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Hallo allerseits,
ich wollte mal fragen, aus welchem Grund der Arbeits-
punkt bei der Emitterschaltung im A-Betrieb eigentlich
immer auf die halbe Versorgungsspannung gelegt wird?

Mag sein, dass dann die Versorgungsspannungsgrenzen
als Auslenkungsmaximum gleich weit entfernt liegen,
allerdings steigt der Klirrfaktor bei Auslenkung
über ~1/10 Ubat stark an (>10%), sodass dies als
Argument eigentlich nicht gelten kann?!

Ich habe mal die Spannungsverstärkung und den
Klirrfaktor für verschiedene Arbeitspunkte für
einen Q2N2222 simuliert (R1, R2 >> Beta*RE+rBE,
RC=1k, RL=1k, Ubat=10V) und herausgefunden, dass
man bei einem Arbeitspunkt, der bei 1/3 Ubat
liegt, wesentlich bessere Werte für den Klirrfaktor
UND die Verstärkung erhält.

Die Temperaturstabilisierung durch Gegenkopplung
funktioniert bei Ubat/3 genauso gut wie bei Ubat/2.

Kann mir jemand weiterhelfen, was ich nicht beachtet
habe oder warum ich auf dem Holzweg bin?

Besten Dank i.V.
Micha

Hallo Micha, s.u.:

» Hallo allerseits,
» ich wollte mal fragen, aus welchem Grund der Arbeits-
» punkt bei der Emitterschaltung im A-Betrieb eigentlich
» immer auf die halbe Versorgungsspannung gelegt wird?
»
» Mag sein, dass dann die Versorgungsspannungsgrenzen
» als Auslenkungsmaximum gleich weit entfernt liegen,

Das ist normalerweise der einzig vernünftige Grund dafür, und ist halt wichtig für Treiberstufen,
um die - begrenzt durch die Versorgungsspannung - höchstmögliche Ausgangs-Wechselspannung erreichen zu können.

» allerdings steigt der Klirrfaktor bei Auslenkung
» über ~1/10 Ubat stark an (>10%), sodass dies als
» Argument eigentlich nicht gelten kann?!

Das ist eben in der Begrenzung durch Uce-sat bzw. durch die Versorgungsspannung nicht zu vermeiden.

» Ich habe mal die Spannungsverstärkung und den
» Klirrfaktor für verschiedene Arbeitspunkte für
» einen Q2N2222 simuliert (R1, R2 >> Beta*RE+rBE,
» RC=1k, RL=1k, Ubat=10V) und herausgefunden, dass
» man bei einem Arbeitspunkt, der bei 1/3 Ubat
» liegt, wesentlich bessere Werte für den Klirrfaktor
» UND die Verstärkung erhält.

Das ist richtig. Die Leerlauf-Spannungsverstärkung vu der Emitterschaltung beträgt
- ohne Berücksichtigung einer etwaigen Gegenkopplung -
vu = S * Rc, mit der Steilheit S ~= (25/V)*Ic (für Si-Transistoren),
d.h. bei *gleichem Kollektorstrom* Ic wächst vu proportional zum Kollektorwiderstand Rc.

Durch Gegenkopplung *verringert* sich der Klirrfaktor proportional zum Verhältnis (vu/v(gegengekoppelt)),
d.h. bei gleicher Gegenkopplung v(geg) ist der *Klirrfaktor mit Gegenkopplung* KmG = KoG/(vu/v(geg)) ,
also umgekehrt proportional zu vu , er wird also kleiner, wenn vu größer ist.
(Ich hoffe, das war jetzt nicht *zu* verwirrend!)

» Die Temperaturstabilisierung durch Gegenkopplung
» funktioniert bei Ubat/3 genauso gut wie bei Ubat/2.

Genauso wie beim Klirrfaktor - nur andersrum - wird die Temperaturstabilisierung durch Gegenkopplung
bei höherer vu sogar noch besser:
sie *verbessert* sich proportional mit dem Verhältnis (vu/v(gegengekoppelt)).

» Kann mir jemand weiterhelfen, was ich nicht beachtet
» habe oder warum ich auf dem Holzweg bin?

Das bist Du keineswegs! Ganz im Gegenteil!

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Gruß, erikl

Hallo erikl,
vielen Dank für Deine Erklärung; nach etwas Nachdenken
ist mir das jetzt auch denke ich soweit einleuchtend.

Wenn ich das richtig verstanden habe, heißt das:
Rc größer -> (Kollektorspannung geringer wg. RC*IC,AP)
-> Vu größer -> Gegenkopplung größer -> Klirrfaktor
kleiner

Besten Dank!

Grüße,
Micha

» Wenn ich das richtig verstanden habe, heißt das:
» Rc größer -> (Kollektorspannung geringer wg. RC*IC,AP)
» -> Vu größer -> Gegenkopplung größer -> Klirrfaktor
» kleiner

Ja, richtig, Micha!

Und noch 'ne einfache Merkregel (die Du leicht aus meinen o.a. Gleichungen ableiten kannst):

Die Leerlauf-Spannungsverstärkung vu (d.h. *ohne* Gegenkopplung) einer
Silizium-Transistorstufe in Emitterschaltung ist ganz einfach
vu ~= 25/V * (Spannungsabfall am Kollektorwiderstand [V]).

Für Germanium-Transistoren ist dieser Faktor etwa 17/V .

--
Gruß, erikl