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» 1/3 Ub + Uf am Discharge gegen Masse gemessen, über dem Widerstand ist die
» Spannung
» kleiner, am TRI/TRE = 1/3 Ub. (oder komme ich jetzt ins Grübeln?)


Ausgangssituation: pin 7 /Discharge hochohmig. C1 lädt sich nun über R1und D2 bis der obere Schaltpunkt des Komparators (2/3 Ub) erreicht sind. Der interne Transistor (mit Kollektor an pin7) schaltet durch, an pin 7 liegt jetzt nur noch die Sättigungsspannung. Die initial 2/3 Ub an C1 teilen sich jetzt auf von pin 2 an Masse in UR2, (UD1 war hier falsch!) UD2 und Usat. Das wäre meine Erklärung - so wie ich die Innenschaltung noch im Kopf habe, deswegen bin ich nicht ganz sicher.
C1 und das IC sind ja direkt verbunden, so dass die Schaltpunkte und die Spannung an C1 exakt eingehalten werden.

Hallo Michael,
»
» ich habe das Problem das ich bei meiner Schaltung den Widerstand berechnen
» muss. Es handelt sich um eine Schaltung mit einem Timerbaustein (NE555). Um
» die gewollte Rechteckfrequenz von 20 kHz zu bekommen muss ich
» dementsprechend den Kondensator und die Widerstände auswählen. Der
» Kondensator wird dann in der Frequenz geladen und entladen. Damit später
» die Rechteckfrequenz einen Tastgrad von 50% hat verwende ich dabei Dioden.
» Nun komm ich leider auf keine Lösung wie ich den Gesamtwiderstand der Diode
» und dem Widerstand berechne. Ich hoffe mir kann da jemand weiter helfen.



Es gäbe eine alternative Methode mit dem 555er-IC mit nur einem Widerstand und einem Kondensator eine Rechteckspannung mit einem Tastgrad von 50 % zu erzeugen. Das geht dann, wenn man die CMOS-Version einsetzt, z.B. LMC555 oder TLC555. Diese beiden ICs sind kompatibel. Dieser Tastgrad auf diese einfache Methode zu erzeugen setzt die CMOS-Technologie voraus. Zunächst ein Vergleich von zwei Schaltungen mit dem ollen NE555 und moderneren LMC555 (TLC555). Es sind im vorliegenden Beispiel nur niedrige Frequenzen für Relaissteuerung. Das selbe gilt aber auch für 20 kHz und sogar noch viel mehr bei der CMOS-Version:



Falls Du mehr erfahren möchtest aus der Anwendungspraxis, in Bezug auf die Möglichkeiten des 555-Timer-IC in CMOS-Version, dann empfehle ich Dir die beiden folgenden Elektronik-Minikurse. Aber gleich ein Nachteil für die CMOS-Version erwähnt und dann die bipolare Version NE555 sich besser eignet. Der NE555 kann einen grösseren Strom liefern. Will man z.B. mit einem LMC555 oder TLC555 ein Relais treiben, muss man zwischen dem Ausgang dieses Timer-IC und dem Relais eine Transistorstufe dazwischen schalten. Der Aufwand dazu ist gering.

"LMC555 und TLC555 (CMOS) im Vergleich mit NE555 (BJT)"
https://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/test555.htm

"555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator (mit kapazitiver Sensor-Schaltung)"
https://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/ast555.htm

--
Gruss
Thomas

Buch von Patrick Schnabel und mir zum Timer-IC NE555 und LMC555:
https://tinyurl.com/zjshz4h9
Mein Buch zum Operations- u. Instrumentationsverstärker:
https://tinyurl.com/fumtu5z9

» Es gäbe eine alternative Methode mit dem 555er-IC mit nur einem Widerstand
» und einem Kondensator eine Rechteckspannung mit einem Tastgrad von 50 % zu
» erzeugen. Das geht dann, wenn man die CMOS-Version einsetzt, z.B. LMC555
» oder TLC555. Diese beiden ICs sind kompatibel. Dieser Tastgrad auf diese
» einfache Methode zu erzeugen setzt die CMOS-Technologie voraus. Zunächst
» ein Vergleich von zwei Schaltungen mit dem ollen NE555 und moderneren
» LMC555 (TLC555). Es sind im vorliegenden Beispiel nur niedrige Frequenzen
» für Relaissteuerung. Das selbe gilt aber auch für 20 kHz und sogar noch
» viel mehr bei der CMOS-Version:
»
»
»
Es sieht ja so aus, als ob der Lehrplan den Schüler aufs Kreuz legen soll.
Ohne die Spannungsangabe von Vcc ist es schwer möglich eine Aussage zu treffen.
Ich habe mal überschlagen, mit welcher Spannung er die Schaltung betrieben hat.
Mit 10nF und 2,43kOhm kam er auf 20kHz.
Ich betrachte der Einfachheit halber die Endladezeit.
25µs / (2,43k*10n) = 1,0288 das Währe ln von 2,7977 also fast ln3
Dann kommt es ungefähr auf Vcc von 5V.
Dioden Flussspannung mit durchschnittlich 0,65V angenommen.
3,33V- 0,65V = 2,78V
1,66V – 0,65V = 1,01V

» » hallo,
» »
» » » Das bedeutet, dass die
» » » Spannung am Widerstand
» » » im Umschaltmoment 1/3 Ub + Uf bzw. 2/3 Ub + Uf ist.
» »
» » da komme ich jetzt ins Grübeln - die Schaltschwelle wird ja im IC
» » vorgegeben, der Wiiderstand ist aber Teil der Reihenschaltung, auf die
» sich
» » die Schaltschwelle bezieht. Da müßte die Sapnnung am Widerstand doch
» » kleiner sein, also 1/3 Ub - Uf bzw. 2/3 Ub - Uf ist - oder übersehe ich
» da
» » was?
» » Grüße
» » Hartwig
»
» 1/3 Ub + Uf am Discharge gegen Masse gemessen, über dem Widerstand ist die
» Spannung
» kleiner, am TRI/TRE = 1/3 Ub. (oder komme ich jetzt ins Grübeln?)

Ich kam auch ins Grübeln.
Für die entladung war es ja recht einfach. Damit konnte ich ja abschätzen, das die Schaltung mit 5V betrieben wurde.
Und auch um den Wiederstand zu berechnen würde ich aus selbigen Grund nur die Entladezeit berechnen.
Aber wen es ums Grübeln geht versuche ich mal den Widerstand an hand der Ladezeit zu ermitteln.
Ich bleibe wieder bei Vcc = 5V Und 10nF
Die Treibende Spoannung U = 5V - 1,666V -0,65V = 2,684V
Die Spannung bis zum Ladewert: u=3,333V-1,666V=1,666V

» »
» »
»
» Deine Frage lautet
»
» "wie ich den Gesamtwiderstand der Diode
» und dem Widerstand berechne"
»
» Beim Blick auf die Schaltung wird klar, dass hier der statische
» Diodenwiderstand gemeint ist und nicht der differenzielle Widerstand. Der
» statische Widerstand lässt sich einfach als Quotient von Diodenspannung
» durch Diodenstrom berechnen.
» Der Ladestrom fließt von VCC über R1 und D1 zu C1. Der Entladestrom fließt
» von C1 über D2 und R2 nach Masse, da beim Entladevorgang PIN 7 über den
» interen Entladeschalter auf Masse liegt. Wenn R1 und R2 gleich groß sind,
» dann sind auch Lade- und Entladezeitkonstanten gleich groß. Um den
» statische Widerstand der Dioden zu berechnen braucht man den Diodenstrom,
» der sich ergibt als Differenz von VCC und der Triggerschwelle von 1/3VCC.
» Bei VCC von 5V beträgt die Differenz also 3,33V, dividiert durch R1. Nimmt
» man für R1 einen Wert von 2,2KOhm an, ergibt sich ein max. Diodenstrom von
» ca. 1,5 mA. Bei einem Diodenstrom von 1,5 mA zeigt das Datenblatt (die
» Kennlinie) der 1N4148 eine Diodenspannung von ca. 0,65 V. Damit kann jetzt
» der Diodenwiderstand berechnet werden: RDiode = 433 Ohm. Der
» Gesamzwiderstand Diode plus R1 beträgt hier im Beispiel also 2,63 KOhm.
»
» Gruß von hightech

So gaht das nicht! Die 2,2kOhm hast du erst einmal aus der Luft gegriffen!
Und die Diode ist kein Widerstand. Bei einem Widerstand fällt die Spannung proportional zum Strom.
Bei einer Diode nicht!

2,63kOhm * 10nF * ln2 = 18µs
1 / (2 * 18µs) = 27,4kHz und nicht 20kHz
Wen es um einen reinen Widerstand ginge, müssen es bei 20kHz: 3,607kOhm sein
3,607kOhm * 10nF * ln2 = 25µs Und 1/50µs = 20kHz

Hallo,
» Für die entladung war es ja recht einfach. Damit konnte ich ja abschätzen,
» das die Schaltung mit 5V betrieben wurde.
» Und auch um den Wiederstand zu berechnen würde ich aus selbigen Grund nur
» die Entladezeit berechnen.
» Aber wen es ums Grübeln geht versuche ich mal den Widerstand an hand der
» Ladezeit zu ermitteln.
» Ich bleibe wieder bei Vcc = 5V Und 10nF
» Die Treibende Spoannung U = 5V - 1,666V -0,65V = 2,684V
» Die Spannung bis zum Ladewert: u=3,333V-1,666V=1,666V
»
und nun habe ich das mal simuliert, also auch mit Vcc=5V, C1=10n, R1 und R2 = 2,43k und D1 sowie D2 = 1N4148.
mit der Frequenz bin ich so bei 22kHz gelandet., das passt ja etwa.
Bei Vcc=5V macht sich dann die Dioden-Durchlassspannung recht deutlich bemerkbar, hier mal jeweils für Ladung und Entladung (durch die geringen Sperrströme ist es einfacher, nur beides extra getrennt zu simulieren, da sonst die Sperrströme eine log-Darstellung erfordern würden, mußte ich für eine gut lesbare Darstellung ziemlich tricksen), auf jeden Fall erkennt man, dass zumindest bei Vcc=5V der DC-Widerstand der Dioden von über 600 Ohm und dessen Verhalten nicht mehr zu vernachlässigen ist:

Der Ladevorgang:
die Spannung an C1 in blau (linke Y- Achseneinteilung), der DC-Widerstand der Diode D1 in grün (rechte Y-Achseneinteilung) Mit Abfall des Ladestromes steigt der DC-Widerstand der Diode D1 von anfangs 540 Ohm um 630 Ohm auf 1,17k.



Der Entladevorgang:
die Spannung an C1 in blau (linke Y- Achseneinteilung), der DC-Widerstand der Diode D2 in grün (rechte Y-Achseneinteilung) Mit Abfall des Entladestromes steigt auch hier wieder der DC Widerstand der Diode D2 an, von anfangs 530 Ohm auf 1,19k - also um 660 Ohm.

» »
» und nun habe ich das mal simuliert, also auch mit Vcc=5V, C1=10n, R1 und R2
» = 2,43k und D1 sowie D2 = 1N4148.
» mit der Frequenz bin ich so bei 22kHz gelandet., das passt ja etwa.
» Bei Vcc=5V macht sich dann die Dioden-Durchlassspannung recht deutlich
» bemerkbar,

Die Diode als Widerstand darzustellen finde ich recht außerordentlich. (Doof)
Mit der Simulation ist eben jeder Unfug möglich.
Natürlich wenn man die annähernd konstante Flussspannung, durch den sinkenden Strom teilt, erhält man einen scheinbaren Widerstand.
Bei dem echten Ohmschen widerstand von 2,43 ist die Frequenz höher als 20kHz.
Ich hatte ja für R 2,575kOhm errechnet.

Hier noch mal eine geordnete Darstellung meiner Berechnungen:


Und zum leichteren Verständniss die Umgestellte Formel.

hallo,
»
» Die Diode als Widerstand darzustellen finde ich recht außerordentlich.
» (Doof)
das darfst Du selbstverständlich so finden, allerdings zielte genau darauf ja die initiale Frage des TE ab.
» Mit der Simulation ist eben jeder Unfug möglich.
aber eben nicht nur....
» Natürlich wenn man die annähernd konstante Flussspannung, durch den
» sinkenden Strom teilt, erhält man einen scheinbaren Widerstand.
wieso einen scheinbaren Widerstand - was ist an dem scheinbar??? als Ohmscher Widerstand ist er ja auch relevant für die thermische Belastung der Diode, ganz einfach nach ohmschen Gesetz, nur eben stromabhängig. Auch wenn es hier nicht um die Belastung geht, eine stromabhängige Variation zwischen grob 500 Ohm und 1000 Ohm macht sich bei einer Reihenschaltung mit 2,5k ja schon recht deutlich bemerkbar.

» hallo,
» »
» » Die Diode als Widerstand darzustellen finde ich recht außerordentlich.
» » (Doof)
» das darfst Du selbstverständlich so finden, allerdings zielte genau darauf
» ja die initiale Frage des TE ab.

Weil er keine Ahnung hatte.

» » Mit der Simulation ist eben jeder Unfug möglich.
» aber eben nicht nur....
» » Natürlich wenn man die annähernd konstante Flussspannung, durch den
» » sinkenden Strom teilt, erhält man einen scheinbaren Widerstand.
» wieso einen scheinbaren Widerstand - was ist an dem scheinbar???

Weil U/I ein Widerstand darstellt.
Du kannst ja mal versuchen mit den “U/I=R“ Werten die 25ms zu berechnen.

» Hallo,
» » Für die entladung war es ja recht einfach. Damit konnte ich ja
» abschätzen,
» » das die Schaltung mit 5V betrieben wurde.
» » Und auch um den Wiederstand zu berechnen würde ich aus selbigen Grund
» nur
» » die Entladezeit berechnen.
» » Aber wen es ums Grübeln geht versuche ich mal den Widerstand an hand der
» » Ladezeit zu ermitteln.
» » Ich bleibe wieder bei Vcc = 5V Und 10nF
» » Die Treibende Spoannung U = 5V - 1,666V -0,65V = 2,684V
» » Die Spannung bis zum Ladewert: u=3,333V-1,666V=1,666V
» »
» und nun habe ich das mal simuliert, also auch mit Vcc=5V, C1=10n, R1 und R2
» = 2,43k und D1 sowie D2 = 1N4148.
» mit der Frequenz bin ich so bei 22kHz gelandet., das passt ja etwa.
» Bei Vcc=5V macht sich dann die Dioden-Durchlassspannung recht deutlich
» bemerkbar, hier mal jeweils für Ladung und Entladung (durch die geringen
» Sperrströme ist es einfacher, nur beides extra getrennt zu simulieren, da
» sonst die Sperrströme eine log-Darstellung erfordern würden, mußte ich für
» eine gut lesbare Darstellung ziemlich tricksen), auf jeden Fall erkennt
» man, dass zumindest bei Vcc=5V der DC-Widerstand der Dioden von über 600
» Ohm und dessen Verhalten nicht mehr zu vernachlässigen ist:
»
» Der Ladevorgang:
» die Spannung an C1 in blau (linke Y- Achseneinteilung), der DC-Widerstand
» der Diode D1 in grün (rechte Y-Achseneinteilung) Mit Abfall des Ladestromes
» steigt der DC-Widerstand der Diode D1 von anfangs 540 Ohm um 630 Ohm auf
» 1,17k.
»
»
»
» Der Entladevorgang:
» die Spannung an C1 in blau (linke Y- Achseneinteilung), der DC-Widerstand
» der Diode D2 in grün (rechte Y-Achseneinteilung) Mit Abfall des
» Entladestromes steigt auch hier wieder der DC Widerstand der Diode D2 an,
» von anfangs 530 Ohm auf 1,19k - also um 660 Ohm.
»
»

Hallo Hartwig,
probiere mal Vcc= 3,753V, dann schwingt der VCO auch bei 20kHz.

Gruß Steffen

»
» Hallo Hartwig,
» probiere mal Vcc= 3,753V, dann schwingt der VCO auch bei 20kHz.
»
» Gruß Steffen

Hallo Steffen,
oh ja, stimmt genau! Vor Jahren brauchte ich mal für ein paar Experimente einen Rechteckgenerator mit einstellbarer Ausgangsspannung und der Möglichkeit, auch mal einige zig mA abzugeben. Die schnelle Lösung war ein 555 mit einstellbarer Versorgungsspannung (per LM317 mit Poti) - dass ich nur bis kanpp unter 5V herab kam und auch nicht viel mehr wie 15V entnehmen konnte, war OK. Was mich überraschte, war die Frequenzstabilität des 555 bei großen Änderungen der Vcc.
Nimmt man jetzt diese Diodenbeschaltung, um ein "schönes" Rechteck mit 50% Tastverhältnis zu bekommen, dann mag da bei 12V Vcc noch gehen - nur bei 5V hat man dann wirklich den VCO dank der Diodenkennlinien. Und wenn man ganz genau ist, spielt die Temperatur auch noch mit.
Grüße
Hartwig

» »
» » Hallo Hartwig,
» » probiere mal Vcc= 3,753V, dann schwingt der VCO auch bei 20kHz.
» »
» » Gruß Steffen
»
» Hallo Steffen,
» oh ja, stimmt genau! Vor Jahren brauchte ich mal für ein paar Experimente
» einen Rechteckgenerator mit einstellbarer Ausgangsspannung und der
» Möglichkeit, auch mal einige zig mA abzugeben. Die schnelle Lösung war ein
» 555 mit einstellbarer Versorgungsspannung (per LM317 mit Poti) - dass ich
» nur bis kanpp unter 5V herab kam und auch nicht viel mehr wie 15V entnehmen
» konnte, war OK. Was mich überraschte, war die Frequenzstabilität des 555
» bei großen Änderungen der Vcc.

Hallo,
der Hauptgrund wird in dem Fall sein, daß die interne Referenz ja von der Versorgungsspannung abhängig ist.
Also die Schaltpunkte und externen R bleiben weitgehend im gleichen Verhältnis.

» Nimmt man jetzt diese Diodenbeschaltung, um ein "schönes" Rechteck mit 50%
» Tastverhältnis zu bekommen, dann mag da bei 12V Vcc noch gehen - nur bei 5V
» hat man dann wirklich den VCO dank der Diodenkennlinien. Und wenn man ganz
» genau ist, spielt die Temperatur auch noch mit.

Ja eben. Es gibt aber auch noch eine Möglichkeit mit einem zusätzlichen R zur 'Standardschaltung' ohne Dioden auszukommen.
Man nehme den 'Standardosillator' bei dem von Vcc über R1 und R2, C1 geladen wird.
Zwischen R1 und R2 ist Pin7 (Discharge) verbunden. Damit sind erstmal nur
Tastgrad> 50% möglich.
Baut man jetzt noch einen weiteren R(3) in die Verbindung, also schaltet ihn vor Pin7, geht auch ein Tastgrad <50%.
Das Verhältnis für ca. 50% ist näherungsweise R1=R2, R1*0,2=R3. Evl. sind auch andere Kombinationen möglich, wo R1 ungleich R2 ist.
Genau ausrechnen kann ich es aber nicht, da ich zu faul bin.

Gruß Steffen

»
» Ja eben. Es gibt aber auch noch eine Möglichkeit mit einem zusätzlichen R
» zur 'Standardschaltung' ohne Dioden auszukommen.
» Man nehme den 'Standardosillator' bei dem von Vcc über R1 und R2, C1
» geladen wird.
» Zwischen R1 und R2 ist Pin7 (Discharge) verbunden. Damit sind erstmal nur
» Tastgrad> 50% möglich.
» Baut man jetzt noch einen weiteren R(3) in die Verbindung, also schaltet
» ihn vor Pin7, geht auch ein Tastgrad <50%.
» Das Verhältnis für ca. 50% ist näherungsweise R1=R2, R1*0,2=R3. Evl. sind
» auch andere Kombinationen möglich, wo R1 ungleich R2 ist.
» Genau ausrechnen kann ich es aber nicht, da ich zu faul bin.
»
» Gruß Steffen

Diese Variante der 1/1 Frequenz für den NE555 kannte ich noch nicht.
Die ist besser als die aus dem Datenblatt mit zwar nur zwei widerständen.
Und auch besser als diese mit drei Widerständen, bei den R1 und R2 ungleich sind.
Wenn man für R1 und R2 1% Widerstände nimmt und R3 noch ein Einstellregler ist, ist es perfekt.
f = 1/ 2t1