Defekte Abschirmung?
Ein spezieller Kabeltester!

• Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis   WICHTIG: Diverse technische Infos
• Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
• Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
• Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
• Autor:   Thomas Schaerer      Opamp-Buch   Timer555-Buch

Einleitung

Im Oktober des Jahres 2007 stellte jemand im Diskussionsforum des ELektronik-KOmpendium "das ELKO" die Frage, ob es eine praktikable Möglichkeit gäbe, elektronisch eine vom Anschlussstift eines Steckers getrennte Abschirmung eines abgeschirmten Kabels zu testen. Die Stelle der Abtrennung und der Abschirmung sind nicht zugänglich, weil das Kabel mit dem Plastikstecker vergossen und am andern Ende des Kabels die Abschirmung nicht zugänglich ist. Für den Test komt nur eine Methode in Frage, bei der der Kunststoffmantel des Kabels an keiner Stelle verletzt werden darf. Bild 1 illustriert diese Situation von Kabel und Stecker:

Dieses Problem reizte mich, in Richtung einer kapazitiven Messmethode eine Lösung zu finden. Es begann damit, dass ich auf dem Isoliermantel eines abgeschirmten Kabels eine Drahtwicklung aufbrachte und das eine Ende abisoliert an ein Oszilloskop anschloss. Der Signalanschluss am Stecker verband ich mit dem Signalausgang eines Sinusgenerators und dazu kam die Verbindung der beiden elektrischen Massen (GNDs) des Oszilloskopen und des Sinusgenerators. War die Abschirmung des Kabels über den Stecker mit der Generatormasse verbunden, zeigte sich am Oszilloskopen keine AC-Spannung. Also so wie ich es erwartete, weil die Abschirmung schliesslich auch von innen nach aussen wirkt. Durch die Verbindung mit GND, kann kein elektrisches Signal auf dem Signalleiter des Kabels nach aussen dringen. Ist diese Abschirmung jedoch unterbrochen, fliesst ein AC-Strom durch die Kapazität zwischen Signalleiter im Kabel und dem aufgewickelten Draht. Die Spannung, die man bei genügend hoher Frequenz am Oszilloskopen misst, ergibt sich aus der AC-Spannung des Generators und aus dem Verhältnis der Kapazität zwischen Signalleiter im Kabel und des aufgewickelten Drahtes und der Eingangsimpedanz beim Oszilloskopen plus den kapazitiven Verlusten durch den "wilden" Versuchsaufbau. Auf diese Weise bildet sich hauptsächlich ein kapazitiver Spannungsteiler, den wir anschliessend etwas genauer betrachten werden. Die Klarheit darüber, dass diese Methode funktioniert, motivierte mich diesen Elektronik-Minikurs zu realisieren und dies mit einer einfachen und praktischen Testschaltung abzurunden. Die Schaltung beruht auf einem Versuch mit einem typischen BNC-Kabel. Bei andern abgeschirmten Kabeln, empfiehlt sich auf jedenfall zuerst ein kleiner Versuchsaufbau, bevor man die defintive Schaltung realisiert. Grosse Abweichungen der Parameter wird es kaum geben, wenn die Kapazitätverhältnisse, von denen hier ergiebig die Rede sein wird, ähnliche Werte haben.

Wer nicht weiss was ein BNC-Kabel ist oder nicht nach der Bezeichnung kennt, vermutlich aber schon gesehen hat, hier ist ein Link mit Foto:

• BNC-Kabel

Der Weg ist auch ein Ziel - ein Lernziel

Bild 2 kommt der kapazitiven Messmethode ein Stück näher. Im Unterschied zu Bild 1 liegt um die Mantelisolierung des abgeschimten Kabels ein kleines Stück Metallrohr, z.B. aus Aluminium. Bei meinen Tests benutzte ich, wie bereits angedeutet, ein typisches BNC-Kabel mit seinem ebenso typischen Wellenwiderstand von 50 Ohm. Es sei gleich vorweggenommen, dass dieser Wellenwiderstand bei der vorliegenden Anwendung keine praktische Rolle spielt, da wir es mit relativ niedrigen Frequenzen, mit wenigen 100 kHz, zu tun haben. Was zählt ist die Kapazität zwischen Abschirmung A und Signalleiter S (CAS) und die zwischen Metallrohr M und Abschirmung A (CMA). Diese beiden Kapazitäten sind in Serie geschaltet und daraus resuliert die Kapazität zwischen Metallrohr M und Signalleiter S (CMS). Die Formel zeigt wie CMS berechnet wird. Das typische BNC-Kabel ist einandrig. In allen Bildern mit Skizzen eines abgeschirmten Kabels, ist ein zweiadriges abgebildet. Dies soll zeigen, dass die hier gezeigte Methode auch mit einem mehradrigen abgeschirmten Kabel selbstverständlich funktioniert. Um die Kapazität zu maximieren, sollte man die Anschlüsse aller Signalleitungen für den Test vorzugsweise parallelschalten. Dies erfolgt natürlich an der Buchse der Testschaltung wo der Stecker mit dem abgeschirmten Kabel eingesteckt wird.

Die Kapazitätswerte sind ein Beispiel aus meinem Experiment mit einem BNC-Kabel und der angegebenen Abmessungen des Metallrohres (Bild 2 rechts). Bei der Verwendung von anderen abgeschirmten Kabeln, weichen die Werte von diesem Beispiel ab, sie sind jedoch ähnlich. Wenn sich CMS als zu niedrig herausstellt, muss das Metallrohr eben etwas länger sein. Wo sich das Metallrohr auf dem Kabel befindet, spielt, betreffs CMS, keine Rolle. Günstig, bezüglich Kapazitätsmaximierung, wirkt sich ein minimaler Innendurchmesser des Metallrohres aus. Ideal ist es, wenn man das Kabel, leicht anliegend an der Rohrinnenseite, gerade noch leicht hindurchschieben kann. Eine Alternative zum Rohr ist vielleicht ein U-Profil. Siehe dazu das Kapitel "Mechanischer Aufbau".

Bild 4 wiederholt funktionell Teilbild 3.3 mit dem Unterschied, dass hier anstelle des Ersatzschema mit den Kapazitäten, das abgeschirmte Kabel, integriert in den prinzipiellen Messaufbau, skizziert ist. Mit dem Signalgenerator G wird eine geeignete Spannung von z.B. 5 VAC erzeugt. Es kommt hier ein Sinus-Generator zum Einsatz. Es darf aber ebenso ein Rechteckgenerator sein, der wesentlich leichter zu realisieren ist. Bild 5 geht darauf ein. Als Messinstrument ist hier ein einfaches Zweistrahl-Oszilloskop im Einsatz. An U1 (Kanal A) lege man die Generator-Ausgangsspannung und an U2 (Kanal B) die Spannung am Metallrohr. U2 entspricht UM. Synchronisiert wird das Oszilloskop auf Kanal A (U1). U2 ist wegen der stets niedrigen Koppelkapazität CMS (hier 30 pF) relativ hochohmig. Das bedeutet, dass die Verbindung zwischen Metallrohr und U2 möglichst kurz sein soll, damit diese Leitung nicht unnötig 50Hz/100Hz-Brummspannung und/oder andere Störspannungen aus der Umgebung einkoppelt. 230-VAC-Kabel sollten sich besser nicht all zu nahe an der Messanordung aufhalten.

An U2 liest man eine Spannung von weniger als 2.5 VAC, wenn die Abschirmung A unterbrochen ist. Wie kommt es zu dieser Spannung? Ganz einfach, CMS (hier 30 pF) liegt in Serie zu Ci2 (hier 25 pF). Diese beiden Kapazitäten sind etwa gleich gross. Sie würden also etwa eine Spannungsteilung von 0.5 ausmachen, also etwa 2.5 VAC an U2 und keinesfalls weniger. Es ist aber weniger und die Ursache dafür ist, dass das Metallrohr auch eine Kapazität zur äusseren Umgebung hat. Das selbe gilt für die Verbindungsleitung von M nach U2. Dieser Effekt wird mit Cx in der kleinen Ersatzschaltung im punktierten Rahmen, oben links, illustriert. Weil Ri2, bezüglich der Reaktanz von Ci2, bei einer mittelhohen Frequenz im 100-kHz-Bereich, viel zu hochohmig ist, kann Ri2 bei dieser Anwendung vernachlässigt werden.

Die Verbindungsleitung von M nach U2 darf keinesfalls abgeschirmt sein, weil eine solche M-U2-Signalleiter/Abschirmung-Kapazität viel zu hoch wäre. Die Spannung an U2 wäre dann viel zu niedrig. Hat man ohne eine solche Abschirmung Störprobleme, muss man den Messaufbau in einem geerdeten Metallgehäuse unterbringen. Dieses Gehäuse sollte nicht zu klein sein, damit die relativ grossen Abstände zum Messaufbau nur sehr niedrige ableitende Koppelkapazitäten bewirken. Trotz der vielen Geräten und einer Lampe in der Nähe, welche mit 230VAC betrieben werden, war bei meinen Versuchen ein solcher Aufwand, eine Art Mini-Faraday-Käfig, nicht im Geringsten notwendig!

Damit wäre eigentlich fast alles geklärt. Was fehlt, ist noch die Signalfrequenz. Wie hoch soll die sein? Mindestens so hoch, dass das passive Hochpassfilter aus CMS und Ri2, die Spannung an U2 nicht signifikant dämpft. Die Grenzfrequenz dieses Hochpassfilters liegt bei nur etwa 5 kHz. Eine Generatorfrequenz von 20 kHz würde also ausreichen. Reduziert man Ri2 um einen Faktor 10, was den Signal/Störabstand um etwa einen Faktor 10 verbessert, liegt die Hochpass-Grenzfrequenz bei 50 kHz und es empfiehlt sich eine Generatorfrequenz von 200 kHz. Es darf aber auch mehr sein. Die Reduktion des Eingangswiderstandes um einen Faktor 10 erreicht man in Bild 4 mit einem Widerstand von 100 k-Ohm parallel zum Eingang zwischen U2 und GND.

Das definitive Ziel, die Testschaltung

Für die Freunde des 555-Timer-IC, dieses IC kommt hier ideal zum Einsatz! Es ist natürlich die CMOS-Version LMC555 ursprünglich National-Semiconductor oder TLC555 von Texas-Instruments. Beide Typen werden aktuell hergestellt von Texas-Instruments. Der LMC/TLC555 (bedeutet: LMC555 oder TLC555) arbeitet hier als Rechteckgenerator mit einer Frequenz von etwa 400 kHz. Nebenbei erwähnt, es gibt von mir einige Elektronik-Minikurse mit dem LMC/TLC555. Es sind dies Positive Zusatzspannung mit dem LMC555, Der 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten, 555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator und 555-CMOS-Monoflop: Re-Triggerbar!.

Der Ausgang des Generators (IC:A) speist die Signalleitung(en) S im abgeschirmten Kabel und der GND des Generators ist mit dem Anschluss der Abschirmung A verbunden. Wir wissen jetzt, wenn die Abschirmung korrekt mit dem zugehörigen Steckeranschluss verbunden ist, ist U2 am Metallrohr spannungsfrei. Wegen R2 hat U2 in diesem Fall GND-Potenzial, ebenso das Gate des Klein-MOSFET T (BS170) wegen R3. T ist offen und LED Error leuchtet nicht. Ist der Anschluss zur Abschirmung A defekt, liegt an U2 eine AC-Spannung mit der Frequenz von 400 kHz. D1 agiert als Pegelsgifter und und D2 als Einweggleichrichter. C4 glättet die rechteckförmige Rippelspannung praktisch aus, weil die R3C4-Zeitkonstante mit 1 ms 400 mal grösser ist als der Reziprokwert der Generatorfrequenz. Die gleichgerichtete und geglättetet DC-Spannung am Gate des MOSFET T schaltet diesen ein, die LED wird mit Strom versorgt und leuchtet.

Die Testschaltung, wichtige Details

Warum ein MOSFET (N-Kanal)? Er ist am Eingang extrem hochohmig und dies bedeutet, man hat bei der Wahl von R3 (Bild 5) einen grossen Freiheitsgrad. Die relativ hohe Gate-Source-Schwellenspannung erlaubt eine gute Trennung zwischen den Bereichen ein- und ausgeschaltet, und dies bei sehr geringem Aufwand. Eine bipolare Alternative mit einem Darlington (NPN) eignet sich, betreffs beider Argumente, wesentlich schlechter.

Bild 6 zeigt die Transfercharakteristik des MOSFET BS170 (T). Für den praktischen Einsatz gilt die Aussage, dass dieser MOSFET bei einer Gate-Source-Spannung UGS oberhalb 2 V, mit einem sehr kleinen Strom, zwischen Drain und Source ID zu leiten beginnt. Bei 3 V kann man mit einem Strom von 20 mA rechnen, geeignet für den Betrieb einer LED. Allerdings ist dabei der Drain-Source-Widerstand RDS zu kritisch, weil der MOSFET bei diesem Verhältnis von Drainstrom zur Gate-Source-Spannung zur Stromsättigung neigt. Damit eine LED mit Vorwiderstand für eine bestimmte Betriebsspannung, mit einem Strom von 20 mA sicher arbeitet, empfiehlt sich eine Gate-Source-Spannung von 3.5 bis 4 V, damit der Drain-Source-Widerstand sicher niederohmig genug ist. Diese Spannung darf aber auch höher sein bis etwas unterhalb des Datenblatt-Limit. So ist der FET mit einem niedrigen Drain-Source-Widerstand sicher eingeschaltet. Möchte man mehr zur Stromsättigung erfahren, empfiehlt sich das Datenblatt zum BS170, z.B. von "Fairchild Semiconductor". Man beachte dort das Diagramm "On-Region Characteristics".

Bild 7 wiederholt ein Teil der Schaltung von Bild 5 und ist mit den beiden Kästen ABSCHIRMUNG OKAY und ABSCHIRMUNG DEFEKT erweitert. Vom Ausgang des Generators IC:A sind Strompfeile in Richtung Signalleitungen S gezeichnet. Die Stromstärke ergibt sich hauptsächlich aus der Kapazität zwischen Abschirmung A und Signalleitungen S, der Spannung U1 und der Generatorfrequenz. Also fliesst der selbe Strom zurück zum GND. Die Abschirmung A hat, bei dieser intakter Verbindung zwischen Abschirmung und GND, GND-Potential, - sollte man meinen.

Nun, wenn man es sich so leicht macht und einen einfachen Rechteckgenerator einsetzt, der, zusätzlich zum IC, nur zwei passive Bauteile zur Frequenzerzeugung benötigt, muss man sich im Klaren sein, dass so ein Rechtecksignal steile Flanken hat, dessen Frequenzspektrum weit in den 10-MHz-Bereich reicht. Für diese hohen Frequenzanteile wirkt eine Leiterbahn oder ein Stück Draht als parasitäre Induktivität. Diese bildet in Verbindung mit der parasitären Kapazität, zwischen dieser Leitung und der Abschirmung zur Umgebung, einen Resonanzkreis, der durch die steilen Flanken angeregt wird und danach aperiodisch abklingt, wie dies der Kasten ABSCHIRMUNG OKAY mit U2' illustriert. Diese Schwingungspakete übertragen sich über die Kapazität zwischen Metallrohr und Abschirmung auf U2. Die Ampltituden dieser Schwingungspakete liegen symmetrisch zum GND-Pegel, wenn D1 und D2 in der Auswertschaltung noch fehlen. Eingebaut, "drückt" D1 die Schwingungspakete in den Bereich der postiven Spannung, weil D1 sehr viel niederohmiger (dynamisch) ist als R2. Diese DC-Offsetspannung bewirkt nach der Einweggleichrichtung durch D2 eine höhere DC-Spannung, die em MOSFET zur Verfügung steht. Die Gate-Source-Spannung UGS von T wird im Diagramm als gleichgerichtete Schwingungspakte, oberhalb der GND-Linie, gezeigt. So zeigen sich das Schwingungspakete ohne C4. Mit C4, in der Grössenordnung von 1 nF, wird die Gate-Source-Spannung praktisch auf den Spannungsspitzenwert geglättet (siehe DC-VOLTAGE mit C4).

Diese gleichgerichtete und geglättete Spannung - es ist eine Störspannung! - darf maximal nur etwa 1 VDC oder ganz wenig mehr erreichen, damit T ganz sicher noch gesperrt bleibt. Wir haben schliesslich den Zustand der intakten Abschirmung. Besser ist es diese Schwingungspakete zu minimieren. Das kann man, in dem man dafür sorgt, dass die GND-Verbindungen so niederimpedant wie möglich realisiert sind und dieses Ziel erreicht man am einfachsten mit einem GND-Plane auf der einen Seite des PCB-Boardes, auf dem sämtliche GND-Verbindungen zur Schaltung und Speisung erfolgen. Bereits wesentlich einfachere Versuche auf einem Demoboard führten bereits zum Erfolg. Dabei musste ich dafür sorgen, dass keine GND-Strom-Schlaufe eine HF-Spannung in die Auswertschaltung einkoppelt. Man muss darauf achten, wo der HF-Strom bei intakter Abschirmung hindurchfliesst, nämlich so, dass er für den Eingang (U2) der Auswertschaltung, möglichst keine Spannung erzeugt. Es läuft auf das hinaus, dass +Ub und GND der Speisung möglichst nahe bei der Generatorschaltung erfolgt und ebenso der Abblockkondensator C3.

Der Kasten ABSCHIRMUNG DEFEKT zeigt die Signale U2 und UGS ohne C4. Bei U2 sieht man das typische Verhalten eines passiven Hochpassfilter für das Passieren einer asymmetrischen Rechteckspannung von +Ux und GND nach ±Ux/2. x steht dafür, dass die Spannung unbekannt ist, weil CMS wirkt mit der parasitären Kapazität des Metallrohres und der Zuleitung zur Schaltung gegenüber dem Umfeld und der Eingangskapazität der Messschaltung als Spannungsteiler. So kann es leicht sein, dass +Ux weniger als halb so gross ist als +Ub, obwohl der Ausgang des LMC/TLC555 den vollen Pegel zwischen +Ub und GND, weil CMOS, liefern kann. Darum empfiehlt sich ein sorgfältiger Aufbau, um unnötige parasitäre Kapazitäten an U2 zu vermeiden. Etwas mehr zum Aufbau liest man im Kapitel "Mechanischer Aufbau".

Im Kasten ABSCHIRMUNG DEFEKT stellt man im zweiten Diagramm fest, dass mit der Pegelverschiebung mittels D1, der LOW-Pegel der Rechteckspannung leicht unterhalb der GND-Linie bleibt. Das hat ganz einfach damit zu tun, dass D1 nur im leitenden Zustand am Umladungsvorgang von CMS beteiligt ist und das ist dann nicht mehr der Fall, wenn die Spannung an D1 im leitenden Zustand die Diodenflussspannung von 0.65 V mit einer Silizium-Diode (1N914, 1N4148) oder 0.25 V mit einer Germanium-Diode (1N270) unterschreitet. Bei dieser kleinen Spannung wirkt nur noch R2. Bild 5 weist auf die beiden Diodentypen hin, wobei angedeutet ist, dass die Germanium-Diode nur dann Sinn macht, wenn für +Ub eine 9-VDC-Blockbatterie zum Einsatz kommt, weil dann +Ux minimal höher ist und dadurch die Betriebssicherheit bis zur entladenen Batterie etwas verbessert.

Welche Betriebsspannung soll es sein? Bei meinem einfachen Versuchsaufbau, stellte ich fest, dass ein Batteriebetrieb mit einer 9-VDC-Blockbatterie möglich ist, webei ich CMS von 30 pF auf 15 pF reduziert habe. Reduzierte ich +Ub von 9 VDC auf 6.3 VDC (Entladespannung der Batterie), funktionierte die Schaltung noch knapp. Auf Grund zu knapp gewordener UGS, leuchtete die LED leicht dunkler, als sie bei etwa 6 VDC bei gleichem Vorwiderstand leuchten würde. Dass dem so war, merkte ich leicht daran, wenn ich mit einem Finger nur schon in die Nähe des Metallrohres oder der U2-Leitung kam, verdunkelte sich die LED sehr empfindlich, was eben damit zu tun hat, dass diese Beinahberührung eine zusätzliche AC-stromableitende Kapazität bildet. Es ging da um Grössenordnungen um maximal ein oder vielleicht wenige Picofarad. Die besten Resultate erziehlt man, wenn man die maximal zulässige Betriebsspannung des LMC/TLC555 ausnutzt und das sind +15 VDC, oder zumindest +12 VDC. Beide Spannungswerte sind okay, wenn sie stabil sind, also keine sinkende Batteriespannungen sind. Ein kleines Steckernetzteil reicht dafür aus.

Auswertungs-Alternativen

Die folgenden drei Auswertschaltungen sind nicht praxiserprobt. Da sie jedoch sehr einfach sind, funktionieren sie mit hoher Wahrscheinlichkeit. Diese drei Auswertschaltungen sind hier, mit der Generatorschaltung, mit +12 VDC betrieben. Selbstverständlich funktionieren sie ebenso mit +15 VDC oder mit +9 VDC. Bei dieser Spannung allerdings mit den Einschränkungen wie sie in Kapitel "Die Testschaltung, wichtige Details" beschrieben sind.

Teilbild 8.1 unterscheidet sich von der Auswertschaltung in Bild 5 nur dadurch, dass ein weiterer MOSFET T2 des selben Typs mit einer weiteren LED zum Einsatz kommt. Damit wird ERROR (rote LED) oder OKAY (grüne LED) angezeigt. Anstelle eines zweiten MOSFET T2 ist auch ein kleiner Darlington des Typs BC517 vorstellbar. Dann darf man allerdings nicht vergessen einen Basis-Vorwiderstand mit einem Wert von 470 k-Ohm einzufügen. Warum ein Darlington und kein einfacher Transistor, liest man im nächsten Abschnitt.

Teilbild 8.2 unterscheidet sich von Teilbild 8.1 dadurch, dass eine Bi-Color-LED im Einsatz ist. Die Schaltung von Teilbild 8.1 kommt nicht in Frage, weil eine Bi-Color-LED stets mit einer gemeinsamen Kathode arbeitet. Deshalb der Einsatz von zwei zusätzlichen PNP-Transistoren, wobei T3 ein Darlington sein muss, weil der sonst etwas zu hohe T3-Basisstrom die LED ERROR schwach leuchten lässt, während nur die LED OKAY leuchten darf. Die beiden integrierten LEDs werden ebenfalls mit etwa 20 mA betrieben und das setzt einen T2-Basisstrom von knapp 1 mA voraus. Dies ergibt eine Stromverstärkung von etwa 20 bis 30, was für einen bipolaren Kleintransistor im geschalteten Zustand realistisch ist. Der T1-Drainstrom, definiert durch die Betriebsspannung von +12 VDC, R4 und R5 ergibt etwa 5 mA. RDS_on vernachlässigen wir. Ist der FET T1 eingeschaltet, fliesst durch R5 ein Strom von etwa 3 mA und 2 mA bleiben für den T2-Basisstrom. Erhöht sich RDS_on soweit, dass wegen Reduktion des T1-Drainstromes die Spannung über R5 die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 unterschreitet, fällt der Basis- und Kollektorstrom von T2 relativ steil ab und LED ERROR erlischt ebenso leicht, so wie LED OKAY mit dem Leuchten einsetzt. Weil T3 ein Darlington ist, ist der T3-Basisstrom mit R7 so niedrig dimensioniert, dass LED ERROR nicht zum sichtbaren Leuchten angeregt wird. Anstelle des BC516 für T3 können auch zwei der beliebigen PNP-Transistoren als Darlington verwendet werden. Da die beiden LED's getrennte Vorwiderstände, R6 und R8, haben, kann man die Leuchtkraft der beiden LEDs anhabhängig definieren. Z.B. ERROR heller als OKAY.

Teilbild 8.3 ist ein ganz anderer Ansatz. Es kommt ein Komparator zum Einsatz, wobei sich auch ein Opamp eignet, da es ein sehr langsamer Vorgang ist. Wichtig ist, dass der Eingang in der Funktion als Komparator sehr hochohmig ist. Dafür eignet sich ein Komparator oder ein Opamp mit JFET- oder MOSFET-Eingangsstufe. Dazu kommt, dass der Eingangs-Gleichtaktbereich bis auf den GND-Pegel funktionieren muss, weil, wenn die Abschirmung okay ist, sollte am nichtinvertierenden Eingang praktisch 0 VDC anliegen. Für diese Aufgabe eignen sich alle LinCMOS-Komparatoren (z.B. TLC3702) und LinCMOS-Opamps (z.B. TLC271) von Texas-Instruments. Der Bereich der Betriebsspannung dieser LinCMOS-ICs ist identisch mit dem LMC/TLC555. Der Vorteil der Methode mittels Komparatorfunktion besteht darin, dass der Schaltpegel mittels R4 und R5 selbst definiert werden kann. Durch das Vertauschen der beiden Eingänge beim Komparator, wird das Ausgangssignal invertiert, falls dies für eine Anwendung Sinn macht.

Mechanischer Aufbau

Wie bereits angedeutet, geht es darum, dass der mechanische Aufbau streukapazitätsarm erfolgt. Die Begründung dazu liest man weiter oben im Kapitel "Die Testschaltung, wichtige Details". Wichtig ist, dass das Metallrohr möglichst frei in der Luft montiert ist, z.B. mit zwei Distanzbolzen aus isolierendem PVC, wie in Bild 9 skizziert.

Anstelle eines Metallrohres eignet sich vielleicht auch ein passendes Metall-U-Profil, z.B. aus Aluminium, in das das Kabel gerade gut hineinpasst. Besonders wenn man eine Seriemessung von Kabeln durchführen will, eignet sich eine solche Konstruktion eher besser, weil man kann das Kabel ganz einfach von oben hineinlegen und mit einer Mechanik ein PVC-Deckel mit angeklebtem Filz von oben das Kabel leicht hineindrücken und so fixieren. Die Kapazität zwischen U-Profil und Abschirmung, bzw. Signalleitung, wird etwas niedriger sein als mit dem Metallrohr. Wenn nötig, kann man dies durch ein etwas längeres U-Profil kompensieren. Man muss experimentieren. Ich habe dies nicht untersucht. Es ist einfach eine Idee, die mit hoher Wahrscheinlichkeit funktionieren wird. Damit das Kabel ideal in das U-Profil hineinpasst, muss man möglichweise ein Alu-Quadratprofil benutzen und mit einer Fräsmaschine, der Länge nach die geeignete Breite und Tiefe hineinfräsen.

Thomas Schaerer, 26.11.2007 ; 25.06.2014 ; 03.08.2014