UPDATE: Der Transistor-LED- und der FET-Konstantstromzweipol

Der Inhalt dieses Elektronik-Minikurses wurde erweitert und gewisse Teile davon differenzierter beschrieben. Ein Konstantstromzweipol hat, wie die Bezeichnung sagt, nur zwei Pole. Er eignet sich also dann, wenn nur zwei Anschlüsse zur Verfügung stehen, – z.B. als Ersatz für einen Widerstand, weil ein konstanter Strom gefordert ist.

Im ersten Teil wird gezeigt, wie man einen solchen recht präzisen Konstantstromzweipol mit bipolaren Transistoren und LEDs realisieren kann und im zweiten Teil erfolgt die Methode mit Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs). Diese Schaltung ist besonders einfach, besteht sie doch nur gerade aus einem JFET und einem einzigen Widerstand. Dafür ist diese Anwendung weniger genau. Diese Methode gibt es auch in integrierter Ausführung. Man nennt diese Bauteile Feldeffekt-, Konstantstrom- und Stromregeldioden, weil der Strom nur in eine Richtung, von Drain nach Source, fliessen darf.

Neu mit diesem Update sind die Beiträge „LED-ON-ANZEIGE FÜR VARIABLE BETRIEBSSPANNUNG“ und „SCHALTBOX FÜR NETZGERÄTE“.


Elektronik-Minikurse: Diverse technische Infos

Meist findet man meine Elektronik-Minikurse direkt via Suchmaschine. Ein gewisser Nachteil besteht darin, dass man das Inhaltsverzeichnis (die Index-Seite) nicht zu sehen bekommt. Grundsätzlich ist das vorteilhaft, weil man sogleich am Ziel ist. Will man trotzdem das Inhaltsverzeichnis besuchen, ist das kein Problem, weil im Header aller Minikurse hat man per Link den direkten Zugriff zum Inhaltsverzeichnis. Zusätzlich hat es Links zur Philosophie der Minikurse, zum Thema Leserfragen und zu einem Vorwort mit dem Titel „Simulieren und Experimentieren“. Und, last but not least, gibt es das Kapitel „Diverse technische Infos“.

In diesem Kapitel gibt es Infos, die z.T. viele Minikurse betreffen, wie z.B. Hinweise zu den Spannungsangaben und zur DC-Entkopplung. Darauf folgen Hinweise zu positivem und negativem Strom in Bezug zu Stromsenken und Stromquellen. JFETs spielen eine bedeutende Rolle. Sehr beliebt ist der BF245 (A bis C) bis er obsolet erklärt wurde. Es gibt Alternativen, genauer erklärt in einem Minikurs.

Neu ist das Kapitel „(Trimm-)Potentiometer, optimal eingesetzt“. Realisiert man das Potmeter als variablen Widerstand, empfiehlt es sich aus Gründen der Betriebssicherheit den Schleifer-Anschluss mit einem der Fixanschlüsse zu verbinden. Warum dies so ist und warum diese Verbindung dort sein sollte, wo die Impedanz am niedrigsten ist, z.B. GND, informiert dieser aktuelle Beitrag:

Gruss und viel Spass
Euer ELKO-Thomas


UPDATE: Master-Slave-Netzschalter mit Elektronik und Relais

Dieser Elektronik-Minikurs besteht seit Juni 2003. Die Schaltung damals war eine andere. Im April 2010 erneuerte ich sie mit zwei Versionen. Die eine Version ermöglicht den Einsatz eines Relais mit einer Spulen-Nennspannung von 48 VDC, die andere mit einer Spulen-Nennspannung von 220 VAC. Beide Relais werden verlustarm, direkt mit der 230VAC-Netzspannung, betrieben. Für die 230VAC-Version realisierte ich für meinen Bedarf ein Printlayout mit dem Programm SPRINT von Abacom. Mehr Infos zur Reproduktion des Printlayout liest man im Minikurs.

Das aktuelle Update wurde angeregt durch einen Leser, der die Schaltung nachbauen will, wobei der Standbystrom des Mastergerätes mit etwa 100 mA recht gross sein kann. Man beachte das Titelbild. R1 ist der Messwiderstand des Stromsensor. Dieser wird bei diesem hohen Standbystrom so niederohmig, dass im eingeschalteten Zustand des Mastergerätes die Verlustleistung an R1 mit 1.1 W so gross wird, dass der Widerstand ein 2-Watt-Typ sein sollte. Dies wäre noch kein Problem.

Es gibt allerdings dann ein Problem, wenn die Schaltschwelle variabel einstellbar sein soll, – auch ein Wunsch des Lesers. Mit einem Kleinleistungs-Potmeter geht das. Will man diese Möglichkeit haben mit einem kleinen Trimmpotmeter, liegt der maximale Standbystrom bei 45 mA. Da genügt ein Trimmpotmeter mit einer zulässigen Leistung von maximal 1/2 W. Alle Details dazu liest man in dieser Update-Version im Untertitel „VERLUSTLEISTUNG VON R1 BEI HÖHEREM STANDBY-STROM“.

Gruss und viel Spass
Euer ELKO-Thomas


Schalten und Steuern mit Transistoren II: Der Sättigungs- und der Miller-Effekt!

Das ursprüngliche Thema dieses Elektronik-Minikurses war und ist das praxisbezogene Erlernen einer einfachen Transistorschaltung mit bipolaren Transistoren (BJT) zum schnellen Schalten von Spannungen mit kleinen Strömen. Man kann universelle Transistoren einsetzen, die hauptsächlich für niederfrequente analoge Anwendungen (Verstärker, Filter) gedacht sind, sofern die niedrige Schaltgeschwindigkeit genügt. Was bei diesen NF-Transistoren täuscht, ist die oft hohe Transitfrequenz von mehr als 100 MHz. Man denkt da leicht, das sind ja nur 10 ns und damit lässt sich leicht auch ein schnelles Ein- und Ausschalten von Spannungen realisieren. Aber ganz so einfach ist das nicht. Da muss man schon Transistoren suchen, welche Wertangaben in den Einschalt-(Turn-On-Time), Speicher- (Storage-Time) und Ausschaltzeiten (Turn-Off-Time) enthalten und diese Werte müssen, wenn notwendig, im 10ns-Bereich oder sogar darunter liegen.

In einem späteren Update wurde das Thema zum Schalten mit Transistoren mit MOSFETs erweitert. Speziell dann wenn man mit hohem Eingangswiderstand schalten will, gibt es das Problem mit dem Miller-Effekt. Diesen gibt es natürlich ebenso beim BJT und auch bei den Vakuum-Röhren von anno dazumal. Jedes verstärkende Element hat dieses Problem. Ein weiterer Geschwindigkeitsdämpfer ist der Sättigungs-Effekt beim BJT. Wie man damit umgeht, liest man in diesem Minikurs und ist hier im Titelbild mit Bild A2 angedeutet. Kombiniert man die beiden Schaltungen A1 und A2 zu einer Schaltung A3, löst man beide Probleme zugleich. Man reduziert den Miller-Effekt und den Sättigungs-Effekt. Wozu der unkonventionelle Widerstand R? dient, liest man ebenfalls in diesem Minikurs.

AKTUELLES UPDATE: Hier wird eine Methode vorgestellt, wie man beim Runterschalten von Ue auf GND, mit Hilfe eines zusätzlichen PNP-Transistors (BJT), Ladungsträger aus der Basis des schaltenden NPN-Transistors ausräumen kann. Bild B2 unterscheidet sich von Bild B1, dass zusätzlich der Millerkiller-Kondensator zum Einsatz kommt, um den Miller-Effekt zu reduzieren. Dies betrifft signifikant den Einschaltvorgang des Schalt-NPN-Transistor  und zwar so sehr, dass z.B. eine Flankenzeit von 1 µs auf 50 ns reduziert wird mit einer Kapazität von nur 1 nF. Es gibt dazu ein praktisches Experiment.

Gruss und viel Spass
Euer ELKO-Thomas


UPDATE: Opamp/Komparator oder 555er-CMOS: Toggle-Flipflop und Prellfrei-Schaltung

Ursprünglicher Auslöser zu diesem Elektronik-Minikurs, zum Thema mit einem CMOS-555-Timer-IC ein Toggle-Flipflop mit prellfreiem Tasten zu realisieren, war eine Diskussion im ELKO-Forum mit dem Titel „Problem mit FlipFlop“ vom 19.06.2012 von Erhard. Diesen Thread findet man leicht mit der Eingabe dieses Titel im Suchfenster in irgend einer Seite im Elektronik-Kompendium (das ELKO). Olit, ein fleissiges und aktives Forum-Mitglied, hatte eine prima Idee, die ich im Versuch mit einem Steckboard testete. Danach folgten in drei Bildern einige Erweiterungen und eine genaue Beschreibung der Funktionsweise. Dieses Olit’sche 555-Toggle-Flipfop ist natürlich auch zu sehen.

Dazu kam eine weitere Möglichkeit, mit einem Opamp oder Komparator ebenfalls ein Toggle-Flipflop zu realisieren. Sinn macht so etwas dann, wenn in einem analogen Schaltteil, auf einem PCB-Board, ein einzelner Opamp eines Dual- oder Quad-Opamp nicht benötigt wird und dieser gerade für ein Toggle-Flipflop nützlich sein kann, dessen Ausgang z.B. für den digitalen Teil der Schaltung benötigt wird.

UPDATE: Neu dazu gekommen sind Prellfrei-Schaltungen, also Schaltungen die das Prellen von mechanischen Kontakten unterdrücken. Dazu gibt es bekanntlich unterschiedliche Methoden. Hier wird gezeigt wie das mit einem Komparator (oder Opamp) funktioniert und worauf es ankommt, wenn damit schnelle digitale Logik-ICs getaktet werden sollen. Das selbe wird gezeigt mit einem CMOS-555-Timer-IC LMC555 oder TLC555. Das Titelbild hier illustriert diese Thematik. Die drei Bilder erklären im Prinzip schon alles. Die genaue Beschreibung liest man im Minikurs.

Viel Spass und Gruss
Euer ELKO-Thomas


TRANSIENT-PULSE-CONVERTER

Ein TRANSIENT-PULSE-CONVERTER? Was kann das wohl sein? Es ist eine Schaltung, die mit Hilfe eines Rechteck-Signalgenerators dazu dient, mit Impulsen digitale Schaltungen zu testen. Aber beginnen wir damit, was eine Transiente ist. Es gibt unterschiedliche Erklärungen. Die häufigste Vorstellung ist die der steilen Flanke von einem Impuls, jedoch keinesfalls die langsame Auf- oder Entladung eines Kondensators. Aber wieso eigentlich nicht, weil transient hat einfach nur etwas mit Durchschreiten zu tun. Eine Spannung, beginnend von einem fixen Spannungswert (z.B. GND) zu einem andern (z.B. +5V) oder in umgekehrter Richtung, ist eine transiente Spannung. Die lateinische Sprache leitet den Begriff Transiente von transire ab, und dies bedeutet so viel wie durchqueren oder durchziehen. Dies trifft auch auf Bild 1 zu. Mit einer Zeitkonstante von 1s wird der Kondensator auf- und entladen. Die ansteigende und die fallende Flanke an Ua sind Transienten. Ebenso natürlich die steilen Flanken der Rechteckspannung an Ue. Der TRANSIENT-PULSE-CONVERTER ist prinzipiell nichts anderes, als aus einer ansteigenden oder fallenden Spannungsflanke (Transiente) einen Impuls zu erzeugen und dazu benötigt man z.B. ein Monoflop, wie dies Bild 2 zeigt. Der Impuls selbst besteht natürlich aus zwei Spannungsflanken (Transienten).

Bild 3 zeigt zwei Arten von Monoflops. Zum leichteren Verständnis sind diese beiden Monoflops quasidikret mit HCMOS-Gatter und HCMOS-Inverter realisiert und im Minikurs entsprechend erklärt. Es hat damit zu tun, dass die eine Schaltung als Monoflop und die andere als One-Shot bezeichnet wird, obwohl beide (fast) das selbe tun. Im übertragenen Sinne geben sie auf einen Knopfdruck (Trigger, Auslöser) einen Schuss (Impuls) ab. Trotzdem besteht zwischen den beiden Schaltungen ein funktioneller Unterschied, der je nach Anwendung eine wichtige Bedeutung haben kann.

Die Schaltung des TRANSIENT-PULSE-CONVERTER, mit einigen Zusatzfunktionen, ist das Produkt aus der Zeit, als die TTL-Logik von grosser Bedeutung war. Diese Schaltung ist beschrieben und nachbaubar. Die LS-TTL-ICs sind noch alle erhältlich, evaluiert in drei Elektronik-Distributoren. Bild 3 zeigt den One-Shot mit HCMOS-ICs. Der One-Shot in HCMOS eignet sich für den Ersatz des TTL-Monoflop 74LS221 mit dem Vorteil, dass die minimal einstellbare Impulszeit 20 ns statt 40 ns beträgt. Es liegt beim interessierten Leser anstelle einfach nur nachzubauen, selbst die ganze Schaltung in HCMOS zu modernisieren.

Bild 4 zeigt wie einfach eine Logik-Pegel-Wandlung sein kann vom ausgangsseitigen TTL- oder HCMOS-Logikpegel zur noch moderneren LVCMOS-Logik (+Ub = 3.3 VDC). Beim TTL-Ausgang geht’s sogar mit nur einem Widerstand (Teilbild 4.1). Diese innere TTL-Schaltung eines Inverters (7404) bietet dem modernen Azubi und Studenten einen kurzen Einblick in einen Teil des digitalen Elektronik-Alltag der 1970er-Jahre. Ab 1980 begann das Zeitalter des CMOS.

Viel Spass und Gruss vom
ELKO-Thomas


TTL-CMOS-Converter

Dieser Elektronik-Minikurs zeigt einerseits was man tun kann, wenn man alte Digitaltechnik in TTL mit CMOS kombinieren will und anderseits gibt es dem heutigen Azubi und Studierenden im Bereich der Elektrotechnik einen gewissen Einblick in eine Digitaltechnik, die vor dem Aufkommen der CMOS-Technologie hochaktuell war. Es gibt aber noch weitere Vorteile…

In den Zeiten als man digitale Schaltungen mit TTL-ICs realisierte, hatte man für den Test einen Impulsgenerator mit ausreichend hoher einstellbaren maximalen Frequenz, sowie einstellbare Impulsamplitude und einstellbarem Tastgrad. Oder man hatte einen Funktionsgenerator, der dies auch kann und zusätzlich noch Sinus- und Dreieckspannungen erzeugte für Tests an analogen Schaltungen. Solche Geräte waren damals teuer und deshalb musste man sich gut überlegen, ob es sich nicht lohnt, für ein Test- oder Praktikumlabor, eigene kleine Impulsgeneratoren in einfacher Ausführung zu realisieren, die einzig dem Zweck dienen, TTL-Schaltungen zu testen oder zu demonstrieren. Es geht dabei um das Taktsignal, den Clock. Oft genügte eine maximale Frequenz von 1 MHz.

Oder es gab die Situation, dass man zum Testen analoger Schaltungen genügend Sinusgeneratoren hatte, jedoch gab es nur ein paar wenige Impulsgeneratoren, die es auf nur wenige 100 kHz brachten. Wollte man analog/digitale Mix-Schaltungen testen, genügte der Sinusgenerator, aber der Impulsgenerator nicht. Also war die Situation klar, man baute kleine TTL-Taktgeneratoren mit entsprechend geringem Aufwand.

Als 1980 das Jahrzehnt des CMOS begann (Proklamation von MOTOROLA) änderte sich allmählich die Szene. Es kamen digitale CMOS-Schaltkreise, je länger desto häufiger, zum Einsatz. Diese haben den immensen Vorteil sehr sparsam zu sein, weil CMOS-Schaltreise im taktfreien Zustand, je nach Beschaltung, praktisch keine Leistung benötigen. Die Leistung ist nur noch abhängig von der Taktfrequenz. Es entstanden auch analoge CMOS-Schalter, die von der digitalen CMOS-Logik gesteuert werden. Damit man für den Test solcher Schaltungen die selbst gebauten einfachen Impulsgeneratoren weiterhin benutzen konnte, baute man so genannte TTL-CMOS-Converter, welche den Pegel von TTL nach CMOS anpassen.

Mehr dazu in diesem neuen Elektronik-Minikurs, der zeigt, dass man solche Schaltungen auch für andere Pegelanpassungen und Projekte verwenden kann. Dazu kommt, dass im Falle einer diskreten Eingangsstufe mit Transistor (BJT) noch etwas zum Thema Miller-Effekt vermittelt wird. All dies sehr praxisbezogen. Man kann alles sofort auf einem Testboard nachvollziehen. Eine Testmethode mit sehr grossem Lern- und Erfahrungseffekt.

Gruss Euer
ELKO-Thomas


X2- und Y2-Kondensatoren, was ist das?

Wenn man an Stelle eines Trafos einen Kondensator für ein Netzteil mit niedriger Ausgangsspannung realisieren will, weil es keine galvanische Trennung braucht, werden im ELKO-Forum und anderswo immer wieder Kondensatoren in den Schemata gezeigt, die z.B. 630 VAC ertragen und man denkt dabei, dass dies längst genug ist, weil der Sinusspitzenwert bei 230 VAC schliesslich nur 400 Vp (p=peak) ausmacht. Und, na ja, kurzzeitige Überspannungsspitzen gehen da bestimmt auch noch.

Das sind allerdings gefährliche Annahmen. Richtig ist es, wenn X2-Kondensatoren eingesetzt werden und da darf durchaus nur 250 VAC auf den Etiketten stehen, wenn diese X2-Kondensatoren an 230VAC zum Einsatz kommen. Dafür gibt es zwei wichtige Argumente: X2- und auch Y2-Kondensatoren sind selbstheilend bei zu hohen Überspannungsimpulsen und sie haben eine definierte Impulsspannungsfestigkeit, die 2500 V betragen bei X2-Kondensatoren. Bei Y2-Kondensatoren sind es 5000 V. Höhere Werte gibt es bei X1- und Y1-Kondensatoren mit 4000 V bzw. 8000 V.

X2-Kondensatoren eignen sich in Kondensator-Netzteilen, wie auch in Entstörfilterschaltungen, wie sie z.B. beim 230VAC-Netz am Eingang von elektronischen Geräten eingesetzt werden. Diese Filterschaltungen verwenden zusätzlich noch Y2-Kondensatoren mit niedriger Kapazität und dafür höhere Impulsspannungsfestigkeit. Diese Y2-Kondensatoren sind zwischen Phase und Erde und Null und Erde geschaltet. Beide Eigenschaften dienen dem Berührungsschutz, wenn die Erdung des Gerätes defekt ist. Teilbild 2 deutet dieses Problem an. Das revidierte Kapitel ist Teil des Elektronik-Minikurses Kondensatornetzteil.

Gruss Euer
ELKO-Thomas


UPDATE: Operationsverstärker I

Der Text ist vollständig überarbeitet. Dabei überlegte ich mir, worüber im ELKO-Forum oft zum Thema Operationsverstärker (Opamp) diskutiert wird. Davon fokussiere ich hier ein wenig in Text und Bild. Als Bild dient wie üblich das Titelbild. Der folgende hier reduzierte Inhalt ist in diesem Elektronik-Minikurs genau beschrieben.

Teilbild 1 zeigt eine invertierende Verstärkerschaltung mit einer Verstärkung von -2. Eigentlich etwas ganz einfaches. Es gilt zu verstehen, was genau passiert, wenn der Opamp an Ue eine steile Spannungsflanke von z.B. +1 V bekommt. Im Augenblick dieser Spannungsflanke geschieht am Ausgang Ua noch gar nichts. Dies ganz einfach deshalb, weil die IC-interne Verstärkerschaltung, mit der notwendigen Frequenzgangkompensation, die Übertragung zum Ausgang verzögert. Ua bleibt zunächst auf dem GND-Pegel. Die Differenzspannung Ud am Eingang des Opamps steigt praktisch zeitsynchron mit Ue auf +0.67 V. Diese Spannung existiert während eines sehr kurzen Momentes, weil R1 und R2 als Spannungsteiler zwischen Ue mit +1 V und Ua mit GND-Pegel wirken. Deshalb diese +0.67 V. Sobald Ue mit +1 V stationär ist, beginnt die Schaltung zu regeln. Diese erreicht dann den stabilen Endzustand wenn Ud = 0 V (so wie es sein muss!) und folglich Ua = -2 V. Man kann solches zum besseren Verständnis simulieren oder experimentieren. Das Experimentieren bietet mehr Gewissheit und ein Erleben des Inhaltes.

Nach dieser dynamischen die statische Betrachtung mit dem Strom I im Zustand Ue = +1 V. Die selbe Spannung liegt über R1 und dies erzeugt einen Strom von 10 µA. Dieser fliesst via Knotenpunkt des virtuellen GND durch R2 zur Endstufe des Opamps. Da R2 doppelt so gross ist wie R1, liegt Ua auf -2 V. An dieser Spannung liegt der Lastwiderstand RL. Es entsteht ein Strom Ir von 2 mA, der ebenfalls zur Endstufe des Opamps fliesst. Dies ergibt den Summenstrom It (t=total) von 2.01 mA. Die Endstufe ist als NPN-PNP-Schaltung angedeutet. Es kann z.b. die Endstufe eines LM358- (Dual) oder LM324-Opamp (Quad) sein. Wenn Ua Strom zieht, dann leitet der PNP- und im umgekehrten Fall der NPN-Transistor. Die selbe Erklärung gilt, wenn ein N-Kanal- und P-Kanal-MOSFET die Endstufe bilden.

Teilbild 2 stellt ein anderes Thema vor. Hier geht es darum, wenn ein Opamp als invertierender Verstärker mehrere Eingänge hat, dann reduziert sich die Unitygain-Bandbreite in dem Masse wie klein der Parallelwiderstand von R1, R3 und noch weiteren Widerständen mit weiteren Eingängen ist. Das gilt stets dann wenn ein Eingang an einer Quelle angeschlossen ist. Ob diese ein Signal liefert, spielt keine Rolle. Es gilt der Ausgangswiderstand der externen Quelle.

Dieser Opamp-Elektronik-Minikurs bietet noch weitere Themen:

  • Leerlaufverstärkung, Differenzspannung und Frequenz
  • Grenzfrequenz, Slewrate und Leistungsverbrauch
  • Anstelle GND eine variable Referenzspannung
  • Der unbenutzte Opamp und die richtige Beschaltung
  • UGBW: Experimentieren mit höheren Frequenzen – Probleme
  • Was ist der Piezoeffekt? (mit zusätzlichem Link)

Gruss Euer
ELKO-Thomas


Operationsverstärker IV: Störprobleme

Dieser neue vierte Elektronik-Minikurs zum Thema Operationsverstärker (Opamp) befasst sich mit unterschiedlichen Störproblemen bei Opamp-Schaltungen. Es beginnt mit der störarmen Beschaltung. Es gilt der elementare Grundsatz, dass eine analoge signalverstärkende oder signalverarbeitende Schaltung so niederohmig wie möglich realisiert sein sollte. Dies reduziert das Risiko der parasitär-kapazitiven Einkopplung von elektrischen Wechselfeldern. Eine solche Störquelle ist oft in unmittelbarer Nähe, nämlich eine parallele Leiterbahn…

Teilbild 1: Eine empfindliche Stelle der parasitären Einkopplung beim Opamp ist der invertierende Eingang, weil dieser, als virtueller GND, auf einen niedrigen Strom empfindlich reagiert und so in R2 und somit auch am Ausgang Ua die Störspannung Us verstärkt wiedergibt. Ähnliches gilt bei nichtinvertierendem Eingang, jedoch ist die Funktionsweise etwas anders. Der Strom wirkt direkt auf R3. Die Störspannung liegt an R3 und wird durch „(R2/R1)+1“ verstärkt. Us ist die Stör- oder im Speziellen die 50-Hz-Brummspannung. Der Zeigefinger illustriert das spielerische Experiment. Je näher der Zeigefinger beim invertierenden oder nichtinvertierenden Eingang ist, um so grösser ist die Kapazität Cx im unteren pf-Bereich.

Teilbild 2: Hier geht es um eine reale Störsituation. Der punktierte Bereich der beiden parallelen Leiterbahnen bilden die Kapazität Cx. Wenn Us eine Rechteckspannung im unteren Volt-Bereich aufweist, z.B. als Teil einer benachbarten digitalen Schaltung, dann wird Us im Bereich von Cx in den Abschnitt der Leiterbahn zum invertierenden Eingang eingekoppelt mit der entsprechenden Auswirkung auf Ua. Der nichtinvertierende Eingang ist hier mit GND verbunden, weil nur die Störspannung zum Ausdruck kommen soll. Warum diese als feine Nadelimpulse gezeichnet sind, erfährt man im Minikurs.

Die Teilbilder 3 bis 5 zeigen, dass die Bahnlänge zum invertierenden Eingang so kurz wie möglich gehalten werden sollte. Dies erreicht man, wenn die Bauteile (hier R1 und R2) möglichst nahe beim invertierenden Eingang verlötet sind. Häufig verwendet man zur Kalibrierung oder Steuerung der Verstärkung eine Kombination aus Widerstand und (Trimm-)Potmeter. Es versteht sich von selbst, dass R2 so nahe wie möglich beim invertierenden Eingang liegt.

Viel Spass beim Lesen des neuen vierten Opamp-Minikurses.

Gruss Euer
ELKO-Thomas