Entstöreigenschaft, weil kein Erdleiter verdrahtet werden
muss. Der Erdleiter verlauft im Netzkabel parallel zum Phasen- und
Nullleiter und wird direkt durch das Einstecken gekoppelt.
Kein Rezept möglich:
Die Schaltung in
Bild 5
wurde ursprünglich für eine spezielle Anwendung dimensioniert. In
Bild 7
ist nichts dimensioniert. Warum auch, die
Netzteile sind schliesslich frei dimensionierbar, je nach Bedarf an
Spannung und Strom. Und dies gilt ebenso für Trafo und Netzfilter.
Solche Netzfilter findet man bei verschiedenen Elektronik-Distributoren
und dazu gibt es meist auch Links zu den Datenblättern und in diesen
sind neben dem maximal zulässigen Strom auch Frequenzdiagramme
angegeben, die Aufschluss geben über die Dämpfung von hochfrequenten
Störspannungen.
Auch Gleichrichterdioden stören: Dies wurde auch schon im
ELKO-Forum thematisiert. Die Störung wird u.a. durch die Recovery-Time
der Dioden verursacht. Die Gleichrichtung besteht aus vier Dioden des
Typs 1N4004. Aus dem Datenblatt des
1N4004
erfährt man, dass diese "Wiedereinschaltverzögerung" etwa 2 µs beträgt
unter der Testbedingung "Reverse recovery test conditions: IF=0.5A,
IR=1.0A, Irr=0.25A".
Zwei Mikrosekunden, da müsste man mit einem Mittelwellenradio die
Störung empfangen, dachte ich. Und tatsächlich so ist es, die Störung
ist signifikant in der unmittelbaren Umgebung. Teilbild 8.1 zeigt
symbolisch was die Störung verursacht. Der Einsatz von vier
Kondensatoren mit einer Kapazität von je 10 nF beseitigt die Störung
wirksam, wie dies Teilbild 8.2 zeigt. Im folgenden Link wird 100 nF
empfohlen. Der langen Rede kurzer Sinn, in
Sanders Elektroniklabor
wird dies mit einer zweiten, eher noch wirksamerem Ursprung
präzis thematisiert:
Schaltregler-Alternative: Wir kommen an dieser Stelle zum Thema
elektro-medizinische Anwendung, wie bereits in der Einleitung
angedeutet. Wenn es darum geht eine hohe Patientensicherheit zu bieten
bei elektromedizinischen Geräte, kann man durchaus auf teure Netzteile,
wie eben beschrieben, verzichten und Schaltregler einsetzen. Vor allem
bei kleinem bis mittlerem Leistungsverbrauch gibt es DC-DC-Wandler mit
Isolationsspannungen 4000 VAC bzw. 6000 VDC. Auch der Erdableitstrom
von z.B. 5 µA (Elektroden/Patient) ist sehr niedrig. Das eignet sich
jedenfalls auch für den Einsatz von intramuskulären Elektroden.
Die Eingangsspannung zu solchen DC-DC-Wandlern kann +5 VDC oder +12 VDC
sein. Wenn direkt vom 230VAC-Netz betrieben, genügt der Einsatz eines
einfachen Steckernetzteils (ebenfalls ein Schaltreegler) für die
Eingangsspannung, wie dies Bild 9 zeigt. Teilbild 9.1 zeigt die
Ausführung der Speisung im Single-Supply-Modus und Teilbild 9.2 im
Dual-Supply-Modus (z.B. ±5 VDC oder ±12 VDC).
Dieser Schaltregler-Methode sind allerdings gewisse Grenzen gesetzt.
Dies vor allem dann, wenn es um Forschung geht. Z.B. dann, will man
schwache Nervensignale (Aktionspotenziale) intramuskulär analysieren.
Der einfache Grund ist der, dass auch diese medizintauglichen
Schaltregler ein gehöriges Mass an Störspannungen produzieren. Man nennt
es "Ripple Noise" mit einem Wert von z.B. 100 mVpp und einer
Frequenz-Bandbreite von 20 MHz. Betrachtet man die hohen
Flankensteilheiten, darf man sich nicht wundern, wenn dies die
Messschaltung erheblich stört. Im Gegensatz zu solch einem hoch
empfindlichen Messsystem, ist der Schaltregler in Verbindung mit einem
EMG-Biofeedback-System am ehesten anwendbar.
Die Entstörmassnahmen sind schwierig wegen den oft komplexen parasitären
Effekten, sind letzten Endes unbefriedigend und lassen zu wünschen übrig.
Daher ist es dann oft besser, das Übel an der Wurzel zu packen und eine
Schaltung wie es
Bild 5 zeigt, zu
realisieren. Natürlich entsprechend der Spannung (+Ub oder ±Ub) und der
Leistung die man benötigt, was natürlich auch die Wahl des Ringkerntrafo
betrifft. Wenn es um elektromedizische Anwendungen geht und man
entscheidet sich für ein analoges Netzteil mit Ringkerntrafo, empfiehlt
sich unbedingt zusätzlich dieser Elektronik-Minikurs:
Steht als medizinische Anwendung die Elektro-Myographie (EMG), u.a. die intramuskuläre Messung im Fokus und man will die notwendige Elektronik selbst realisieren, empfiehlt sich diesen speziellen Elektronik-Minikurs:
Man kann schon lange entsprechende Geräte kaufen, die sehr teuer sind. Viele sind in den Spitälern im Einsatz. Für den Forschungszweck oder für die Ausbildung sind immer wieder Institutionen, die an chronischem Geldmangel leiden, interessiert, selbst etwas zu bauen. Genau dafür eignet sich dieser Elektronik-Minkurs, der ein ZIP-File zur zusätzlichen Unterstützung anbietet. Bei Fragen einfach eine EMail an mich.Thomas Schaerer, 06.01.2002 ; 29.04.2002 ; 07.08.2002 ; 22.01.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 03.03.2004 ; 25.04.2006 ; 04.12.2010 ; 04.04.2013 ; 25.06.2014 ; 03.08.2014 ; 18.07.2019+