48 VDC Phantom-Speisung für Kondensatormikrofone

 

Einleitung und Zweck dieser Schaltung

Meist ältere Kondensatormikrofone benötigen eine hohe Betriebsspannung. Diese ist stets als sogenannte Phantomspeisung realisiert, die darin besteht, dass in der Mikrofonleitung auch die Betriebsspannung übertragen wird. Diese positive Spannung wird dabei über je zwei mittelohmige Widerstände in die beiden symmetrischen Signalleiter ein- und beim Mikrofon wieder ausgekoppelt um den FET-Vorverstärker zu speisen. GND liegt auf der Abschirmung. Das niederfrequente Audiosignal wird ein- und ausgangsseitig kapazitiv entkoppelt. Die hohe Betriebsspannung von oft 48VDC wurde ursprünglich festgelegt um sehr grosse Amplitudenwerte mit sehr geringen Verzerrungen zu erreichen und sie dient(e) als Polarisationsspannung. Es gibt aber moderne Kondensatormikrofone, die mit wesentlich geringeren Betriebsspannungen arbeiten. Hie hohe Polarisationsspannung, wenn nötig, wird dabei örtlich mittels DCDC-Wandler erzeugt.

Extrem laute Schallereignisse, wie zum Beispiel eine Explosion, können sehr hohe Amplitudenspitzenwerte erzeugen. Der Dynamikumfang des menschlichen Gehörs beträgt rund 130 dB. Das ist der Bereich zwischen dem was so leise ist das man gerade noch hört und der Schmerzgrenze durch sehr laute Schallereignisse. Sehr teure und moderne Kondensatormessmikrofone erreichen beinahe diese hohe Dynamik. Die vorliegende Schaltung ist praxiserprobt. Sie wird (wurde) in Freifeldmessungen durch eine Akustikgruppe der schweizerischen Eidgenössischen Material Prüfungsanstalt (EMPA) eingesetzt.

Weshalb eine DC/DC-Wandlerschaltung zur Erzeugung dieser 48VDC? Oft ist es so, dass Freifeldmessungen stattfinden und für die Elektronik nach dem Mikrofon geringere Betriebsspannungen, wie z.B. 9VDC aus einer Blockbatterie, genügen. Man hat also keine freien 230-VAC-Anschlüsse zur Verfügung, wo man problemlos ein weiteres Netzgerät mit den benötigten 48VDC anschliessen kann. Das Kondensatormikrofon muss die hohe Dynamik liefern, damit die Möglichkeit besteht, ganz leise oder ganz laute Schallereignisse extrem rausch- und verzerrungsarm wiederzugeben. Die Verstärkung nach dem Mikrofon wird dabei entsprechend angepasst, weshalb hier eine geringere Speisespannung genügt. Nun ist es natürlich interessant, wenn man für das Mikrofon nicht auch noch eine separate Spannungsquelle benötigt. Warum also zur Erzeugung dieser hohen Spannung nicht z.B. die 9V-Blockbatterie benutzen, welche sowieso im Einsatz ist. Da die vorliegende DC/DC-Wandlerschaltung auch mit 12VDC gespiesen werden kann, darf natürlich ebenso ein 12V-Akku im Einsatz sein. Dies ist vor allem dann sinnvoll, wenn die Messung lange dauert und deshalb eine entsprechend hohe Akkukapazität benötigt wird. Aber selbst dann, wenn man das Kondensatormikrofon stand-allone speisen will, lohnt sich eine kleine 9V-Blockbatterie mit der vorliegenden ebenfalls kleinen DC/DC-Wandlerschaltung, weil ein Gebastel einer Batteriespannung von mehr als 48VDC aus seriegeschalteten Einzelbatterien umständlich ist. Mehr als 48VDC, weil die Betriebsspannung für das Mikrofon auch noch stabilisiert werden muss. Es kommt bei dieser Anwendung allerdings nicht so sehr auf eine hohe Stabilität der DC-Spannung als hauptsächlich auf die Störfreiheit an.



Die Schaltung

Der Elektroniker kann sich eine solche DC/DC-Wandlerschaltung mehr oder weniger aus der eigenen Bastelkiste zusammenbauen. Es werden keine speziellen Komponenten benötigt. Nicht einmal die Drossel L1. Es genügt eine gewöhnliche kleine Stabdrossel, wie man sie in jedem Elektronikversand findet. Die DC/DC-Wandlung arbeitet nach dem Prinzip des Sperrwandlers, weil der Elko C6 solange nicht geladen wird, wie in der Drossel L1 Energie gespeichert wird. Doch nun zur Wirkungsweise der geregelten Schaltung im Detail...

IC:1, der zentrale CMOS-Baustein der Schaltung, ist ein vierfaches 2-Input NAND-Gatter-Schmitt-Trigger-IC. IC:1A arbeitet als Taktoszillator mit einer Frequenz von 135 kHz bei Ue = 9VDC. Mit P1 wird die Frequenz abgestimmt. IC:1B dient der Rückkopplung und die parallelgeschalteten Gatter IC:1C und IC:1D steuern mit vereinten Kräften die Basis des bipolaren Kleinleistungstransistors T1. Die Parallelschaltung vieler solcher Gatter ist bei CMOS, im Gegensatz zu TTL, erlaubt. C4 kompensiert die Millerkapazität zwischen Kollektor und Basis des T1. Diese ist bekanntlich die wirksamste parasitäre Kapazität bei der Emitterschaltung von Transistoren, weil sie sich in der Auswirkung mit der Stromverstärkung multipliziert, die beim Übergang vom leitenden in den nichtleitenden Zustand des Transistors und umgekehrt in Erscheinung tritt.

Wenn T1 bei postiver Flanke an den Ausgängen von IC:1C und IC:1D eingeschaltet wird, baut sich das Magnetfeld in der Induktivität L1 als Folge des Stromflusses auf. Wird dieser durch die folgende fallende Flanke unterbrochen, entsteht eine hohe kurzzeitige Induktionsspannung. Diese wird mit D3 gleichgerichtet und C6 wird schubweise mit diesem und den nachfolgenden Induktionsspannungsimpulsen so lange geladen, bis der Spannungswert Ua, gegeben durch die zwei in Serie geschalteten Z-Dioden ZD1 und ZD2 plus die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2, erreicht ist. Dadurch wird T2 leitend, seine Kollektorspannung fällt und wenn die untere Triggerschwelle am Rückkopplungseingang des IC:1B erreicht ist, setzt die Oszillation bei T1 aus und T1 öffnet. Damit fällt Ua durch die Belastung am Ausgang soweit bis ZD1 und ZD2 den Basisstromfluss von T2 unterbrechen, die Kollektorspannung von T2 die oberere Triggerschwelle des IC:1B überschreitet, die Oszillation an T1 wieder einsetzt und durch die Erzeugung weiterer Induktionsspannungsimpulse die Spannung an C6 sich wieder soweit erhöht hat, bis die Oszillation an T1 erneut aussetzt. Damit ist die Spannungsregelung erklärt. Die Rippelspannung an C6 enthält zwei Frequenzen: Die höhere, gegeben durch den Oszillator mit IC:1A und die niedrigere bedingt durch die Regelschlaufe. C5 und R4 arbeiten als Integrator, der die Regelgeschwindigkeit so weit bremst, damit sich Steuerfrequenz und Rückkopplungsfrequenz keine störenden Interferenzen liefern. Dies würde den Wirkungsgrad verschlechtern und die Rippelspannung an C6 erhöhen. Eine zu grosse Verzögerung durch C5 und R4 würde die Rippelspannung allerdings im niedrigeren Frequenzbereich erhöhen, weil die Regelung dann unnötig spät einsetzt.

Diese Art der Regelung ist einfach und leicht nachbaubar. Sie hat aber den Nachteil, dass sie an C6 höhere Rippelspannungswerte erzeugt, als wenn man im Regelkreis eine Impulsbreitenmodulation realisiert. Diesem Nachteil kann sehr einfach mit dem folgenden doppelten Tiefpassfilter, bestehend aus R6, C7 und R7, C8, begegnet werden. Die Werte von C7 und C8 kann man nach Belieben erhöhen um die bereits sehr geringe minimale Störspannung am Ausgang Ua weiter zu reduzieren. R6 und R7 darf man für die vorliegende Anwendung zur Speisung von Kondensatormikrofonen durchaus noch etwas erhöhen, weil die DC-Spannungstabilität nicht besonders kritisch ist. Man muss sich einfach im Klaren sein, dass die Erhöhung dieser Werte, den Innenwiderstand der Regelschaltung im DC-Spannungsbereich erhöht. Selbst bei einer impulsbreitenmodulierten Regelung würde man solche einfachen Tiefpassfilter, wenn auch mit geringeren Kapazitäten, für die vorgesehene Anwendung einsetzen müssen, um eine ebenso niedrige Störspannung zu erzielen, welche für diese Mikrofonanwendung unbedingt nötig ist.

Die Diode D2 empfiehlt sich um ein Unterschwingen unter den GND-Pegel zu dämpfen. Dadurch schützt man T1. C1 ist unbedingt nötig um der Schaltung im mittelfrequenten Bereich eine möglichst niedrige Impedanz zu verleihen, was die Regelung stabil hält. Benötigt man nur eine 9V-Blockbatterie, kann man, um Platz zu sparen, die Nennspannung von C1 von 16VDC auf 10VDC reduzieren. C2 (Vielschicht-Kondensator) sollte so nahe wie möglich an die Speiseanschlüsse des IC:1 gelötet werden. D1 dient einzig dem Verpolungsschutz. Wobei klar sein muss, dass diese Diode bei der Falschpolung spielend den Kurzschlussstrom einer 9V-Blockbatterie erträgt, jedoch ganz bestimmt nicht den eines 12V-Akku. Eine seriegschaltete Schutzdiode kommt wegen dem Spannungs- und Wirkungsgradverlust nicht in Frage, es sei man benutzt eine Schottky-Leistungsdiode bei der Verwendung von 12V-Akkus.

Noch etwas zur Diode D3, welche die Hochspannungsimpulse schnell reagierend gleichrichten muss. Will man aus der Schaltung betreffs Wirkungsgrad vielleicht noch 1% mehr herausholen, kann man anstelle der ganz gewöhnlichen Silizium-Kleinsignaldiode 1N4148 eine Shottky-Diode verwenden. Es lohnt sich allerdings nicht, weil die Ausgangsspannung so hoch ist, dass es keine signifikante Rolle spielt, ob diese Diode einen Spannungsverlust von 0.3 oder 0.7 Volt hat. Eine 1N4148 (1N914) ist auch schnell genug und ihr Maximalstrom reicht für diese Anwendung längst aus. Allerdings gilt dies nur im Betriebszustand. Kurzschlusssicher ist die Schaltung nicht, weil dann der hohe Eingangsstrom aus der Batterie oder aus dem Akku direkt über L1, D3, R6 und R7 zum Ausgang fliesst. Diese Schaltung eignet sich daher nur in Verbindung mit funktionierenden Geräten oder Schaltungen und nicht für Experimentierzwecke!

Wenn für IC:1 anstelle des MC14093B (ON-Semiconductor) der pinkompatible CD4093B (Nantional-Semiconductor) verwendet wird, muss das Netzwerk aus P1, R1 und C3 angepasst werden, weil die Schmittriggerhysterese einen andern Wert hat und sich die Taktfrequenz stark verändert. Beim MC14093B liegt der typische Spannungswert der Hysterese bei 25 Grad Celsius bei 0.4 V, beim CD4093B ist es 2.2 V.

Dem aufmerksamen Betrachter der Schaltung fällt auf, dass es unter einigen GND-Symbolen ein Sternchen hat. Diese deuten drauf hin, dass man beim Entwurf des Layouts auf der Leiterplatte vor unerwünschten GND-Loops aufpassen muss, weil sonst die sehr niedrige Aussgangsstörspannung empfindlich erhöht werden kann. Es ist nicht nötig, dass die Leiterplatte doppelseitig, mit der einen Seite als GND-Fläche, realisert wird. Man sollte aber unbedingt darauf achten die GND-Anschlüsse mit den Sternchen so kurz wie möglich und durch möglichst breite Leiterbahnen miteinander zu verbinden. Je nachdem wie grosszügig diese Schaltung mit noch weiterer Elektronik ausgelegt wird, bietet sich auch die Möglichkeit an, die GND-Verbindungen zusätzlich etwas netzartig zu realisieren.



Abgleich und Erkärungen

Die Frequenz eines einfachen CMOS-R-C-Taktoszillators ist betriebsspannungsabhängig. Er muss mit dem Trimmpotentiometer P1 bei Ue = 9VDC auf 135 kHz abgeglichen werden. Reduziert man die Betriebsspannung auf 6VDC, reduziert sich die Frequenz auf etwa 109 kHz. Das Wirkungsgradmaximum liegt im mittleren Batteriespannungsbereich einer 9V-Blockbatterie bei etwa 120 bis 135 kHz. Benutzt man einen 12V-Akku, kann man zwecks Wirkungsgradmaximierung die 135 kHz bei 12VDC einstellen. Die Frequenz misst man zur Eichung entweder am Ausgang von IC:1B oder an den parallelgeschalteten Ausgängen von IC:1C und IC:1D. Dabei muss die Basis-Emitterstrecke von T1 kurzgeschlossen werden, denn bei diesem Eichvorgang darf die Spannungsregelung nicht arbeiten, weil sonst durch den Überlagerungseffekt mit der niederen Frequenz, erzeugt durch den Regelvorgang, die Messung der Oszillatorfrequenz gestört würde.

Der Regelbereich ist wie bei jeder Spannungsregelung lastabhängig. Beim Einsatz einer 9V-Blockbatterie funktioniert die Regelung bei einem maximalen Laststrom von 8 mA bis hinunter auf 6.1VDC. Dies ist mit etwa 68% der Normspannung die Entladespannung einer 9V-Blockbatterie (z.B. Alkali-Mangan). Benutzt man ein Kondensatormikrofon, welches nur gerade 3mA benötigt, funktioniert die Spannungsrelegung sogar bis hinunter auf 4.7VDC. Die maximale Betriebsspannung einer Spannungsregelschaltung ist oft ebenfalls durch den Laststrom definiert. Die obere Spannungsgrenze ist hier allerdings durch das CMOS-IC vorgegeben. Die Absolute-Rating-Maximalspannung liegt zwar bei 18 VDC, jedoch sollte die Betriebsspannung nie so nahe an diesen Maximalwert gelegt werden, weil sonst die statistische Lebensdauer des CMOS-IC drastisch reduziert würde. Die vernünftige maximale Betriebsspannung liegt bei etwa 15VDC.

Das Störsignal ist abhängig von der Frequenzbandbreite in der man dieses Signal misst und von der Last. Es zeigt sich allerdings, dass bei einer Audiobandbreite von typisch 20 kHz, der Störpegel praktisch lastunabhängig ist. Erhöht man die Frequenzbandbreite auf 100 kHz, steigt der Störpegel bis zum doppelten Betrag von 60 µV bei einer Laststromänderung von 0 auf 8 mA. Grund ist, dass pro Zeiteinheit mehr Impulse T1 und L1 schalten müssen, um die Ausgangsspannung nachzuregeln. Dadurch erhöht sich der Energieanteil bei den höheren Störfrequenzen, welche jedoch bei einer Bandbegrenzung auf 20 kHz (Audiobereich) noch nicht messbar sind.



Technische Daten 

 
  Oszillatorfrequenz:   135 kHz  (bei Ue = 9VDC) *)

  Leerlaufstrom:          8 mA   (bei Ue =  6VDC)
                          7 mA   (bei Ue =  9VDC)
                          8 mA   (bei Ue = 12VDC)

  Stromaufnahme:         76 mA   (bei Ue =   6.0VDC  und  IL = 5mA)
                         52 mA   (bei Ue =   7.5VDC  und  IL = 5mA)
                         43 mA   (bei Ue =   9.0VDC  und  IL = 5mA)
                         35 mA   (bei Ue =  12.0VDC  und  IL = 5mA)

  Wirkungsgrad:          58%     (bei Ue =   6.0VDC  und  IL = 5mA)
                         61%     (bei Ue =   7.5VDC  und  IL = 5mA)
                         62%     (bei Ue =   9.0VDC  und  IL = 5mA)
                         57%     (bei Ue =  12.0VDC  und  IL = 5mA)

  Regelbereich:           4.7 VDC bis 15 VDC      (IL =  3 mA)
                          5.2 VDC bis 15 VDC      (IL =  5 mA)
                          6.1 VDC bis 15 VDC      (IL =  8 mA) *)
                          6.7 VDC bis 15 VDC      (IL = 10 mA)
                          8.0 VDC bis 15 VDC      (IL = 15 mA)

  Ausgangsrauschen *):    < 30 µVrms  (IL = 0 bis 8 mA @ BW = 100 kHz)
                          < 40 µVrms  (IL = 3 mA @ fBW = 100 kHz)
                          < 50 µVrms  (IL = 5 mA @ fBW = 100 kHz)
                          < 60 µVrms  (IL = 8 mA @ fBW = 100 kHz)


  48VDC-Spannungsstabilität:  20 mV/mA (bedingt durch R6 und R7)
  
  (* siehe in 'Abgleich und Erklärungen'


Bauteilliste 

 
    Aktive Bauteile
    ---------------
        IC1         MC14093B    (CD4093, siehe 'Die Schaltung')
        T1          2N2219A
        T2          BC550
        D1          1N4002
        D2, D3      1N4148
        ZD1, ZD2    BZX79C24    (24V-Z-Dioden, 5%, 400mW)


    Kondensatoren
    -------------
        C1          Elko                     1000 µF / 16 VDC
        C2          Keramikvielschicht-Kond.  100 nF / 50 VDC
        C3          Polystyrol-Kondensator    1.8 nF / 50 VDC  
        C4          Keramikvielschicht-Kond.  680 pF / 50 VDC
        C5          Keramikvielschicht-Kond.   10 nF / 50 VDC
        C6          Elko                       10 µF / 64 VDC
        C7, C8      Elko                      100 µF / 64 VDC


    Widerstände  0.25 Watt
    ----------------------
        R1, R3          10k
        R2, R4, R5       1k
        R6, R7          10 Ohm
    

    Diverses
    --------
        L1          Stabdrossel                56 µH  (Rmax = 3 Ohm)
        P1          Trimmpotmeter              22 k-Ohm


Thomas Schaerer, 06.01.2002 ; 29.04.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 18.12.2003 ; 30.04.2006a
Ehemals publiziert in der MegaLink 21/99