Gegentakt-Endstufe ohne Ruhestrom:
Theorie und Grundlage

 

Einleitung

Der vorliegende Elektronik-Minikurs erweitert die bereits vorhandene Grundlage im Elektronik-Kompendium in:



Thermische Kompensation nur mit Dioden

Bild 1 wiederholt das Schaltbild aus obigem Link. Wie bereits bekannt, sind die Übernahmeverzerrungen eine Folge davon, dass eine Eingangswechselspannung zuerst die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 bei der positiven und von T2 bei der negativen Halbwelle überwinden muss. Diese Verzerrung wird durch eine Vorspannung, erzeugt durch D1 und D2, unterdrückt. Dadurch verschiebt sich die Endstufe vom reinen B- in den AB-Betrieb. Die Verzerrungsarmut, die man durch diese Massnahme erreicht, erkauft man sich durch einen Ruhestrom, der von +Ub durch die beiden Kollektor-Emitter-Pfade von T1 und T2 nach GND fliesst. Je geringer die Verzerrung, umso höher der Ruhestrom. Es gibt aber eine Methode für geringe Verzerrung, trotz B-Betrieb, also ohne Ruhestrom in den Endstufentransistoren. Davon später. Zunächst, man liest zu allen Betriebsarten von Audioverstärkern ergiebig auf dieser Wiki-Seite.

So elegant einfach wie die Schaltung in Bild 1 aussieht, so wenig ideal arbeitet sie in der Praxis. Die Diodenflussspannung der von D1 und D2 sind etwa gleich gross wie die Basis-Emitter-Schwellenspannung der Transistoren T1 und T2. Wie aber kommt es zum AB-Betrieb?

Man stelle sich zunächst vor, die Verbindungen zwischen dem Netzwerk R1, R2, D1, D2 und den Basen von T1 und T2 sind getrennt. Man wählt R1 und R2 so niedrig, dass der Strom durch D1 und D2 gerade so gross ist, damit die Diodenflussspannungen an D1 und D2 geringfügig grösser sind als die Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2. Es genügt dabei ein Spannungsunterschied von wenigen Millivolt. Nun stellt man die Verbindungen wieder her.

Weil der Innenwiderstand der Basis-Emitter-Strecke von T1 sehr niedrohmig ist, wird die geringfügig höhere Diodenflussspannung von D1 von der T1-Basis-Emitter-Strecke bis zum Wert ihrer Schwellenspannung beinahe kurzgeschlossen. Beinahe, weil sowohl die Diodenflussspannung von D1 und die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 nicht ganz so "hart" sind. Anders gesagt, der differenzielle Quellwiderstand von D1 und der differenzielle Eingangswiderstand von der T1-Basis-Emitter-Strecke ist grösser als Null Ohm. Beide Spannungswerte sind etwas stromabhängig. D1 bekommt etwas weniger Strom, dafür etwas mehr die Basis von T1. Das Produkt aus diesem Basisstrom und der Stromverstärkung von T1 ergibt den Kollektorstrom.

Die genau selben Betrachtungen gelten für D2 und T2. Diese beiden Kollektorströme in T1 und T2 in Serie bewirken den sogenannten Ruhestrom. Es gilt dabei das Gesetz der Kette mit dem schwächsten Glied. Der Transistor mit der etwas niedrigeren Stromverstärkung erzeugt auch einen etwas niedrigeren Kollektorstrom. Dieser bestimmt die Grösse des Ruhestromes durch beide Transistoren. Diese Asymmetrie sorgt natürlich für nichtlineare Verzerrungen (Klirrfaktor), welche aber durch die Gegenkopplung einer vollständigen Verstärkerschaltung weitgehend kompensiert werden.

Eine solche komplementäre Endstufe arbeitet im AB-Betrieb. Die Übernahmeverzerrung bleibt auch bei kleinen Ausgangsamplituden niedrig. Wenn sich T1 und T2 im Betrieb mit einer Last zwischen Ua und GND erwärmen, dann sinken ihre Basis-Emitter-Schwellenspannungen um etwa 2 mV pro Grad Celsius. Bei einem Temperaturanstieg von 20 Grad, was sehr leicht möglich ist, wären die Basis-Emitter-Schwellenspannungen bereits 40mV niedriger als die Diodenflussspannungen. Dies ist aber, wie bereits erwähnt, nicht möglich, weil die Basen von T1 und T2 fest ans Widerstands-Dioden-Netzwerk gekoppelt sind. Die Folge davon ist eine temperaturbedingte empfindliche Zunahme der Basis- und Kollektorströme von T1 und T2, und das ist der Ruhestrom.

Es folgt eine positive Rückkopplung: Je wärmer T1 und T2, desto niedriger ihre Basis-Emitter-Schwellenspannungen und um so höher der Ruhestrom der wiederum T1 und T2 weiter anheizt. Der Ruhestrom schwillt an und erreicht durch die Stromverstärkungen von T1 und T2 und der durch R1 und R2 begrenzten Basisströme einen Grenzwert. Dieser kann aber so gross werden, dass T1 und T2 zerstört werden. Aber schon lange zuvor, erreicht der Ruhestrom einen, für einen vernünftigen Endstufenwirkungsgrad, unzulässig hohen Wert. Diese Schaltung ist auf diese einfache Art definitiv auch dann nicht brauchbar, wenn man die Dioden und die Transistoren thermisch koppelt, da meist beträchtliche Temperaturunterschiede zwischen der Sperrschicht der Leistungstransistoren und der Dioden auf Grund der thermischen Übergangswiderstände auftreten.

Anstelle von Dioden kann man NTC-Widerstände verwenden, wobei der NTC-Widerstand am Kühlkörper thermisch mit den Leistungstransistoren gekoppelt sein muss. Diese Methode wird hier nicht weiterdiskutiert. Man findet diese Methode nur noch in sehr alten Schaltungen, in einer Zeit als die damals modernen Germanium-Transistoren den Elektronenröhren das Fürchten lernten.



Thermische Kompensation mit Dioden und Emitterwiderständen

Eine ganz andere Kompensationsmethode zeigt Bild 2. Dazu dienen die beiden Emitterwiderstände R3 und R4, die eine Stromgegenkopplung bewirken. Diese wird um so wirksamer, je grösser man den Wert dieser Widerstände dimensioniert. Allerdings liegen diese Widerstände in Serie zum angeschlossenen Verbraucher an Ua (Lautsprecher). Dadurch wird die maximale Ausgangsleistung und auch der Wirkungsgrad der Endstufe reduziert. R3 und R4 müssen klein sein gegenüber dem Verbraucherwiderstand. Dies verschlechtert allerdings wieder etwas die thermische Stabilität. Diese Methode eignet sich eher nur für niedrige Treiberleistung, wie z.B. für das Ansteuern niederohmiger Kopfhörer.



Darlington-Endstufe, Ruhestrom in den Treibertransistoren

In dieser Schaltung fliesst der Ruhestrom nicht durch die Endstufentransistoren T3 und T4. Er fliesst durch die Treibertransistoren T1 und T2, die viel geringere Leistungen und somit geringere Erwärmungen verkraften müssen. Bei kräftigen Endstufen empfiehlt es sich allerdings auch T1 und T2 mit kleinen Kühlkörpern zu versehen, damit die Temperaturdrift des Ruhestromes möglichst klein bleibt. Keinesfalls dürfen T1 und T2 auf den selben Kühlkörper mit T3 und T4 montiert werden, ausser dieser Kühlkörper ist derart überdimensioniert, dass dieser sich auch bei starker Überlast nur mässig erwärmt.

T3 und T4 leiten erst bei etwas grösseren Ausgangsströmen. Es empfiehlt sich die Vorspannung U1 so gross zu wählen, das an R5 und R6 eine Spannung von je etwa 0.4 V abfällt. Diese Spannung wird von R3, bzw. R4 erzeugt. In Serie mit den Dioden D1 und D2 entstehen Spannungen U1 von je etwa 1.1 V. In diesem Fall sind die Ausgangsleistungstransistoren T3 und T4 auch bei höheren Sperrschichttemperaturen im Ruhezustand gesperrt. Bei ansteigendem Ausgangsstrom, z.B. bei einem Sinussignal, steigt die Basis-Emitter-Spannung bei T3, bzw. bei T4, auf etwa 0.7 V (Basis-Emitter-Schwellenspannung) und stabilisiert sich. Die grösseren Ströme fliessen in die Basen der Leistungstransistoren T3 und T4 und nicht durch die Widerstände R5 und R6.

R5 und R6 dienen zusätzlich als Ableitwiderstände, welche für das schnellere Ausräumen der Ladungsträger in der Ausschaltphase von T3 und T4 beitragen. Diese Überlegung ist vor allem bei höherfrequenten Anwendungen wichtig.

Leistungsendstufen arbeiten normalerweise nicht mit geregelter Betriebsspannung. Eine ungeregelte Betriebsspannung ist aber lastabhängig und somit ist auch die Spannung über R3, R4 und R5, R6 nicht stabil. Der Ruhestrom ist also auch abhängig von den Schwankungen der Betriebsspannung +Ub. Abhilfe schafft man, in dem man R1 und R2 durch Konstantstromquellen ersetzt.

Wer sich in dieses Gebiet der Verstärkertechnik vertiefen möchte, empfehle ich das Kapitel "Breitbandverstärker" des Buches Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk (Springer-Verlag).

Die Schaltungen in den Bildern 1 bis 3 werden nicht weiter vertieft. Ich liefere dazu auch keine Berechnungsgrundlagen. Diese Schaltungen und die Erklärungen dienen bloss als Einleitung zum folgenden Kapitel das sich mit dem Prinzip der verzerrungsarmen ruhestromlosen Endstufe befasst.



Ruhestromlose Endstufe mit sehr geringer Verzerrung

Bild 4 zeigt ruhestromlose Endstufen und dazugehörige Ua-Spannunsdiagramme.

Teilbild 4.1: Gerade bei niedrigen Ausgangsspannungen fallen die Übernahmeverzerrungen besonders auf.

Teilbild 4.2 zeigt, wie diese Verzerrung praktisch beseitigt werden kann, ohne dass man einen Ruhestrom durch die Endstufen-Transistoren benötigt. Nachteile gibt es selbstverständlich trotzdem, die aber je nach Anwendung ausser Acht gelassen werden könnnen. Die Lupe zeigt, dass ein sehr kleiner Rest der Übernahmeverzerrung übrig bleibt. Diese Restverzerrung erhöht sich mit zunehmender Signalfrequenz, weil dadurch das Verhältnis von der Leerlaufverstärkung (Open-Loop-Gain) zur Verstärkung, gegeben durch die Gegenkopplung (Closed-Loop-Gain), abnimmt.

Etwas mehr im Detail. Die Gesamtverstärkung der Schaltung in Teilbild 4.2 beträgt 1. Die Einbeziehung der Basis-Emitter-Strecken in den Gegenkopplungspfad hat zur Folge, dass die Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa 600 bis 700 mV um den Faktor der Leerlaufverstärkung des Opamp OP reduziert wird. Hat diese Verstärkung einen Wert von 100'000, wird die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 und T2 auf 6 bis 7 µV an Ua reduziert. Deshalb verschwindet die Übernahmeverzerrung aus dem sichtbaren Bereich am Oszilloskopen. Da diese sehr hohe Leerlaufverstärkung nur gerade für DC- und AC-Spannungen bei niedrigen Frequenzen gilt, muss dieser Idealzustand differenziert betrachtet werden.

Die Übernahmeverzerrung gibt es natürlich nach wie vor, jedoch nicht mehr an Ua, dafür am Ausgang des Opamp. Dort ändert sich die Spannung im niedrigen Spannungsbereich sehr schnell, wenn die Gegenkopplung wegen den Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 augenblicklich nicht wirkt und die sehr hohe Leerlaufverstärkung des Opamp in Aktion tritt. Diese sorgt dafür, dass mit der maximal möglichen Geschwindigkeit, die der verwendete Opamp zulässt, seine Ausgangsspannung auf den Spannungswert der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 oder T2 sehr schnell ändert. Da nur eine kleine Spannung von etwa zwei mal 0.7 V gesprungen werden muss, macht sich am Ausgang Ua praktisch keine Übernahmeverzerrung bemerkbar. Begrenzend wirkt wegen der sehr kleinen Spannungsänderung nur die Unitygain-Bandbreite und nicht die Slewrate des Opamp. Je höher diese Bandbreite ist, um so niedriger die Übernahmeverzerrung bei höheren Frequenzen.

Leider ist die Leerlaufverstärkung eines Opamp frequenzabhängig und sie reduziert sich mit etwa 20dB, also einem Faktor 10, pro Frequenzdekade. Wir verwenden zunächst einen BiFET-Opamp des Typs LF356, der allseits in der Fachwelt sehr gut bekannt und preiswert ist. Bei niedrigen Signalfrequenzen unterhalb 1 KHz bleibt die Übernahmesverzerrung, auch bei kleiner Ausgangsspannung, so niedrig, dass sie auf dem Oszilloskopbildschirm kaum auffällt. Erhöht man die Eingangsfrequenz allerdings auf die Grenzfrequenz des Audiobereiches von 20 KHz, reduziert sich die Leerlaufverstärkung des Opamp auf etwa 46 dB, einem Faktor 200. Die Übernahmesverzerrung reduziert sich jetzt halt nur noch auf 3 bis 3.5 mV und nicht mehr bis in den 10-Mikrovoltbereich im Bereich der unteren Audiofrequenzen. Und dies gilt auch nur bei einer vollständigen Gegenkopplung mit Verstärkung 1.

Wird ein Lautsprecher bei gedämpfter Zimmerlautstärke betrieben, liegt die Ausgangsspannung der Endstufe oft nur im Bereich von wenigen 100 mV. Die Übernahmesverzerrung scheint relativ gross. Allerdings darf man jetzt nicht vergessen, dass die Signalfrequenz von 20 kHz bereits ausserhalb des Hörbereiches liegt. Die erste signifikant in Erscheinung tretende Oberwelle liegt bei der dreifachen Grundfrequenz, also bei 60 kHz. Es mag sein, dass der Musikgenuss einer mithörenden Fledermaus beeinträchtigt wird, für den Menschen sind diese hohen Oberwellenfrequenzen jedoch völlig irrelevant.

Um die audiophilen Leser nicht vor den Kopf zu stossen: Es kann sein, dass durch subtrahierende Frequenzmischeffekte aus den Oberwellenanteilen Frequenzen mit sehr niedrigen Spannungen im Hörbereich auftreten können. Dies mag sich beim Benutzen von Qualitätskopfhörern, - die kosten aber mehr als 100 Euro! - , störend auswirken. Baut man sich jedoch einen Feld-Wald-und-Wiesen-Verstärker z.B. für kleine Küchenlautsprecher, dann eignet sich das vorliegende einfache Verstärkerprinzip, wie Teilbild 4.2 zeigt, bestens. Damit kommen wir zur praktischen Anwendung im nachfolgenden Elektronik-Minikurs:


Thomas Schaerer, ??.03.2000 ; 07.08.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 31.01.2005 ; 27.12.2005 ; 05.08.2012 ; 11.03.2014